CN85109610A

CN85109610A - 弹性表面波器件

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Publication number: CN85109610A
Application number: CN198585109610A
Authority: CN
Inventors: 汤原章纲; 佐佐木淳; 芝隆司; 山田纯
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-12-14
Filing date: 1985-12-14
Publication date: 1986-07-16
Also published as: US4728912A; CN85109610B; JP2725697B2; JPS61141217A; DE3544132A1; CA1261461A

Abstract

一个弹性表面波器件，含有一压电基片(I)以及第一和第二组换能器(C，A)，而第二组换能器由多个换能器(A_-4、A_-2、A_-1、A₁、A₂和A₄)组成。第二组换能器A中的每一个换能器的几何中心位置与整个第二组换能器A的几何中心位置(O-O′)相对称。除最外边的两个换能器之外，弹性表面波在每一个相邻的换能器之间传播所需要的时间为常数(τ)。每个最外边的换能器同与它们相邻的换能器之间的延时等于固定延时(τ)的一半的奇数倍，或者等于固定延时(τ)的一半的奇数倍加上或者减去四分之一波长时间。

Description

本发明介绍一种高频率低损耗的弹性表面波器件，其特点是具有优良的通带特性波形因数、优良的阻带抑制能力以及优良的纹波特性。

为获得理想的幅度一频率特性，一般使用的弹性表面波器件大多采用不等指长换能器和等指长换能器相结合的结构;由于将组成器件的每一个换能器的幅度-频率特性相乘就能得出整个系统的特性，因此设计这种换能器结构的弹性表面波器件是容易的。除这种普通的换能器结构之外，也还建议采用一种相位加权换能器结构，它由一组在同一传播通道上配置相等重叠长度的换能器构成;在某些区段也使用这样一种与不等指长换能器相结合的结构，其中相位加权换能器代替了不等指长换能器，或者相位加权换能器代替了等指长换能器。

采用等指长换能器同不等指长换能器相结合的上述普通弹性表面波器件具有下列缺点：

（1）难以足够地抑制阻带扰动信号。特别是若用比所要求的带宽大得多的电极对数少的高阻抗等指长换能器做弹性表面波器件，则只有用不等指长换能器，方能达到所要求的阻带抑制度;结果就要求更多对数的不等指长换能器，从而就需要更大的基片面积。此外，弹性表面波器件的这种缺点将在转换器重叠长度短的地方引起更大的衍射效应，最后使阻带扰动信号变得更大。如果用此弹性表面波器件所要求的带宽并不更大的等指长换能器，则它们的陷阱（极点）和旁瓣效应就可提升整个器件的阻带抑制度;但是由于衍射效应不能完全被消除，阻带抑制度不可能提升到相应的预期程度，特别是在换能器同电源或负载接近匹配情况下使用低损耗弹性表面波器件的情况时，阻带抑制问题具有更大的意义。由于在靠近通常的低阶旁瓣处，换能器的辐射电导相对于振荡器的内电导没有必要是足够小，而其虚部（电纳）在接近共轭匹配时又将被抵消;其结果，低阶旁瓣的相对值将显著地增加。

（2）等指长换能器的阻抗不能调整到所期望的数值。如果为了试图提高阻带抑制度，使用具有小分数带宽的高频滤波器结构，同时使用不大于所要求的带宽的等指长换能器，则所需要的换能器的电极对数就会增加。此外，在这种情况下，为了避免在不等指长换能器重叠长度短的地方而产生过量衍射波效应，其缝隙不能改窄;结果将导致更大的辐射电导和辐射电纳。试举一例，如果用128°旋转Y轴切割的，X轴为传播方向的铌酸锂（LINbo₃）单晶作衬底构成中心频率为402，78MHZ，3dB衰减带宽为30MHZ的一个带通滤波系统;要求用59.5对不等指长换能器和13对等指长换能器，而必须使用分裂指状换能器。对于这种情形，如果隙缝调整到300μm，则不等指长换能器的辐射电导将大约为4m

