DE10033574A1

DE10033574A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Auswertung eines digital modulierten Signals

Info

Publication number: DE10033574A1
Application number: DE2000133574
Authority: DE
Inventors: Denis Brandes
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2000-07-11
Filing date: 2000-07-11
Publication date: 2002-01-31
Anticipated expiration: 2020-07-12
Also published as: DE10033574B4

Abstract

Eine Vorrichtung zur Auswertung eines mit einer Inphase-Komponente (I) und Quadraturphase-Komponente (Q) digital modulierten Signals umfaßt eine Phasenermittlungs-Einrichtung (1), einen ersten Differenzierer (2), einen zweiten Differenzierer (3) und einen Detektor (4). Die Phasenermittlungs-Einrichtung (1) ermittelt die Phase phi aus der Inphase-Komponente (I) und der Quadraturphase-Komponente (Q) des digital modulierten Signals. Der erste Differenzierer (2) ermittelt die Frequenz f durch Differenzieren der Phase phi nach der Zeit t. Der zweite Differenzierer (3) ermittelt die Zeitableitung der Frequenz d/dt f durch Differenzieren der Frequenz f nach der Zeit t. Der Ausgang des Detektors (4) wechselt von einem ersten logischen Zustand (0) in einen zweiten logischen Zustand (1), wenn die Zeitableitung der Frequenz d/dt f positiv ist. Hingegen wechselt der Ausgang von dem zweiten logischen Zustand (1) in den ersten logischen Zustand (0), wenn die Zeitableitung der Frequenz d/dt f negativ ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Auswertung eines digital modulierten Signals, insbesondere eines MSK (Minimum Shift Keying)-Signals oder eines FSK (Frequency Shift Keying)-Signals.

Bei derartigen digital modulierten Signalen ändert sich die Frequenz in Abhängigkeit von dem digitalen Zustand der Modulation. Digital modulierte Signale werden bei der Demodulation und Mischung ins Basisband in eine Inphase (I)- Komponente und eine Quadraturphase (Q)-Komponente zerlegt. Mittels einer arctan-Funktion kann aus der Inphase (I)- Komponente und der Quadraturphase (Q)-Komponente der momentane Phasenwinkel ϕ berechnet werden. Durch zeitliches Differenzieren des momentanen Phasenwinkels ϕ erhält man die Frequenz f. Bislang war es üblich, die Frequenz als Kriterium für die Detektion des digitalen Zustands "0" oder "1" heranzuziehen. Die Frequenz unterliegt jedoch Instabilitäten bzw. einem Frequenzoffset, der beispielsweise durch die Dopplerverschieben bei bewegten Mobilstationen oder durch Ungenauigkeiten von Oszillatoren hervorgerufen werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Auswertung eines mit einer Inphase- Komponente I und einer Quadraturphase-Komponente Q digital modulierten Signals anzugeben, das gegenüber relativen Frequenzverschiebungen unempfindlich ist.

Die Aufgabe wird bezüglich des Verfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich der Vorrichtung durch die Merkmale des Anspruchs 7 gelöst.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß es vorteilhaft ist, anstatt der Frequenz deren zeitlicher Ableitung auszuwerten. Dazu muß die Phase insgesamt zweifach zeitlich differenziert werden. Das zeitliche Differential der Frequenz ist unabhängig gegenüber konstanten Frequenzverschiebungen, die z. B. von Ungenauigkeiten der Oszillatorfrequenz der Mischer oder durch Dopplerverschiebungen hervorgerufen werden können. Ein Wechsel von einem digitalen logischen Zustand in den anderen digitalen logischen Zustand liegt immer dann vor, wenn das zeitliche Differential der Frequenz entweder einen positiven oder einen negativen Ausschlag hat.

Die Unteransprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.

Bei der zeitlichen Differenzierung der Phase tritt das Problem auf, daß der Winkelbereich nur zwischen -180° und +180° definiert ist und sich dann periodisch wiederholt. Durch Berechnung mit der arctan-Funktion springt der Winkel bereichsüberschreitend von +180° auf -180° zurück, bzw. springt bei Unterschreiten und -180° auf +180°. Am Ausgang der arctan-Berechnungsstufe treten deshalb erhebliche Signalsprünge auf, wenn der Definitionsbereich von -180° bis +180° verlassen wird. In dem nachgeschalteten Differenzierer zur Erzeugung der Frequenz als zeitliches Differential aus dem Phasenwinkel treten bei Verwendung eines üblichen Differenzierers beim Über- und Unterschreiten der Bereichsgrenzen bei +180° bzw. -180° aufgrund der Signalsprünge erhebliche Einschwingvorgänge auf, die nicht zu verarbeiten sind.

