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CN1938931A - 具有功率节省构件的软开关功率转换器 - Google Patents

具有功率节省构件的软开关功率转换器 Download PDF

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CN1938931A
CN1938931A CNA2004800427529A CN200480042752A CN1938931A CN 1938931 A CN1938931 A CN 1938931A CN A2004800427529 A CNA2004800427529 A CN A2004800427529A CN 200480042752 A CN200480042752 A CN 200480042752A CN 1938931 A CN1938931 A CN 1938931A
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Abstract

本发明涉及一种脉冲宽度调制软开关功率转换器，其具有耦合到变压器的一次绕组的一对主开关和一对辅助开关。主开关和辅助开关间歇地将输入电压源导通到一次绕组，以在每一切换循环的四个操作阶段中操作软开关功率转换器。在第一操作阶段中，主开关将输入电压源导通到变压器。在第二操作阶段中，导通被切断。在第三操作阶段中，变压器作为电感器进行操作，其中辅助开关在零电压或零电流切换模式下接通。在第四操作阶段中，辅助开关被切断，从而返驰能量实现零电压转换。零电压检测用于最优化零电压切换。切换频率响应于负载的减少而减少。此外，辅助开关根据负载的减少而受限制。因此降低在轻负载和无负载条件下的功率消耗。

Description

具有功率节省构件的软开关功率转换器
技术领域
本发明一般涉及一种脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)功率转换器，且更确切地说，本发明涉及一种使用零电压切换技术和功率节省构件的脉冲宽度调制功率转换器。
背景技术
功率转换器已经常用于将未经调节的功率源转换成恒定电压源。具有一次绕组和二次绕组的变压器为大多数功率转换器的核心。通常，开关设备连接到一次绕组以控制从一次绕组转移到二次绕组的能量并从所述二次绕组输出。当前，在开关设备的控制下，脉冲宽度调制功率转换器可以较小的尺寸和重量而在恒定的高频率下进行操作。然而，此功率转换器经受切换损耗、组件应力和噪音以及电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)的问题。
为解决脉冲宽度调制功率转换器的切换损耗问题，已提出用于软切换操作的相移方案，尤其是用于高频率功率转换。举例而言，全桥(fu11-bridge，FB)准谐振零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)技术已揭示在于1989年8月8日颁予Christopher P.Henze，Ned Mohan和John G.Hayes的美国第4,855,888号专利“Constant frequencyresonant power converter with zero-voltage switching”、于1995年8月15日颁予Guichao C Hua和Fred C.Lee的美国专利第5,442,540号“Soft-SWitching PWM converters”以及于2002年3月12日由YungtaekJang和Milan M.Jovanovic揭示的“Soft-switched full-bridgeconverters”中。在于1999年10月26日颁予F.Don Tan的美国第5,973,939号专利“Double forward converter with soft-PWM switching”以及于2001年2月20日颁予Simon Fraidlin和Anatoliy Polikarpov的美国第6,191,960号专利“Active clamp isolated power converter and methodof operating thereof”中，有源箝位技术已用于正激零电压切换功率转换器中。在于2000年5月30日颁予Rui Liu的美国第6,069,798号专利“Asymmetrical power converter and method of operation thereof”中，已开发用于半桥(half-bridge，HB)拓扑的不对称方案。
在各种零电压切换功率转换器中，变压器的寄生漏电电感器或至少一个额外的磁组件用作谐振电感器或开关来产生环流电流，以便实现零电压转换和切换操作。变压器的寄生漏电电感器或额外的磁组件尽管提供零电压转换和切换的帮助，但因此却增加开关应力和噪音。此外，在此途径中，由环流电流所引起的功率消耗在轻负载或零负载条件下明显较高。
发明内容
本发明提供一种用于高频率操作的零电压切换脉冲宽度调制功率转换器。所述零电压切换脉冲宽度调制功率转换器以低切换损耗、低应力和低噪音在恒定的高频率下进行操作。