，而等指长换能器的辐射电导将大约为6m

。如果这样的一个滤波器用在具有外电路电导为20m

（对于50Ω系统）的普通的两-换能器的结构当中，则所谓的由负载或电源引起的再生效应将导致多重渡越信号快速产生，最后将给出严重的带内纹波。在这种情况下，在偏离中心频率大约40MHZ处，阻带抑制度将只有32-34dB;由衍射效应引起阻带抑制度就会下降大约在相对于设计值的10-15dB，在这种条件下，使隙缝进一步变窄将是不实际的，而为了实际目的而去降低辐射电导也将是不可能的。如果选用三-换能器的结构以降低损耗，则其中心换能器不得不同外电路相匹配，至于外换能器，为了在整个带宽内抑制多重渡越信号，有必要将它们的辐射电导降低到外电路电导的十分之一左右。如果外电路电导值为20m

，在这种情况下，用阻抗匹配电路网络或适当调节隙缝长度的方法就能够使中心换能器同外电路相匹配;但是，如果不使用阻抗失配电路网络，则外换能器的辐射电导就不可能调整到所期望的数值。无论是用不等指长换能器还是用等指长换能器构成中心换能器或外换能器，这种情况都是能观测得到的。采用电极对数少的等指长换能器作外换能器能使外换能器的辐射电导调整到所期望的数值，然而它将使阻带抑制更加困难。

人们能够把制作普通弹性表面波器件的相位加数换能器分成三种类型：

（a）这种类型的相位加权换能器由若干组等间隔、等指长换能器组成，并用串联或并联的方式把电极对数相等的等指长换能器组联结起来。下列文献含这种类型的相位加权换能器：

（a-1）美国专利U.S.No.3，550，045（R.AdIer）

（a-2）美国专利U.S.No.3，600，710（R.AdIer）

（a-3）美国专利U.S.No.3，825，860（Paul H.Carr）

（a-4） 1972，IEEE超声波专题讨论会议专题报告文集P218-220，Alan J.Budreau and Paul H.Carr，《1 GHZ窄带表面波滤波器》

（a-5）美国专利U.S.No.3，846，723（Philip L.writer，et al）

（b）这种类型的相位加权换能器包含若干等指长的中心换能器，另外若干等指长换能器对称排列在它的两边，它们离中心换能器组的距离是相等的。下列文献含这种类型的相位加数换能器：

（b-1）美国专利U.S.No.3，792，381（T.W.Bristol）

（b-2） 1972，IEEE超声波专题讨论会议专题报告文集P377-880，T.W.Bristol，《周期性表面波等指换能器的合成》

（c）这种类型的相位加权换能器由这样一些换能器组成，它们彼此重叠，而且重叠的长度相等，并具有去掉指的部分。下列文献含这种类型的相位加权换能器：

（c-1）日本专利申请公开号No.14093，1974（Sekine）

（c-2）美国专利U.S.No.3，946，342（C.W.Hartmann）（日本专利申请号No.40259，1975）

（c-3） 1973.IEEE超声波专题讨论会议专题报告文集P423-426，C.S.Hartmann，《采取选抽电极的加数表面波义指换能器》

在上述三种现有的相位加权换能器中，属于类型（a）的都同简单的窄带滤波结构有关，或都同具有若干峰值和谷值的滤波结构有关，它们并没有体现抑制阻带扰动信号、改善通带频响波形因数、用相位加权换能器和不等指长换能器相结合的方法改善频率响应以及降低损耗等方面的任何考虑;结果不能用这种类型的加权换能器实现上述各方面的改善。

其次，（b）类型加权换能器采用这样一种换能器结构，它包括中心等指长换能器，由反相等指长换能器邻接其两边。这种换能器结构的目的乃是在于消除等指长换能器的主旁瓣，同时提高通带特性的平坦度。然而，一般地说，不可能用消除由等指长换能器产生的主旁瓣的方法来既提高换能器的阻带抑制度同时又改善通带特性的平坦度;因此，上面提及的关于换能器结构的问题是：只有当在中心等指长换能器与另外邻接于它两边的等指长换能器获得一个特定的电极对数比时才能同时达到上面两个目的。此外，由于中心等指长换能器的电极对数可决定带宽，所以这使辐射电导就不那么容易加以控制。换言之，如上所述，就高频而言，更小的分数带宽将电致更大的辐射电导。因此，当涉及到高频和小分数带宽时，同上述类型（b）等同的换能器结构是并不适用的。