Erfindungsgemäß wird deshalb vorgeschlagen, die Differenzierung des Phasenwinkels mit einem Grob- Differenzierer vorzunehmen und die Differenzbildung zwischen dem Phasenwinkel an einer bestimmten Abtaststelle in Bezug auf den Phasenwinkel an der vorhergehenden Abtaststelle Modulo 360° zu berechnen. Ein Sprung um 360° an den Bereichsgrenzen bei +180° und -180° wirkt sich am Ausgang des Grob-Differenzierers deshalb nicht aus, so daß Eigenschwingungen nicht auftreten.

Die aufgrund der groben Differenzierung durch Differenzbildung zwischen nur zwei Abtaststellen hervorgerufenen Nichtlinearität im Frequenzgang kann durch einen nachgeschalteten FIR-Tiefpaß ausgeglichen werden. Dabei ist der Frequenzgang des FIR-Filters so zu wählen, daß der nichtlineare Frequenzgang des Grob-Differenzierers kompensiert wird.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens;

Fig. 2 die Frequenz als Funktion der Zeit in Abhängigkeit von der modulierenden Bitfolge;

Fig. 3 die Zeitableitung der Frequenz als Funktion der Zeit, als Funktion der modulierenden Bitfolge;

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines im Rahmen der Erfindung vorteilhaften Differenzierers, der aus einem Grob-Differenzierer und nachgeschalteten Korrektur-Filter besteht;

Fig. 5A der Frequenzgang des Grob-Differenzierers;

Fig. 5B der Frequenzgang des Korrektur-Filters;

Fig. 5C der Gesamtfrequenzgang bestehend aus dem Frequenzgang des Grob-Differenzierers und des Frequenzgangs des Korrektur-Filters, und

Fig. 6 der Phasenwinkel als Funktion der Zeit zur Erläuterung des Verhaltens an den Bereichsgrenzen.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen Vorrichtung. Die erfindungsgemäße Vorrichtung besteht aus einer Phasenermittlungs-Einrichtung 1, einem ersten Differenzierer 2, einem zweiten Differenzierer 3 und einem Detektor 4.

Der Phasenermittlungseinrichtung 1 wird im Basisband die Inphase-Komponente I und die Quadraturphase-Komponente Q eines empfangenen, digital modulierten Signals zugeführt. Ziel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist es, mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung die Bitsequenz zu ermitteln, mit welcher das aus der Inphase-Komponente I und der Quadraturphase-Komponente Q bestehende Eingangssignal moduliert ist. Dazu wird zunächst in der Phasenermittlungs- Einrichtung 1 die momentane Phase ϕ des Signals ermittelt. Dies erfolgt durch die Funktion

ϕ = arctan Q/I (1)

An den asymptotischen Definitionslücken der arctan-Funktion bei +90° und -90° wird die Funktion jeweils auf den höchsten bzw. niedrigsten Wert des Wertebereichs der Arithmetik gesetzt. Um die Frequenz f zu erhalten, wird die Phase ϕ in einem ersten Differenzierer 2 differenziert.

Fig. 2 zeigt das Signal am Ausgang des ersten Differenzierers 2, nämlich die Frequenz f als Funktion der Zeit t. Dabei ist eine beispielhafte Bitfolge angegeben und die Frequenz in Abhängigkeit von dieser, das Signal modulierende Bitfolge dargestellt. Die durchgezogene Kurve 5 veranschaulicht den idealen Verlauf der Frequenz, nämlich eine Umtastung (Keying) zwischen den Frequenzen f₁ und f₂, die symmetrisch zu einer Mittelfrequenz f_M verteilt sind. Dabei kennzeichnet die zweite Frequenz f₂ einen ersten logischen Zustand "0" und die erste Frequenz f₂ einen zweiten logischen Zustand "1" der modulierenden Bitfolge.

Tatsächlich sind die beiden Umtastfrequenzen f₁ und f₂ jedoch nicht symmetrisch um die Mittelfrequenz f_M verteilt, sondern sind einem Versatz(offset) Δf unterworfen, der seine Ursache z. B. in Ungenauigkeiten von Oszillatorfrequenzen oder Dopplerverschiebungen bei mobilen Sendeempfängern hat. Deshalb führt die Auswertung der Frequenz häufig zu Fehlern. Die Bitentscheidung durch einen Vergleich von f₁ bzw. f₂ mit f_M schlägt fehl, wenn Δf zu groß wird. Dies gilt insbesondere, wenn dem Signal noch zusätzliche Störungen, z. B. Rauschen, überlagert sind. Der verschobene Frequenzverlauf ist in Fig. 2 mit unterbrochener Linienführung eingezeichnet.