本发明进一步提供一种可实现零电压转换和切换操作而无需使用额外的磁设备或变压器的漏电电感器的零电压切换脉冲宽度调制功率转换器。
本发明还提供一种在轻负载和零负载条件下消耗相对低功率的零电压切换脉冲宽度调制功率转换器。
此外，本发明提供一种用于最优化功率转换器的软开关的控制方案。
本发明所提供的零电压切换脉冲宽度调制功率转换器包括变压器、一次电路和二次电路。所述变压器具有耦合到所述一次电路的一次绕组和耦合到所述二次电路的二次绕组。所述零电压切换脉冲宽度调制进一步包括反馈电路，其耦合到所述二次电路的输出以产生反馈电压。所述一次电路进一步包括耦合到所述反馈电压的控制器。所述控制器可操作以响应于所述反馈电路而将所述一次绕组导通到输入电压源。另外，所述一次电路进一步包括一对主开关和一对辅助开关。
所述软开关功率转换器进一步包括：时序电阻器，其耦合到所述控制器以调整第二切换信号的脉冲宽度；编程电阻器，其耦合到所述控制器以将所述第二切换信号的脉冲宽度确定为所述功率转换器的负载的函数，且所述控制器可进一步包括参考电阻器以确定所述功率转换器的切换频率。
所述控制器可操作以产生第一和第二切换信号，使得所述功率转换器的每一切换循环包括四个操作阶段。在第一操作阶段中，所述控制器通过产生所述第一切换信号经由所述主开关来导通所述输入电压源和所述一次绕组。在第二操作阶段中，所述控制器切断所述第一切换信号。在第三操作阶段中，所述控制器产生第二切换信号以经由所述辅助开关将所述输入电压源导通到所述一次绕组。在第四操作阶段中，所述第二切换信号被切断。
本发明进一步提供一种控制器，其包括振荡器、反相器、第一到第二比较器、第一到第三D型触发器以及第一与门(AND gate)和第二与门。
所述振荡器可操作以产生时钟信号、斜坡信号和锯齿信号。所述反相器具有接收所述时钟信号的输入端子和输出端子。所述第一比较器具有连接到从所述功率转换器的输出电压获得的反馈电压的正端子、耦合到所述斜坡信号的负端子以及输出端子。所述第二比较器具有耦合到可变电流的正端子、耦合到所述锯齿信号的负端子以及输出端子。可变电流流经时序电阻器形成可变电压，所述可变电压与所述锯齿信号进行比较以产生用于产生所述第二切换信号的信号。所述第一D型触发器耦合到所述反相器和所述第一比较器的所述输出端子以及电压源。所述第一D型触发器进一步包括输出。所述第二D型触发器耦合到所述反相器和所述第二比较器的所述输出端子以及所述电压源，且所述第二D型触发器进一步包括输出。所述第三D型触发器耦合到所述反相器的所述输出端子，且所述第三D型触发器具有第一输出和与所述第一输出反相的第二输出。所述第三D型触发器的所述第一输出输出用于所述第一切换信号的第一启用信号(enablesignal)。所述第三D型触发器的所述第二输出输出用于所述第二切换信号的第二启用信号。所述第一与门耦合到所述第一D型触发器和所述反相器的所述输出以及所述第一启用信号。所述第二与门耦合到所述第二D型触发器和所述反相器的所述输出以及所述第二启用信号。所述第一与门产生第一切换信号以驱动所述主开关，且所述第二与门产生所述第二切换信号以驱动所述辅助开关。
所述控制器进一步包括可变电流源以产生所述可变电流。所述可变电流源包括可编程电流、电流转电压(I/V)电阻器、运算放大器、恒定电流源、一对镜像晶体管和晶体管。流经所述I/V电阻器的所述可编程电流产生连接到所述运算放大器的正输入端子的电压。所述运算放大器的负输入端子连接到所述晶体管和所述编程电阻器，其中所述编程电阻器将所述第二切换信号的脉冲宽度确定为所述功率转换器的负载的函数。所述对镜像晶体管连接到所述恒定电流源。所述晶体管耦合到所述镜像晶体管中的一者。另一镜像晶体管输出所述可变电流。
所述振荡器包括参考电压、镜像晶体管、晶体管和运算放大器以通过所述参考电阻器产生参考电流。所述运算放大器耦合于所述参考电压、所述晶体管与所述电阻器之间。所述晶体管耦合到所述镜像晶体管中的一者以产生所述参考电流。
所述振荡器进一步包括三个镜像晶体管、晶体管、第一和第二运算放大器、电阻器和从所述参考电流镜射的恒定电流源。三个镜像晶体管连接到所述恒定电流源。所述晶体管耦合到所述第一镜像晶体管。所述第一运算放大器耦合于所述晶体管与所述反馈电压之间。所述电阻器耦合到所述晶体管和所述第一运算放大器。所述第二运算放大器耦合到所述电阻器和阈值电压。所述第二镜像晶体管输出所述可编程电流。所述第三镜像晶体管输出可编程放电电流。所述可编程电流和所述可编程放电电流与所述镜像晶体管的镜比和所述反馈电压与所述阈值电压之间的差成比例，且与所述电阻器的电阻成反比。由于所述反馈电压响应于所述功率转换器的输出负载的减少而减少，因此所述可编程电流和所述可编程放电电流在轻负载和无负载条件下降低。