最后，设计属于上述类型（c）的相位加权换能器是很困难的，因为不清楚如何控制辐射电导和带宽，以及如何确定它们的通带形状。对以上三种类型的换能器还有另外一些共同的缺点，那就是没有考虑在等指长换能器等间距配置的场合同去掉指的场合这两者之间的弹性表面波的速度差。结果，就形成频带特性形状和频率的误差的应用情形。

本发明的一个目的是提供含有多个换能器的弹性表面波器件，它的设计是相当简单，它使阻带扰动信号得到抑制，并使通带得到改善，从而降低器件损耗，使换能器的辐射电导能得以控制，同时还可以任意地调节带宽。本发明的另一个目的是提供一个弹性表面波器件，它采用普通的两-换能器结构，改善了通带特性和边缘特性，并使阻带扰动信号得到抑制。

利用本发明能够达到上述目的。按照本发明，在一个弹性表面波器件里包括一块压电基片，一组配置在基片上的换能器，还有第二组换能器被配置在上述第一组换能器的一边或者两边，以便同前者进行弹性表面波交换。第二组换能器包括两个或更多个共用同一弹性表面波传播通道的换能器。

构成第二组换能器的每一个换能器的几何中心位置同整个第二换能器组的几何中心位置相对称。许多这些彼此对称配置的换能器的电极对数都是相等的，除了最外边的两个换能器之外，弹性表面波在任意两个邻接换能器中心之间传播时所需要的时间-也就是所谓延时-都是固定不变的。在两个最外边的换能器各自的中心同与其相邻的换能器的中心之间的距离是这样确定的，就是如果包括最外边的换能器在内的电极对数是一个整数，则上述两换能器之间的延时等于上面提及的固定延时之半之奇数倍;如果包括最外边换能器在内的电极对数不是一个整数，则上述两换能器之间的延时等于上面提及的固定延时之半之奇数倍再加上或减去四分之一波长时间。相继处于不同相位的换能器的电输出端用串联或并联的方式联结，因此，当由干扰所产生的多个主峰、副峰和陷阱沿频率轴周期性地出现时，一个主峰就会同在靠近低阶旁瓣出现多个副峰和陷阱的第一组换能器组的中心频率f₀重合或者很接近。

为了改善同上述中心频率f₀重合的主峰的凸起部分和边缘特性以改善幅度-频率特性的波形因数，而且降低在同f₀重合的主峰通带邻近的副峰以及减小通带和阻带的宽度比，即为了获得更宽的阻带宽度，对第二组换能器要采取下列措施：

（ⅰ）除两个最外边的换能器之外，换能器的排列是这样的，以便每两个邻接换能器几何中心之间的固定延时都等于τ（其目的是为了简化设计）。主峰和副峰是由除最外边换能器之外的其他换能器所产生的，而比一个主峰带宽和幅度小得多的小副峰的幅度由各个电极对数少的换能器实现的。

（ⅱ）为了互换两个最外边的换能器的极性，以便更有效地抑制除两个最外边的换能器以外的其他换能器所产生的副峰，两个最外边的换能器各自的中心同与其相邻接的那个换能器中心的间距并不等于介于除两个最外边的换能器之外的其他相邻接的换能器中的中心间距。那也就是人们所知道的，可以这样安排两个最外边换能器，使它们的中心与相邻接的换能器的中心之间的延时等于上述固定延时τ之一半的奇数倍，这样做对副峰值抑制将是非常有效的，同时还将使主峰通带特性接近矩形。当两个最外边的换能器所含的电极对数不等于整数时，即如果这个数为半整数时，则最外边的换能器和与其相邻接的换能器之间的距离将用这样的办法来确定，就是使上述两换能器之间的延时等于上述延时τ之一半的奇数倍再加上或减去相应于弹性表面波传播四分之一波长所需的时间，以便不致扰乱通带特性对f₀的对称性。