Erfindungsgemäß wird deshalb vorgeschlagen, eine weitere zeitliche Differenzierung in dem zweiten Differenzierer 3 vorzunehmen, und anstatt der Frequenz f die Zeitableitung d/dt f der Frequenz auszuwerten. Die Zeitableitung der Frequenz ist in Fig. 3 als Funktion der Zeit dargestellt. Erkennbar ist, daß ein jeder Flanke des Frequenzverlaufs ein Peak auftritt, wobei im dargestellten Ausführungsbeispiel beim Wechsel von dem logischen Zustand "0" in den logischen Zustand "1" ein positiver Peak und bei einem Wechsel von dem logischen Zustand "1" in den logischen Zustand "0" ein negativer Peak auftritt. Der Detektor 4 geht entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren so vor, daß dieser seinen Ausgang auf dem logischen Zustand "0" läßt, bis ein positiver Peak der Zeitableitung d/dt f auftritt. Bei einem positiven Peak der Zeitableitung der Frequenz d/dt f wird der Ausgang des Detektors 4 in den logischen Zustand "1" umgeschaltet und verbleibt so lange in dem logischen Zustand "1" bis ein negativer Peak der Zeitableitung d/dt f auftritt. Bei einem negativen Peak der Zeitableitung der Frequenz d/dt f wird wieder in den ersten logischen Zustand "0" zurückgeschaltet. Die Zuordnung der logischen Zustände "0" und "1" zu der höheren Frequenz f₁ und der niedrigeren Frequenz f₂ und somit zu den positiven und negativen Peaks der Zeitableitung der Frequenz kann auch umgekehrt gewählt werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist somit unabhängig gegenüber einem Frequenzversatz Δf, so daß durch die zweite zeitliche Differenzierung mit dem zweiten Differenzierer 3 die Fehlerrate erheblich gesenkt werden kann.

Bei dem zweiten Differenzierer 2 tritt ein besonderes Problem dadurch auf, daß die Phasenermittlungs-Einrichtung 1 kein kontinuierliches Phasen-Ausgangssignal zur Verfügung stellt, sondern ein Phasen-Ausgangssignal, das auf den Wertebereich zwischen -180° und +180° beschränkt ist. Steigt der Winkel der detektierten Phase über +180° an, so springt der Ausgang der Phasenermittlungs-Einrichtung 1 auf -180° zurück. Umgekehrt springt das Ausgangssignal am Ausgang der Phasenermittlungs-Einrichtung von -180° auf +180°, wenn die Bereichsgrenze von -180° unterlaufen wird. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß der Wertebereich üblicherweise so skaliert wird, daß der Bereich von -180° bis +180° linear auf den Bereich -1 bis +1 umgesetzt wird, was für die weitere Betrachtung jedoch keine Rolle spielt.

Der Sprung am Ausgang der Phasenermittlungs-Einrichtung 1 hat seine Ursache in der Auswertung der arctan-Funktion, die zunächst nur zwischen -90° und +90° definiert ist. Unter Berücksichtigung der Vorzeichen sowohl der Inphasen- Komponente I als auch der Quadraturphasen-Komponente Q kann der Wertebereich auf -180° bis +180° ausgedehnt werden, da sich die Phase ϕ im ersten Quadranten des Koordinatensystems befindet, wenn gilt I < 0 und Q < 0, sich die Phase ϕ im zweiten Quadranten befindet, wenn gilt I < 0, Q < 0, sich die Phase ϕ im dritten Quadranten befindet, wenn gilt I < 0 und Q < 0, und sich die Phase ϕ im dritten Quadranten befindet, wenn gilt I < 0 und Q < 0. An den nicht definierten Stellen +90° und -90°, d. h. Q = 0 wird dem Ausgang des Phasendetektors I ein fester Wert zugewiesen, der +90° bzw. -90° entspricht. Der Wertebereich im Ausgang der Phasenermittlungs-Einrichtung 1 ist somit auf den Wertebereich zwischen -180° und +180° beschränkt.