所述振荡器进一步包括频率电容器，其可操作以确定操作频率。所述参考电流镜射充电电流，所述充电电流与所述频率电容器相关联，以产生所述斜坡信号并确定所述第一切换信号的最大开启时间(on-time)。所述振荡器进一步包括第一对镜像晶体管和第二对镜像晶体管、第一禁用晶体管(first-disable transistor)和第二禁用晶体管，用以控制放电电流。所述参考电流进一步镜射放电电流，所述放电电流流经所述第二对镜像晶体管以对所述频率电容器放电，其中所述放电电流经由所述第二禁用晶体管由第二放电信号启用。所述放电电流与所述频率电容器相关联以确定所述第二切换信号的关闭时间。所述可编程放电电流流经所述第一对镜像晶体管以对所述频率电容器放电，其中所述可编程放电电流经由所述第一禁用晶体管由第一放电信号启用。所述可编程放电电流与所述频率电容器相关联以确定所述第一切换信号的关闭时间。由于所述可编程放电电流在轻负载条件下根据负载的减少而降低，因此所述第一切换信号的关闭时间增加。同时，所述第二切换信号的关闭时间保持为常数，其维持较短延迟时间用以在开始下一切换循环之前实现零电压转换。因此，所述第一切换信号的关闭时间增加，所述切换信号的切换频率减少，且因此所述功率转换器的切换损耗和功率消耗在轻负载和无负载条件下降低。
所述振荡器进一步包括三个比较器、四个与非门(NAND gate)、或非门(NOR gate)、晶体管、电流源、开关、电容器和由参考电流镜射的释放电流。第一比较器的负输入端子和第二比较器的正输入端子连接到所述频率电容器。为确定所述切换频率和所述斜坡信号，第一比较器的正输入端子和第二比较器的负输入端子分别连接到高阈值电压和低阈值电压。所述第一和第二与非门形成S-R锁存电路。所述第一和第二与非门的输入分别连接到所述第一和第二比较器的输出。所述第一与非门输出连接到第三和第四与非门的输入的时钟信号。将所述第一和第二启用信号施加到所述第三和第四与非门，以产生用于所述第一和第二切换信号的关闭时间控制的所述第一放电信号和所述第二放电信号。还施加所述时钟信号以开启所述开关，所述开关与所述释放电流和所述电容器相关联以产生所述锯齿信号。因此，所述锯齿信号用于与所述可变电压进行比较以产生用于所述第二切换信号的信号。所述第三比较器的正输入端子连接到所述电流源和用于检测零电压转换的所述检测二极管。所述电流源用于拉高。所述第三比较器的负输入端子耦合到阈值电压。一旦第三比较器检测到低信号，那么在第二切换信号的周期期间，所述晶体管将由所述或非门开启以对所述频率电容器快速放电并及时开始所述下一切换循环。因此，实现所述零电压切换且改善所述功率转换器的效率。
有利地，本发明的所述零电压切换PWM功率转换器以低切换损耗、低应力和低噪音在恒定的高频率下进行操作。所述零电压切换PWM功率转换器可实现零电压转换和切换操作，而无需使用额外的磁设备或所述变压器的漏电电感器。其在轻负载和零负载条件下消耗相对较低的功率。
附图说明
附图包含在内以提供对本发明的进一步理解，且并入本说明书中并构成本说明书的一部分。附图说明了本发明的实施例，且与描述一起用来阐释本发明的原理。在附图中，
图1为根据本发明的软开关功率转换器的电路图。
图2绘示在如图1中所示的软开关功率转换器的每一切换循环的不同操作阶段中的波形。
图3a绘示在一个切换循环的第一操作阶段中如图1中所示的软开关功率转换器的电流流动。
图3b绘示在一个切换循环的第二操作阶段中如图1中所示的软开关功率转换器的电流流动。
图3c绘示在一个切换循环的第三操作阶段中如图1中所示的软开关功率转换器的电流流动。
图3d绘示在一个切换循环的第四操作阶段中如图1中所示的软开关功率转换器的电流流动。
图4为如图1中所示的软开关功率转换器的控制器的电路图。
图5和图6绘示产生可编程时钟信号以控制如图1中所示的软开关功率转换器的脉冲宽度调制频率和软切换操作的电路。
图7绘示用于产生可变电流的电路，其确定施加到如图1中所示的软开关功率转换器的辅助开关的切换信号的脉冲宽度。
图8绘示如图4中所说明的时钟信号和控制信号的波形。
图9绘示作为负载的函数施加到主开关的切换信号的关闭时间。
图10绘示作为负载的函数施加到辅助开关的切换信号。
具体实施方式
图1绘示本发明所提供的软开关功率转换器的电路图。如图1中所示，软开关功率转换器包括变压器50、一对主开关10和20、一对辅助开关30和40以及二次电路150。变压器50进一步包括耦合到主开关和辅助开关10、20、30和40的一次绕组Wp，而二次绕组Ws则耦合到二次电路。更明确地说，在此实施例中，主开关10将一次绕组Wp从一次绕组Wp的一端的节点A连接到输入电压源VIN，且节点A进一步连接到辅助开关40。辅助开关30将输入电压源VIN从一次绕组Wp的另一端处的节点B连接到一次绕组Wp，且主开关20进一步从节点B连接到一次绕组Wp。主开关和辅助开关10、20、30和40可包含(例如)金属氧化物半导体场效应晶体管(meta1-oxidesemiconductor field effect transistors，MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistors，IGBT)和门关断晶体管(gate-tum-off transistors，GTO)。如图1中所示，输入电压源VIN进一步连接到电容器5。
二次电路150包括半桥整流器，其由二极管60(优选为整流二极管)和二极管70(经常称为飞轮(freewheel)二极管或相对于二极管60的反向二极管)组装而成。二次电路150进一步包括电感器80和电容器90。二极管60的正端子耦合到二次绕组Ws的一端，而二极管70的正端子耦合到二次绕组Ws的另一端。电感器80连接于二极管60与70的负端子之间。电容器90的一个端子连接到二极管70的正端子，而另一端则连接于二次电路的电感器与输出端子之间。