按照本发明，第二组换能器自己本身就具有限定滤波器特性的能力，因此，使第一组换能器成为不等指长能够专门用来在全频段实现同外匹配电路共轭匹配的目的。所以人们已发现本发明能使多重渡越信号在全频段会受到充分的抑制。

在附图中：

图1A用于说明本发明理论的基本结构的原理图;

图1B本发明的一个实施例的原理图;图2仅表示包含在图1A理论结构中的换能器组的输出幅度特性;

图3为本发明实施例（图1B表示）的幅度频率特性和普通换能器结构的幅度频率特性的比较图。

最佳实施例的详细说明：

以下将详尽地说明本发明的一个实施例。

首先要在基本结构的基础上说明第二组换能器的工作原理。

如上所述，图1A为表示第二组换能器基本结构的一个例子，它包含六个换能器A_-4、A_-2、A_-1、A₁、A₂和A₄，它们的隙缝长度相等，而且共用同一个传播通道。这六个换能器被排成对称于第二组换能器的中心O-O′，这样对称排列的每一对换能器A_-1和A₁、A_-2和A₂或A_-4和A₄都包含相同数量的电极对数。在结构中，没有换能器A_-3和A₃（其电极对数为O）。相邻接的换能器之间的延时（两个最外边的换能器除外），也就是在换能器A_-2和A_-1之间、A_-1和A₁之间及A₁和A₂之间的延时是固定的时间τ，两个最外边的换能器A_-4、A₄中的每一个和同它们相邻接的换能器之间的距离并不取成使它们之间的延时为上述固定延时τ的整数倍。换能器A_-4和虚换能器A_-3之间或换能器A₄和虚换能器A_-3之间的距离将引起1.5τ的延时，也即等于固定延时τ之一半的奇数倍;结果A₄与里面的换能器A_-2之间的距离，或A₄与里边的换能器A₂之间的距离会引起2.5τ的延时。第二组换能器被设计为接收来自第一组换能器的弹性表面波，后者没有在图1A中表示出来。所以有必要校正换能器的位置，同时充分考虑弹性表面波在自由表面上的传播速度和在换能器区段中的有效速度;以便使上述延时τ总是常数，同时也使τ的绝对值同预定值一致。

下面表示图1A所示的换能器所引起的工作响应;要说明的是相对于除两个最外边的换能器之外的所有邻接换能器中心之间的相位差2θ，而不是相对于角频率的。

F（θ）＝ 1/(a₁+a₂+a₄) ｛a₁cosθ+a₂cos3θ+a₄cos8θ｝…（1）

2θ＝w/2π ……（2）

在以上等式（1）中，a₁（＝a_-1）、a₂（＝a_-2）和a₄（＝a_-4）分别表示换能器A₁（A_-1）、A₂（A_-2）和A₄（A_-4）的输出幅度。按一级近似，它们的值正比于各自的电极对数（具有相同的比例系数）。如果a₁大于a₂和a₄，则当θ＝n_Aπ时（1）式的幅度部分代表一个主峰。把给出主峰的θ标记成θ_p。给出幅度峰值的频率f_p为：

f_p＝n_A·Δf_A（n_A为一个整数）……（8）

适当地调整主峰间隔Δf_A以使f_p和第一组换能器的中心频率f₀相一致。当对应于f₀的θ值为θ₀时，相位偏移δθ和频率偏移δf的关系表示如下：

δθ＝θ-θ₀和δf＝f-f₀……（4）

δθ＝（δf/f_A）π……（5）

如果用δθ代换方程（1）中的θ，则得到下列方程：

F（δθ）＝ 1/(a₁+a₂+a₄) ｛a₁cosδθ+a₂cos3δθ+a₄cos8δθ｝…（6）

如果换能器A_-1和A₁各自包含3对换能器，A_-2和A₂各自包含2对换能器，A_-4和A₄各自包含0、5对换能器，而且如果它们的极性相反，则a₁的值为6，a₂为4，而a₄为-1。在这种情况下，则为了在中心频率f₀时，使换能器A_-4和A₄的相位同另外的换能器A_-2、A_-1、A₁和A₂准确地一致，每个最外边的换能器A_-4和A₄的位置可向中心O-O′（或背离中心）偏移四分之一波长。这样，就能用下式表示方程的幅度部分：