Fig. 6 zeigt die Situation am Ausgang der Phasenermittlungs- Einrichtung 1. Die Inphase-Komponente I und die Quadraturphase-Komponente Q liegen zu festen Abtastzeiten t_i vor, wobei in Fig. 6 die Abtast-Zeiten t_k-3 bis t_k+2 dargestellt sind. Die Abtastperiode beträgt T. Während die Phasenwinkel ϕ_k-3, ϕ_k-2 und ϕ_k-1 zunächst kontinuierlich ansteigen, ist der Phasenwinkel ϕ_k größer als +180°. Dies fällt jedoch außerhalb des Wertebereichs, so daß dieser Phasenwinkel am Ausgang der Phasenermittlungs-Einrichtung 1 auf einen Phasenwinkel ϕ_k etwas größer als -180° abgebildet wird. Die nachfolgenden Phasenwinkel ϕ_k+1 und ϕ_k+2 steigen wieder kontinuierlich an. Würde man das in Fig. 6 dargestellte Signal einem gewöhnlichen digitalen Differenzierer zuführen, so würde beim Übergang von ϕ_k-1 auf ϕ_k ein Sprung von ca. -360° auftreten. Dies würde zu einem virtuellen Sprung am Ausgang des Differenzierers 2 um den vollen Wertebereich von -360° führen, obwohl dieser Sprung in I/Q-Eingangssignal nicht vorhanden ist. Dieser Sprung würde nicht nur die Auswertung stören, sondern auch zu Eigenschwingungen des Differenzierers 2 führen.

Erfindungsgemäß wird der erste Differenzierer 2 deshalb in einen Grob-Differenzierer und ein nachgeschaltetes Korrektur-Filter zerlegt. Fig. 4 zeigt den erfindungsgemäßen Aufbau des ersten Differenzierers 2. Wie bereits erwähnt, ist der erste Differenzierer 2 in einen Grob-Differenzierer 7 und in ein Korrektur-Filter 8 unterteilt. Der Grob- Differenzierer 7 besteht aus einem ersten Verzögerungselement 9, einem ersten Multiplizierer 10, einem zweiten Multiplizierer 11 und einem ersten Addierer 12. Das Verzögerungselement 9 verzögert das am Eingang 13 anstehende digitale Abtastsignal um eine Abtastperiode T, so daß dem Addierer 12 die Phase ϕ_k zum Zeitpunkt t_k und die Phase ϕ_k-1 des vorhergehenden Abtastzeitpunkts t_k-1 negiert zugeführt wird. Dabei ist wesentlich, daß der erste Addierer 12 Modulo 360° arbeitet, so daß die Subtraktion Modulo 360° durchgeführt wird. Der erste Addierer 12 berechnet deshalb die Differenzbildung aufeinanderfolgender Phasenwerte nach der Formel

Δϕ = Mod_360° (ϕ_k - ϕ_k-1) (2)

bzw. allgemein bei Verzögerung über n Abtastperioden T

Δϕ = Mod_360° (ϕ_k - ϕ_k-n) (3)

Durch die Subtraktion Modulo 360° werden die vorstehend anhand von Fig. 6 erläuterten Phasensprünge um 360° kompensiert. Dies sei an folgendem Zahlenbeispiel verdeutlicht:

Unter der Annahme das ϕ_k-1 +179° ist und ϕ_k am Ausgang der Phasenermittlungs-Einrichtung 1 aufgrund des Sprungs an der Bereichsgrenze -179° ist, der eigentliche richtige Wert für ϕ_k jedoch +181° (ohne den fehlerhaft auftretenden Sprung um 360°) ist, ergibt sich ϕ_k - ϕ_k-1 = -179° - 179° = -358°. Da der Wertebereich von -180° bis +180° unterschritten wurde, führt der Modulo-Operator zu dem Ergebnis: -358° + 360° = +2°, also dem eigentlich richtigen Phasenversatz zwischen ϕ_k und ϕ_k-1.

Arithmetisch läßt sich die Modulo-Operation sehr einfach dadurch realisieren, daß im Falle der Überschreitung bzw. Unterschreitung des Wertebereichs von -180° bis +180° der dabei auftretende Überlauf des Akkumulators in dem digitalen Signalprozessor ignoriert wird. Wenn der gültige Wertebereich des Akkumulators von -1 bis +1 reicht, kann dies zur Skalierung des Bereichs -180° bis +180° auf den Bereich -1 bis +1 in einfacher Weise erreicht werden. Für die Realisierung des Modulo-Operators sind deshalb keine zusätzlichen Komponenten notwendig.