如图1中所示，主开关10和20由切换信号S1来驱动，而辅助开关30和40由切换信号S2来驱动。参看图2，切换信号S1优选为具有脉冲宽度T1的脉冲信号，且切换信号S2优选为具有脉冲宽度T3的脉冲信号。软开关功率转换器进一步包括：控制器100，其用于产生切换信号S1和S2；以及反馈电路300，其耦合到二次电路的输出端子，以响应于功率转换器的输出电压V0而将反馈电压VFB供应到控制器100。
反馈电路300包括误差放大器120和光耦合器110。二次电路150的输出电压V0经由电阻器130和131而从误差放大器120的负输入端子馈入到误差放大器120中，并与参考电压VREF进行比较。在由误差放大器120进行比较和放大后，反馈电压VFB经由光耦合器110而输入到控制器100。
如图1中所示，控制器100连接到电阻器315、415、515、反馈电压VFB、主开关10、20、辅助开关30、40和具有耦合于节点B与主开关20之间的负端子的二极管105。电阻器315可经调整以确定用于驱动辅助开关30和40的切换信号S2的脉冲宽度T3。反馈电压VFB的变化范围根据电阻器415上的电压来确定，使得切换信号S2的脉冲T3可经进一步调整作为连接到二次电路150的输出端子的负载的函数，功率转换器的输出电压V0从所述输出端子输出。功率转换器的切换频率可通过调整电阻器515的电阻来确定。本说明书中稍后将进一步描述控制器100的各种组件的详细描述。
通过控制主开关和辅助开关10到40的开/关状态，如图1中所示的功率转换器在每一切换循环中具有四个操作阶段，如图2和图3a到3d中所示。另外，为在每一循环的四个操作阶段中操作功率转换器，切换信号S1和S2必须是异相的。举例而言，在如图1和图2中所示的实施例中，当切换信号S1在每一切换循环的T1期间为高时主开关10和20导通。在持续时间T1期间，辅助开关30和40切断。当切换信号S1已在一段时间(即，如图2中所示的T2)内切断后，辅助开关30和40在一段时间T3内导通。
参看图2和3a到3d进一步描述所述四个操作阶段如下。如图2中所示，在每一切换循环开始时，主开关10和20在切换信号S1的脉冲宽度T1内接通。如图3a中所示，当主开关10和20激活时，来自输入电压VIN的电流I1经由主开关10和20而流经一次绕组Wp。因此，能量从一次电路传递到二次电路。同时，一次绕组Wp和二次绕组Ws的极性通过将正向偏压供应到整流二极管60而使其导通，而飞轮二极管70归因于向其所供应的反向偏压而切断。因此，二次电流I2沿着二次电路流动，如二次电路中的箭头所指示。因此能量传递到输出端子且以输出电压V0输出。
在T1后，切换信号S1降落到零或更低电压以在如图2中所示的第二操作阶段中切断主开关10和20。参看图3b，一次电流I1切断。然而，在辅助开关30和40由切换信号S2接通之前，电流I3被引起以在图3b中所示的第二操作阶段中，经由辅助开关30和40的寄生二极管而从一次绕组Wp流向输入电压源。因此，二次绕组Ws中的整流二极管60被反向偏压并切断，二极管70被正向偏压并导通，且电感器80与电容器90之间的闭环形成。
因此，二次绕组Ws变为开路，且存储于变压器50中的能量被重置并经由辅助开关30和40的寄生二极管飞轮回到输入电压源VIN。同时，存储于电感器80和电容器90中的能量连续传递到二次电路的输出端子，且电流I4产生并在闭环中环流，如在图3b中由二次电路中的箭头所指示。此外，如图2中所示，第二操作阶段的持续时间T2可被延长直到存储于变压器50中的所有能量被释放。第二操作阶段的可变持续时间在图2中指示为TR。
图2和3c绘示在软开关功率转换器的每一切换循环中的第三操作阶段。如图2中所示，在开始下一切换循环之前，即在主开关10和20再次由切换信号S1接通之前，切换信号S2接通辅助开关30和40。如图3c中所示，电流I5经导向以经由一次绕组Wp从节点B流向节点A，且能量被存储于变压器50中。在一次电路中，电流I5沿着与第二操作阶段中产生的电流I3相反的方向流动。对于二次电路，与第二操作阶段类似的是，电流I5的方向导致整流二极管60的反向偏压，使得二次绕组Ws变为开路。因此，变压器50在此操作阶段中作为电感器来操作。二次绕组Ws为开路且没有电流流经，所以可实现辅助开关30和40的零电流切换(zero-currentswitching，ZCS)或零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。因此，软开关功率转换器类似于在此情况下的不连续模式返驰功率转换器(flyback power converter)来进行操作。因此，第三操作阶段中存储于变压器50中的能量可表示为：
ε＝Lp×Ip2/2，
其中Lp为一次绕组Wp的电感，而Ip为流经一次绕组Wp的电流且可表示为：
Ip＝VIN×T3/Lp，
其中T3为辅助开关30和40的开启时间。通过将Ip的等式代入能量ε的等式中，
ε=VIN 2×T3 2/(2×Lp).