F（δθ）＝ 1/9 ｛6cosδθ+4cos3δθ-cos 63/8 δθ｝……（7）

方程的第一和第二项将减小副峰幅度，而并没有改善主峰的波形因数。当加上第三项的负数时，将有效地降低主峰邻近的副峰，而同时阻带就被扩张而改善了主峰的波形因数。

图2表示方程（7）的特性曲线，其幅值沿纵轴，而δθ值沿横轴。该图示按图1A排列的第二组换能器输出幅度的频响特性。F（δθ）对δθ＝0是对称的。在图2中，曲线11表示相对于线性刻度的数值，而虚线12为按dB表示的值，它们的波形因数是良好的，带内平滑度为0.2dB，凸起部分及边缘部分是很徙峭的。在靠近通带处，阻带抑制度为20dB甚至有可能更高些。通带宽度（陷阱范围）与阻带宽度之比能接近2∶1。

现在参照图1B所示原理图来说明基于图1A基本结构的本发明的一个实施例。图1B中标出的基片1是由128°旋转Y轴切割的、X轴为传播方向的铌酸锂（LiNbO₃）单晶片做成的压电基片，在它上面配置的第一组换能器C由59.5对的对称不等指长换能器组成，其中心频率f₀＝402.78MHZ，3dB衰减带宽为30MHZ，隙缝长度为300μm。第二组换能器A和B位于第一组换能器C的沿传播通道延伸方向的两边，它们当中之任何一个都满足适用于基本换能器结构例的方程（7）;它们的隙缝可调到同第一组换能器C的一样。在此实施例中，主峰相对频率fo是相应于n_A＝4;Δf_A为100，695MHZ，Δx₁为39.5μm，Δx₂为39.53μm，而（Δx₃+Δx₄）为96475μm;这里Δx₁、Δx₂、Δx₃和Δx₄同图1A一样表示换能器相互之间的距离。在频率f₀时，换能器A₄和A₄接收同换能器A_-1、A₁、A₂和A_-2反相的波。在此实施例中，所有换能器都是用0.1μm厚度的铝蒸发喷镀薄膜做成的，它们都有分裂指。两个第二组换能器A和B放在第一组换能器C的两边，形成一个具有三-换能器结构的弹性表面波滤波器，经并联连接后同外负载耦合。中心换能器（第一组换能器C）的辐射电导等于4m

，通过匹配电路5同外信号源2（其内电导3为20m

）匹配。在图1B中，1表示压电基片，2是信号源，3是信号源的内电导，4是负载电导，5是匹配电路。

在图3中，把实施例的幅度-频率特性同普通结构换能器（其第二组换能器由四对大带宽等指长换能器组成）的幅度-频率特性作一比较。图中，31是实施例的特性曲线，阻带抑制度超过40^dB，而且，在整个3^dB衰减带宽内多重渡越信号已达到40^dB的抑制度，其中带宽损耗为9^dB。对于普通结构的场合，从另一方面来说，阻带抑制度可以达到40^dB;而且虽然40^dB的带内多重渡越信号抑制度也可能达到，但如曲线32所示，带内损耗可达到13^dB。也曾对另外一个普通结构的换能器做过试验，其阻带抑制度有可能提高（约到35^dB）;但是，为使带内多重渡越信号的抑制度达40^dB，第二组换能器有必要配置稍为失配的换能器，最终产生约13^dB的损耗。这样，实施例比普通结构例的优越性就已被实现;由于实施例使用的第二组换能器的阻带抑制性能相当好，它具有尺宽阻带抑制能力以便使由第一组换能器产生的低阶旁瓣也受到适当地抑制，而用波形因数和带内平滑度描述的滤波器本身的带宽特性是相当好，它足以使它被第二组换能器所规定的，也足以使第一组换能器的变迹工作，在整个带宽内达到实现同外匹配电路共轭匹配的唯一目标。