Der Grob-Differenzierer 7 führt die grobe Differenzierung Δϕ/Δt der Phase ϕ also nach der Formel

Aϕ/Δt = (Mod_360° (ϕ_k - ϕ_k-n))/(n . T) (4)

aus. n ist eine ganze natürliche Zahl, die vorzugsweise 1 ist, so daß die grobe Differenzierung anhand zweier benachbarter Abtastwerte erfolgt. Durch die Abtastperiode T auf 1 normiert, so ist keine Division erforderlich.

Nachteilig bei dieser Vorgehensweise ist, daß an dem Grob- Differenzierer 7 am Ausgang nur eine grobe Differenzierung Δϕ/Δt vorliegt, deren Genauigkeit von dem Abstand der Abtaststellen abhängt. Der Abtastwert an weiteren vorhergehenden oder nachfolgenden Abtaststellen geht in diesen sehr einfachen Differenzieralgorithmus nicht ein, so daß das Differenzier-Ergebnis relativ grob und ungenau ist. Dies zeigt sich in dem in Fig. 5A dargestellten Frequenzgang 17 des Grob-Differenzierers 7. Bei einem idealen Differenzierer steigt die Ausgangsamplitude A linear mit der in Fig. 5A normiert dargestellten Frequenz f an. Man erkennt jedoch einen Hochpaß-Charakter des einfachen Grob- Differenzierers 7. Dieser kann dadurch kompensiert werden, daß dem Grob-Differenzierer 7 ein Korrektur-Filter 8 mit Tiefpaß-Charakteristik nachgeschaltet wird.

Daß in Fig. 4 dargestellte Korrektur-Filter umfaßt N - 1 Verzögerungselemente 13 ₀, . . . 13 _N-3, 13 _N-2, N Multiplizierer 14 ₀, . . . 14 _N-3, 14 _N-2, 14 _N-1, sowie einen zweiten Addierer 15. Das in den Verzögerungselementen 13 ₀ bis 13 _N-2 um jeweils eine Abtastperiode T verzögerte Signal wird jeweils mit Koeffizienten h₀ . . ., h_N-3, h_N-2 und h_N-1 multipliziert. Das in Fig. 4 dargestellte Korrektur-Filter in FIR (Finit Impulse Response)-Struktur hat Tiefpaßcharakteristik.

Die numerischen Werte für die Koeffizienten h sind für Tiefpaßfilter einer bestimmten Ordnung N aus der Literatur bekannt.

Fig. 5B zeigt den Frequenzgang 18 des Korrektur-Filters 8, d. h. die Ausgangsamplitude A als Funktion der normierten Frequenz f. Dabei sind die Koeffizienten h₀ . . ., h_N-3, h_N-2 und h_N-1 so anzupassen, daß sich ein solcher Frequenzgang des Korrektur-Filters 8 ergibt, daß der in Fig. 5C dargestellte Gesamtfrequenzgang des aus dem Grob- Differenzierers 7 und dem Korrektur-Filter 8 bestehenden ersten Differenzierers 2 in einem Nutzbereich 16 wenigstens annähernd konstant ist.

Der zweite Differenzierer 3 kann ebenfalls entsprechend dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel ausgestaltet sein. Da in dem zeitlichen Frequenzverlauf jedoch anders als in dem zeitlichen Phasenverlauf keine großen Sprünge zu erwarten sind, kann auch ein üblicher FIR-Differenzierer eingesetzt werden.

Claims

1. Verfahren zur Auswertung eines mit einer Inphase- Komponente I und einer Quadraturphase-Komponente Q digital modulierten Signals mit folgenden Verfahrensschritten:

- Berechnen der Phase ϕ aus der Inphase-Komponente I und der Quadraturphase-Komponente Q des digital modulierten Signals mittels der Beziehung
ϕ = arctan Q/I
- Berechnen der Frequenz f durch Differenzieren der Phase ϕ nach der Zeit t,
- Berechnen der Zeitableitung der Frequenz d/dt f durch Differenzieren der Frequenz f nach der Zeit t,
- Entscheiden, daß ein Wechsel von einem ersten logischen Zustand (0) in einen zweiten logischen Zustand (1) vorliegt, wenn die Zeitableitung der Frequenz d/dt f positiv ist, und Entscheiden, daß ein Wechsel von dem zweiten logischen Zustand (1) in den ersten logischen Zustand (0) vorliegt, wenn die Zeitableitung der Frequenz d/dt f negativ ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phase ϕ an Abtaststellen (t_k-3 . . . t_k+2) vorliegt, die um eine Abtastperiode T beabstandet sind,
daß das Differenzieren der Phase in einem Grob- Differenzierer (7) erfolgt, der eine grobe Differenzbildung (Δϕ)der Phase ϕ über zumindest eine Abtastperiode T vornimmt und die Differenzbildung Modulo 360° berechnet.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die grobe Differenzierung Δϕ/Δt der Phase ϕ nach der Formel
Aϕ/Δt = (Mod_360° (ϕ_k - ϕ_k-n))/(n.T)
erfolgt, wobei
Mod_360° Modulo 360°
ϕ_k die Phase ϕ an der k-ten Abtaststelle
ϕ_k-n die Phase ϕ an der k-n-ten Abtaststelle und
n eine ganze natürliche Zahl, die vorzugsweise 1 ist
bedeuten.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
daß nach dem Differenzieren mit dem Grob-Differenzierer (7) eine Filterung in einem Korrektur-Filter (8) erfolgt, wobei der Frequenzgang (18) der Korrektur-Filters (8) so an den Frequenzgang (17) des Grob-Differenzierers (7) angepaßt ist,
daß ein Gesamtfrequenzgang (19), der aus dem Frequenzgang (17) des Grob-Differenzierers (7) und dem Frequenzgang (18) des Korrektur-Filters (8) zusammengesetzt ist, in einem Nutzbereich (16) linear mit der Frequenz f ansteigt.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterung mit einem Tiefpaß-FIR(finite impulse response)-Filter erfolgt.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das digital modulierte Signal ein MSK (minimum shift keying)-Signal oder eines FSK (frequency shift keying)- Signal ist.

7. Vorrichtung zur Auswertung eines mit einer Inphase- Komponente I und einer Quadraturphase-Komponente Q digital modulierten Signals mit
einer Phasenermittlungs-Einrichtung (1), die die Phase ϕ aus der Inphase-Komponente I und der Quadraturphase-Komponente Q des digital modulierten Signals mittels der Beziehung
= arctan Q/I
ermittelt,
einem ersten Differenzierer (2), der die Frequenz f durch Differenzieren der Phase ϕ nach der Zeit t ermittelt, einem zweiten Differenzierer (3), der die Zeitableitung der Frequenz d/dt f durch Differenzieren der Frequenz f nach der Zeit t ermittelt, und
einem Detektor (4), dessen Ausgang von einem ersten logischen Zustand (0) in einen zweiten logischen Zustand (1) wechselt, wenn die Zeitableitung der Frequenz d/dt f positiv ist, und dessen Ausgang von dem zweiten logischen Zustand (1) in den ersten logischen Zustand (0) wechselt, wenn die Zeitableitung der Frequenz d/dt f negativ ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phase ϕ an Abtaststellen (t_k-3 . . . t_k+2) vorliegt, die um eine Abtastperiode T beabstandet sind,
daß der erste Differenzierer (2) einen Grob-Differenzierer (7) umfaßt, der eine grobe Differenzbildung (Δϕ) der Phase ϕ über zumindest eine Abtastperiode T vornimmt und die Differenzbildung Modulo 360° berechnet.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Grob-Differenzierer (7) die grobe Differenzierung Aϕ/Δt der Phase ϕ nach der Formel
Aϕ/Δt = (Mod₃₆₀° (ϕ_k - ϕ_k-n))/(n.T)
vornimmt, wobei
Mod_360° Modulo 360°
ϕ_k die Phase ϕ an der k-ten Abtaststelle
ϕ_k-n die Phase ϕ an der k-n-ten Abtaststelle und
n eine ganze natürliche Zahl, die vorzugsweise 1 ist,
bedeuten.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet,
daß in dem ersten Differenzierer (2) dem Grob-Differenzierer (7) ein Korrektur-Filter (8) nachgeschaltet ist, wobei der Frequenzgang (18) der Korrektur-Filters (8) so an den Frequenzgang (17) des Grob-Differenzierers (7) angepaßt ist,
daß ein Gesamtfrequenzgang (19) des ersten Differenzierers (2), der aus dem Frequenzgang (17) des Grob-Differenzierers (7) und dem Frequenzgang (18) des Korrektur-Filters (8) zusammengesetzt ist, in einem Nutzbereich (16) linear mit der Frequenz f steigt.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrektur-Filter (8) ein Tiefpaß-FIR (finite impulse response)-Filter ist.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das digital modulierte Signal ein MSK (minimum shift keying)-Signal oder eines FSK (frequency shift keying)- Signal ist.