在如图2和图3d中所示的第四操作阶段中，切换信号S2降落到零或低电压以切断辅助开关30和40，同时切换信号S1保持低或为零，从而保持主开关10和20切断。电流I5因此从一次绕组Wp切断。同时，在第三操作阶段的周期T3中产生并使变压器50磁化的能量经由主开关10和20的寄生二极管而返驰到输入电压源VIN。因此，产生在与产生于第一操作阶段中的电流I1相反的方向上流动的电流I7。此实现零电压转换。
为在此操作阶段中产生流经主开关10和20的电流I7并实现零电压转换，主开关10和20的寄生二极管必须接通。而且，为接通主开关10和20的寄生二极管，首先必须对其寄生电容器放电。因此，为实现零电压转换，必须满足以下不等式：
VIN 2×T3 2/(2×Lp)＞2×(Cr×VIN 2/2)
其中Cr为主开关10和20的寄生电容。一次绕组Wp与主开关10和20的寄生电容器之间的谐振频率fr可表示为：
fr＝1/(2π×(Lp×Cr)1/2)，
实现零电压转换的相移的最小转移时间TF为
TF＝1/(4×fr)＝π×(Lp×Cr)1/2/2
也就是说，从切换信号S2降为低以切断辅助开关30和40到主开关10和20再次由切换信号S1接通时的最小时间，即第四阶段的最小持续时间可用TF的以上等式来计算。从以上等式，已知实现零电压转换所需的最小时间由一次绕组Wp的电感和寄生电容Cr来确定。
第四操作阶段的持续时间可在主开关10和20的寄生二极管导通之后且在开始下一切换循环之前延迟一延迟时间Tz。因此，第四操作阶段的总持续时间为最小转移时间TF和延迟时间Tz的和，即T4＝TF+Tz。然而，为在零电压转换的条件下在连续模式中操作电感器80，在第三操作阶段的持续时间T3中存储于变压器50中的能量必须满足以下不等式：
VIN 2×T3 2/(2×Lp)＞{[Cr×VIN 2]+[VIN×(Ns/Np)×IO×TZ]+[TZ×VIN 2×T3/Lp]}，
其中Ns和Np分别为二次绕组Ws和一次绕组Wp的匝数，且I0为功率转换器的输出电流。也就是说，在持续时间T3中存储于变压器50中的能量必须足够大以对寄生电容2Cr放电，且接着提供一次侧反向飞轮电流并在延迟时间Tz期间保持输出电流。
此外，为最优化软切换操作，延迟时间Tz必须最小化以节省能量。一旦控制器100在第四操作阶段中经由二极管105检测到零电压转换，那么主开关10和20瞬时由切换信号S1接通。因此，可最小化延迟时间Tz并最优化软切换操作。
图4绘示用于产生切换信号S1和S2的控制器100的电路图。如图4中所示，控制器100包含振荡器200、反相器370、比较器320和330、可变电流源310、D型触发器340、350和360、以及与门380和390。振荡器200耦合到反相器370的输入、比较器320和330的负输入。反相器370的输出耦合到D型触发器340、350、360以及与门380和390的输入。D型触发器340进一步耦合到电压源VCC和比较器320的输出，而其输出耦合到与门380。由D型触发器350输出的启用信号SA和SB彼此反转并分别馈入与门380和390中。D型触发器360进一步耦合到比较器330的输出和电压源VCC，而D型触发器360的输出耦合到与门390的输入。切换信号S1和S2从与门380和390输出以分别驱动主开关10、20和辅助开关30、40。
如图4中所示，D型触发器350将启用信号SA和SB分别提供到与门380和390，以确保如图1中所示的主开关10、20和辅助开关30和40在单独相位下驱动，且略小于最大工作周期的50％。振荡器200可操作以产生时钟信号210、斜坡信号220和锯齿信号230。时钟信号210确定功率转换器的脉冲宽度调制切换频率，并提供切换信号S1与S2的脉冲之间的关闭时间(死时间)，以实现零电压转换的相移。在比较器320中将反映功率转换器的输出电压V0的反馈电压VFB与斜坡信号220进行比较。当反馈电压VFB为高时，切换信号S1的脉冲宽度T1变宽，且更多功率转送到功率转换器的输出。因此，源自输出电压V0的反馈电压VFB可用于调节输出电压V0。在比较器320中将反馈电压VFB与由振荡器200产生的斜坡信号220进行比较。由振荡器200产生的锯齿信号230与斜坡信号220同步，而锯齿信号230振幅与斜坡信号220的振幅成反比。可变电流源310产生作为反馈电压VFB的函数的流经电阻器315的可变电流Im，从而在电阻器315上产生可变电压。在比较器330中将锯齿信号230与由可变电流源310产生的可变电压进行比较。通过调整可变电流Im，电阻器315上的可变电压可编程，使得切换信号S2的脉冲宽度T3可被编程或调整。当反馈电压根据负载的增加而增加时，可变电流Im将升高且切换信号S2的脉冲宽度T3将变宽，如图10中所示。
图7中所示的可变电流源310包括可编程电流源420、电阻器425、运算放大器410、电流源490、一对镜像晶体管460、480和晶体管450。可编程电流源420流经电阻器425而产生连接到运算放大器410的正输入端子的电压。运算放大器410的负输入端子连接到晶体管450和编程电阻器415，以根据电阻器425的电压来产生电流，其中编程电阻器415将切换信号S2的脉冲宽度T3确定为功率转换器的负载的函数。所述对镜像晶体管460、470连接到电流源490。晶体管450耦合到镜像晶体管460。镜像晶体管470输出可变电流Im。