如以上按本发明所说明的，甚至在高频而带宽比较小的时候，能够减小第二组换能器的辐射电导，而不仅使带宽容易调节，而且对接近主带的阻带扰动信号也能抑制20^dB或者更多些，而且主带宽和阻带宽度的比值能增加到大约2∶1。此外，由于一个具有矩形频率特性的滤波器能使第二组换能器本身变迹，这样的滤波器允许由不等指长换能器组成的第一组换能器具有更大的设计灵活性。因此，如果本发明被用于三-换能器结构的弹性表面波滤波器，则在带内多重渡越信号的抑制度能达到40^dB时，损耗能达到10^dB或更小些;而且这种允许第一组换能器的设计灵活性使第一组换能器的电极对数减少了三分之一。

Claims

1、一个弹性表面波器件由一块压电基片(1)、一个置于基片上的第一组换能器C和一个置于第一组换能器至少一边以与第一组换能器互换弹性表面波的第二组换能器(A；B)所组成，其特征是：

第二组换能器(A；B)由多个换能器(A₄、A_-2、A_-1、A₁、A₂和A₄)组成，它们共用同一弹性表面波传播通道；组成第二组换能器(A；B)的每一个换能器的几何中心位置对称地排列在整个第二组换能器的几何中心位置(O-O′)的两边；这样对称放置的每一对换能器含有相同的电极对数；除两个最外边的换能器之外，每两个相邻接的换能器之间的延时总是常数(τ)；两个最外边的换能器的各自的中心和同它相邻的换能器中心之间的延时等于所说固定延时τ的一半的奇数倍，如果最外边的换能器所包含的电极对数是一个整数的话；或者等于所说固定延时τ的一半的奇数倍加上或减去四分之一波长时间，如果两个最外边的换能器所包含的电极对数不是一个整数的话；组成第二组换能器(A；B)的电极输出端用串联或并联的方式联结起来，然后再输出。

2、一个弹性表面波器件由一个压电基片（1）、一个置于基片上的第一组换能器C和一个置于第一组换能器至少一边，以与第一组换能器互换弹性表面波的第二组换能器（A;B）所组成，其特征是：

第二组换能器（A;B）由多个换能器（A_-4、A_-2、A_-1、A₁、A₂和A₄）组成，它们共用同一弹性表面波传播通道;组成第二组换能器（A;B）的每一个换能器的几何中心位置对称地排列在整个第二组换能器的几何中心位置（O-O′）的两边;这样对称放置的每一对换能器含有相同的电极对数;除两个最外边的换能器之外，每两个相邻接的换能器之间的延时通常是固定的（τ）;两个最外边的换能器的各自的中心和同它相邻接的换能器中心之间的延时等于所说固定延时τ的一半的奇数倍，如果最外边的换能器所包含的电极对数是一个整数的话;或者等于所说固定延时τ的一半的奇数倍加上或减去四分之一波长时间，如果两个最外边的换能器所包含的电极对数不是一个整数的话;组成第二组换能器的电输出端在用串联或并联的方式联结起来之后，然后再输出。结果，在由于干扰而引起的沿频率轴周期性地出现的主峰、副峰和陷阱中，有一个主峰和第一组换能器组的中心频率（f₀）相一致或者相靠近，而副峰和陷阱出现在由第一组换能器所产生的较低阶的旁瓣处。

3、根据权利1的一个弹性表面波器件，其特征是：第二组换能器（A;B）分别放置在第一组换能器（C）的两边，而第一组换能器由不等指长换能器组成。

4、根据权利要求2的一个弹性表面波器件，其特征是：第二组换能器（A;B）分别放置在第一组换能器（C）的两边，而第一组换能器由不等指长换能器组成。

5、根据权利要求1的一个弹性表面波器件，其特征是：第一组换能器（C）由不等指长换能器组成，其唯一的目的乃是为了在整个带宽内同外匹配电路共轭匹配。

6、根据权利要求2的一个弹性表面波器件，其特征是：第一组换能器（C）由不等指长换能器组成，其唯一的目的乃是为了在整个带宽内同外匹配电路共轭匹配。