参看图5，振荡器200包括参考电压V1、晶体管551、晶体管553和运算放大器510以通过电阻器515来产生参考电流。运算放大器510耦合于参考电压V1、晶体管553与电阻器515之间。晶体管553耦合到晶体管551以产生参考电流。振荡器进一步包括三个镜像晶体管561、562、563、晶体管560、两个运算放大器520和521、电阻器540和由晶体管557从参考电流镜射的电流源。晶体管561、562、563连接到晶体管557。晶体管560耦合到晶体管561。运算放大器520的正端子耦合到反馈电压VFB，且运算放大器520的负端子耦合到晶体管560。电阻器540耦合到晶体管560和运算放大器520。运算放大器521耦合到电阻器540且运算放大器521的正端子耦合到阈值电压VTH。晶体管562从晶体管561镜射可编程电流420。晶体管563从晶体管561镜射可编程放电电流。可编程电流420和放电可编程电流与镜像晶体管561、562、563的镜比以及反馈电压VFB与阈值电压VTH之间的差成比例，且与电阻器540的电阻成反比。由于反馈电压VFB响应于功率转换器的输出负载的减少而减少，因此在轻负载和无负载条件下可编程电流420和可编程放电电流降低。
振荡器200进一步包括可操作以确定操作频率的电容器530。从参考电流镜射的充电电流Ic与电容器530相关联，且用于产生斜坡信号220并确定第一切换信号S1的最大开启时间。振荡器200进一步包括第一对镜像晶体管564、565和第二对镜像晶体管574、575、第一禁用晶体管568和第二禁用晶体管578，用以控制放电电流ID。由晶体管559从参考电流镜射的放电电流流经第二对镜像晶体管574、575，以对电容器530放电。放电电流ID经由第二禁用晶体管578由第二放电信号WB启用。放电电流ID与电容器530相关联以确定第二切换信号S2的关闭时间TOFF。从晶体管563镜射的可编程放电电流流经第一对镜像晶体管564、565以对电容器530放电。可编程放电电流经由第一禁用晶体管568由第一放电信号WA启用。可编程放电电流与电容器530相关联以确定第一切换信号S1的关闭时间TOFF。由于可编程放电电流在轻负载条件下根据负载的减少而降低，所以第一切换信号S1的关闭时间TOFF因此而增加，如图9中所示。同时第二切换信号S2的关闭时间TOFF保持为常数，其维持较短延迟时间T4以在开始下一切换循环之前实现零电压转换，如图8中所示。因此，第一切换信号S1的关闭时间TOFF增加，切换信号的切换频率减少，且因此功率转换器的切换损耗和功率消耗在轻负载和无负载条件下降低。
振荡器的切换频率Freq为周期的倒数，表示为：
Freq＝1/T＝1/(2×TON+TOFF+T4)，
其中在每一切换循环中，变压器50导通到输入电压源VIN两次，一次经由主开关10和20，且一次经由辅助开关30和40，使得每一周期T包含两个开启时间，其表示为2×TON(T1和T3)。另外，主开关和辅助开关10到40在每一周期中还切换两次，即，由TOFF表示的一个关闭时间和另一关闭时间T4。
开启时间、关闭时间和T4可从电容530(“Cc”)、电容器530上的电压降落和流经其的电流来导出，如下：
TON＝Cc×(VH-VL)/IC
其中Ic为电容器530的充电电流；
TOFF＝Cc×(VH-VL)/Id-A
其中Id-A为在信号WA的控制下从晶体管564、565和568供应的流经电容器530的放电电流；
T4＝Cc×(VH-VL)/Id-B
其中Id-B为在第四操作阶段的持续时间T4内，在信号WB的控制下从晶体管574、575和578供应的电容器530的放电电流。
此外，充电电流Ic以及放电电流Id-A和Id-B可表示为：
Ic＝(V1/R515)×K1，
其中V1为参考电压，且K1＝N558/N551，其为晶体管558与晶体管551的几何比；
Id-A＝[(VFB-VTH)/R540]×K2
其中(VFB-VTH)为电阻器540上的电压降落，而K2＝(N563/N561)×(N565/N564)，其由晶体管563、561和晶体管565、564的几何比来确定；和
Id-B＝(V1/R515)×K3
其中K3＝(N559/N551)×(N575/N574)，其为晶体管559、551和晶体管575、574的几何比的产物。
振荡器200进一步包括三个比较器710、720、730、四个与非门740、750、770、780、或非门790、晶体管725、电流源715、开关625、电容器540和由参考电流镜射的释放电流620。比较器710的负输入端子和比较器720的正输入端子连接到电容器530。为确定切换频率和斜坡信号220，比较器710的正输入端子和比较器720的负输入端子分别连接到高阈值电压VH和低阈值电压VL。与非门740、750形成S-R锁存电路。与非门740和750的输入分别连接到比较器710和720的输出。与非门740输出连接到与非门770和780的输入的时钟信号210。将第一和第二启用信号Sa和SB分别施加到与非门770和780，以产生用于第一和第二切换信号S1和S2的关闭时间控制的第一放电信号WA和第二放电信号WB。还施加时钟信号210以开启开关625，所述开关625与释放电流620和电容器540相关联以产生如图8中所示的锯齿信号230。因此，锯齿信号230用于与可变电压进行比较以产生用于第二切换信号S2的信号。比较器730的正输入端子连接到电流源715和用于检测零电压转换的检测二极管105。电流源715用于拉高。比较器730的负输入端子耦合到阈值电压V2。一旦低信号由比较器730检测到，那么在第二切换信号S2的周期期间，晶体管725将由或非门790开启以对电容器530快速放电，以便及时开始下一切换循环。因此实现零电压切换且改善功率转换器的效率。
如图9中所示，响应于反馈电压VFB的减少，关闭主开关10、20的持续时间TOFF随斜率Kx而增加，直到达到最小值Tmin。其可表示为
TOFF＝kx÷(|VFB-VTH|)
其中TOFF＞Tmin＞0。
相反，如图10中所示，接通辅助开关30、40的持续时间，即其脉冲宽度T3随斜率qx而增加，直到达到最大值Tmax。电阻器315、415的电阻确定斜率qx。其可表述为
T3=qx×(VFB-VTH)
qx＝(R315/R415)×K5
其中K5为常数。
在所提出的电路中，主开关和辅助开关分别通过ZVS和ZCS进行操作。与软开关的现有技术相比，不需要额外的磁设备或变压器的漏电感。因此，切换损耗、应力和噪音降低。此外，由于切换频率减少，所以在轻负载条件下功率转换器的功率消耗额外地降低。
所属领域的技术人员将易明了，可在不脱离本发明的范围或精神的情况下，对本发明的结构进行各种修改和变化。鉴于上文所述，希望本发明涵盖在所附权利要求书和其等同物范固内的本发明的修改和变化。

Claims (14)

1.一种软开关功率转换器，其包括：
变压器，其具有一次绕组和二次绕组；
一次电路，其耦合到所述一次绕组，其中所述一次电路进一步包括一对主开关和一对辅助开关，
二次电路，其耦合到所述二次绕组；
反馈电路，其耦合到所述二次电路的输出以产生反馈电压；以及
控制器，其耦合到反馈电压和所述一次电路，所述控制器被操作以响应于所述反馈电路而将所述一次绕组导通到输入电压源，其中所述控制器被操作以产生彼此异相的第一切换信号和第二切换信号，从而分别驱动所述主开关和所述辅助开关。
2.根据权利要求1所述的软开关功率转换器，其进一步包括：
检测二极管，其连接于所述主开关与所述控制器之间，其中所述检测二极管被操作以在检测到所述变压器的零电压转换条件时，产生输出到所述控制器的检测信号。
3.根据权利要求1所述的软开关功率转换器，其进一步包括：
时序电阻器，其耦合到所述控制器以调整所述第二切换信号的脉冲宽度；
编程电阻器，其耦合到所述控制器以将所述第二切换信号的脉冲宽度确定为所述功率转换器的负载的函数；以及
参考电阻器，其用于调整所述功率转换器的切换频率。
4.一种功率转换器，其包括：
变压器，其具有一次绕组和二次绕组；
一次电路，其耦合到所述一次绕组，所述一次电路进一步包括：
第一主开关，其连接到输入电压源和所述一次绕组的第一端子；
第二主开关，其连接到所述一次绕组的第二端子，用以接收第一切换信号；
第一辅助开关，其连接到所述输入电压源和所述一次绕组的所述二次端子；
第二辅助开关，其连接到所述第一端子，用以接收第二切换信号；
控制器，其被操作以产生所述第一和第二切换信号；
检测二极管，其耦合于所述一次绕组与所述控制器的检测输入之间，以检测所述变压器的转换状态；
反馈电路，其被操作以响应于所述功率转换器的输出电压而产生反馈电压到所述控制器；以及
二次电路，其连接于所述二次绕组与所述功率转换器的输出之间，其中所述二次电路进一步包括：
半桥整流器，其耦合到所述二次绕组；
电感器，其耦合到所述半桥整流器；以及
电容器，其耦合到所述电感器。
5.根据权利要求4所述的功率转换器，其中所述功率转换器在多个操作阶段中操作，包括：
在第一操作阶段中，所述控制器被操作以产生所述第一切换信号，以经由所述主开关导通所述输入电压源和所述一次绕组，其中当所述第一切换信号产生时，电流被导通并经由所述第一和第二主开关从所述一次绕组的所述第一端子流向所述一次绕组的所述第二端子；
在第二操作阶段中，所述第一切换信号被切断以使所述输入电压源和所述一次绕组断开连接，其中所述第一切换信号被切断，电流被引起而经由所述第一和第二辅助开关从所述一次绕组流向所述输入电压源；
在第三操作阶段中，所述第二切换信号被产生以经由所述辅助开关将所述输入电压源导通到所述一次绕组，其中所述第二切换信号被产生，电流被导通并经由所述第一和第二辅助开关从所述一次绕组的所述第二端子流向所述一次绕组的所述第一端子；以及
在第四操作阶段中，所述第二切换信号被切断以使所述输入电压源和所述一次绕组断开连接，其中在所述第二切换信号被切断时，电流被引起且经由所述第一和第二主开关从所述一次绕组流向所述输入电压源。
6.根据权利要求4所述的功率转换器，其中所述控制器进一步包括：
振荡器，其被操作以产生时钟信号、斜坡信号和锯齿信号；
多个D型触发器，其被操作以响应于所述时钟信号、响应于所述功率转换器的输出电压而产生的反馈电压和所述斜坡信号来产生第一输出，响应于所述时钟信号和所述锯齿信号以及响应于可变电流和所述时序电阻器而产生的可变电压来产生第二输出；以及
两个与门，其经操作以响应于所述第一输出和所述第二输出而分别产生所述第一和第二切换信号，其中所述第二切换信号的所述脉冲宽度由所述可变电压来调整。
7.一种控制器，其适用于包括变压器以控制输入电压源和所述变压器的导通的功率转换器，所述控制器包括：
振荡器，其被操作以产生时钟信号、斜坡信号和锯齿信号；
反相器，其具有接收所述时钟信号的输入端子和输出端子；
第一比较器，其具有连接到从所述功率转换器的输出电压获得的反馈电压的正端子、耦合到所述斜坡信号的负端子，和输出端子；
第二比较器，其具有耦合到所述可变电流和所述时序电阻器的正端子、耦合到所述锯齿信号的负端子，和输出端子；
第一D型触发器，其耦合到所述反相器和所述第一比较器的所述输出端子以及电压源，所述第一D型触发器进一步包括输出；
第二D型触发器，其耦合到所述反相器和所述第二比较器的所述输出端子以及所述电压源，所述第二D型触发器进一步包括输出；
第三D型触发器，其耦合到所述反相器的所述输出端子，所述第三D型触发器具有第一输出和与所述第一输出反向的第二输出；
第一与门，其耦合到所述第一D型触发器和所述反相器的所述输出以及所述第三D型触发器的第一输出；以及
第二与门，其耦合到所述第二D型触发器和所述反相器的所述输出以及所述第三D型触发器的所述第二输出。
8.根据权利要求7所述的控制器，其中所述第一与门被操作以产生第一切换信号以驱动所述主开关，且所述第二与门被操作以产生所述第二切换信号以驱动所述辅助开关。
9.根据权利要求7所述的控制器，其进一步包括可变电流源，用以产生所述可变电流，其中所述可变电流响应于所述反馈电压而调整。
10.根据权利要求9所述的控制器，其中所述可变电流源进一步包括：
电流转电压电阻器；
可编程电流，其经由所述电流转电压电阻器而产生可编程电压；
恒定电流源；
一对镜像晶体管，其连接到所述恒定电流源；
晶体管，其耦合到所述镜像晶体管中的一者；以及
运算放大器，其耦合于所述晶体管与所述可编程电压之间，从而通过所述编程电阻器和镜像晶体管产生所述可变电流。
11.根据权利要求7所述的控制器，其中所述振荡器包括：
参考电压；
镜像晶体管；
晶体管；以及
运算放大器，其经由所述参考电阻器而产生参考电流，其中所述运算放大器耦合于所述参考电压、所述晶体管与所述参考电阻器之间，且所述晶体管耦合到所述镜像晶体管中的一者以产生所述参考电流。
12.根据权利要求7所述的控制器，其中所述振荡器进一步包括：
三个镜像晶体管；
晶体管；
第一和第二运算放大器；
电阻器；以及
恒定电流源，其从所述参考电流镜射，其中所述三个镜像晶体管连接到所述恒定电流源，所述晶体管耦合到所述镜像晶体管中的第一者，所述第一运算放大器耦合于所述晶体管与所述反馈电压之间，所述电阻器耦合到所述晶体管和所述第一运算放大器，所述第二运算放大器耦合到所述电阻器和阈值电压，所述镜像晶体管中的第二者输出所述可编程电流，所述镜像晶体管中的第三者输出可编程放电电流，所述可编程电流和所述可编程放电电流与所述镜像晶体管的镜比和所述反馈电压与所述阈值电压之间的差成比例，且与所述电阻器的电阻成反比，由于所述反馈电压响应于所述功率转换器的输出负载的减少而减少，因此所述可编程电流和所述可编程放电电流在轻负载条件和无负载条件下降低。
13.根据权利要求7所述的控制器，其中所述振荡器进一步包括：
频率电容器，其被操作以确定操作频率，
充电电流，其从所述参考电流镜射，所述充电电流与所述频率电容器相关联，以产生所述斜坡信号并确定所述第一切换信号的最大开启时间；
第一对镜像晶体管和第二对镜像晶体管，
第一禁用晶体管和第二禁用晶体管；
放电电流，其从所述参考电流镜射，其中所述放电电流流经所述第二对镜像晶体管以对所述频率电容器放电，其中所述放电电流经由所述第二禁用晶体管由第二放电信号启用；其中所述放电电流与所述频率电容器相关联以确定所述第二切换信号的关闭时间；所述可编程放电电流流经所述第一对镜像晶体管以对所述频率电容器放电，其中所述可编程放电电流经由所述第一禁用晶体管由第一放电信号启用；其中所述可编程放电电流与所述频率电容器相关联以确定所述第一切换信号的关闭时间；所述可编程放电电流在轻负载条件下根据负载的减少而降低，因此所述第一切换信号的所述关闭时间相应增加；同时所述第二切换信号的所述关闭时间保持为常数，其维持短延迟时间以在开始下一切换循环之前实现零电压转换；此外，当所述第一切换信号的所述关闭时间增加时，所述切换信号的所述切换频率减少。
14.根据权利要求7所述的控制器，其中所述振荡器进一步包括：
三个比较器，其中第一比较器的负输入端子和第二比较器的正输入端子连接到所述频率电容器；为确定所述切换频率和所述斜坡信号，所述第一比较器的正输入端子和所述第二比较器的负输入端子分别连接到高阈值电压和低阈值电压；
四个与非门，其中所述第一和第二与非门形成S-R锁存电路；所述第一和第二与非门的输入分别连接到所述第一和第二比较器的输出；所述第一与非门输出连接到第三和第四与非门的输入的时钟信号；其中将所述第一和第二启用信号施加到所述第三和第四与非门，以产生用于所述第一和第二切换信号的所述关闭时间控制的所述第一放电信号和所述第二放电信号；
或非门；
晶体管；
电流源，其用于拉高；
开关；
电容器；以及
释放电流，其从所述参考电流镜射；其中施加所述时钟信号以开启所述开关，所述开关与所述释放电流和所述电容器相关联以产生所述锯齿信号；第三比较器的正输入端子连接到所述电流源和用于检测零电压转换的所述检测二极管；其中所述第三比较器的负输入端子耦合到阈值电压；一旦所述第三比较器检测到低信号，那么在所述第二切换信号的周期期间，所述晶体管将由所述或非门开启，以对所述频率电容器快速放电且及时开始所述下一切换循环。
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