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CN103262403B - 改进的谐振转换器以及运行方法 - Google Patents

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CN103262403B CN201180060098.4A CN201180060098A CN103262403B CN 103262403 B CN103262403 B CN 103262403B CN 201180060098 A CN201180060098 A CN 201180060098A CN 103262403 B CN103262403 B CN 103262403B
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Abstract

谐振转换器以及对之进行控制的方法，该谐振转换器包含：谐振网络（303）；开关电路（305），其根据第一开关序列（307）将谐振网络连接到电源；同步整流器电路（313），其向输出供给电力，其中，整流器电路（313）根据第二开关序列来开关；以及，相位延迟模块（317），其被布置为相对于第一开关序列对第二开关序列进行延迟，以便实现希望的电力输出。

Description

改进的谐振转换器以及运行方法
技术领域
本发明涉及改进的谐振转换器以及运行方法。特别地，本发明涉及具有同步整流器电路的改进的谐振转换器以及对其进行控制的方法。
背景技术
在谐振转换器或开关模式电源系统（SMPS）的发展历史上，转换器的整流器电路侧在复杂性上已经增大。
在传统的谐振SMPS中，SMPS的整流器电路部分包含传统的半导体二极管整流部件，其对由转换器的谐振网络（resonant tank）部分产生的电压信号进行整流。为了对转换器的输出电压进行控制，谐振网络被切换的频率受到改变。
图1示出了具有传统的二极管整流器的串联谐振LLC转换器的典型的已知电路拓扑。DC输入电压源101通过两个开关（105A，105B）的运行被提供到谐振网络103（串联电感器（Lr）和电容器（Cr）），两个开关（105A，105B）受到可变频率振荡器107的控制。通过调节可变频率，第二电感器109（Lm）的阻抗被改变，以便调节流经谐振网络103的电流。这又导致输出电压（Vout）受到控制。也就是说，转换器的传递函数是依赖于频率的。隔离变压器111用于隔离电路的输入和输出部分。传统的二极管部件（113A，113B）对在隔离变压器111副方产生的电流进行整流，并将此电流馈送到输出电容器115，输出电容器115用于对输出电压信号进行平滑。
为了使得这种形式的转换器更为高效，引入了同步整流。传统的整流器二极管部件用同步整流（SR）MOSFET（金属氧化物半导体场效应管）器件代替。通过驱动MOSFET的栅极节点，MOSFET器件受到控制，以模拟传统半导体二极管的运行。
例如，典型的SR电路在图2中示出，其中，两个MOSFET器件（201A，201B）已经代替图1的传统二极管整流器部件（113A，113B）。除了传统的二极管部件以外，图2的电路包含与图1所示相同的部件，并使用相同的参考标号。对这样的SR电路进行控制的示例性方法是，当希望器件模拟处于前向导通模式的传统二极管时，使用栅极驱动信号203A开通第一MOSFET器件201A，即，该MOSFET器件被开通，使得沟道以从源极到漏极的相反方向导通。于是，使用栅极驱动信号203A，第一MOSFET器件201被关断，从而停止沟道以从漏极到源极的前向方向导通，因此使得MOSFET器件作为处于反向偏置模式的二极管运行。于是，对于从隔离变压器馈送的信号的相反的部分，第二器件201B可以使用栅极驱动信号203B以类似的方式运行。
然而，用于同步整流的开关控制系统的引入已经带来更为复杂的控制机制。SR晶体管的开通和关断时间需要准确控制，以便实现通过并入SR晶体管负担的最大效率增益，同时，确保SR晶体管开关不会对输出电压控制有负面影响。
另外，尽管包含第二电感器（Lm）已经提供了对输出电压的附加的控制，这一点已经带来增大的制造成本，并由于需要额外的电感器部件而导致更为笨重的系统。
另外，使用上面介绍的方法的系统一般将额定值设置为或设计为用于规定的最大电压的运行。使用上面介绍的技术的系统的控制允许转换器以与额定最大电压相比较低的电压运行。然而，转换器在小于最大额定值的电压处的运行导致系统不在最优范围内运行，因此丧失效率。
本发明的目的在于提供具有较为简单的控制系统的谐振转换器电路。
本发明的另一目的在于提供具有减少数量的电感器的谐振转换器电路。
本发明的另一目的在于提供以较为简单的方式控制谐振转换器的方法。
各个目的与至少向公众提供有用选择的目的分离地阅读。
本发明的目的在于克服或至少是缓解全部或某些上面提到的问题。
发明内容
将会明了，用语“包含”、“包括”、“具有”在不同的国家或地区可能具有排他性或包括性含义。对于此说明书而言，除非另有说明，这些用语旨在具有包括性含义，即，它们将被看作意味着包括使用直接提到的所列出的部件，视情况可选地，还包括其他没有指明的部件或元件。
根据一实施形态，本发明提供了一种谐振转换器，其包含：谐振网络；开关电路，其根据第一开关序列将谐振网络连接到电源；同步整流器电路，其将电力供到输出，其中，整流器电路根据第二开关序列开关，第二开关序列相对于第一开关序列被修改，以实现希望的电力输出。
根据另一实施形态，本发明提供了一种对谐振转换器进行控制的方法，包括以下步骤：将第一开关序列应用到开关电路，以便将谐振网络连接到电源；经由同步整流器电路向输出供给电力；以及，根据第二开关序列对整流器电路进行开关，第二开关序列相对于第一开关序列被修改，以实现希望的电力输出。
附图说明
现在参照附图，通过仅仅是举例的方式介绍本发明的实施例，在附图中：
图1示出了用于串联LLC谐振转换器的典型电路拓扑；
图2示出了具有同步整流的串联LLC谐振转换器的典型电路拓扑；
图3示出了根据本发明一实施例具有输出同步整流的移相控制串联LC谐振器转换器；
图4A-4E示出了图3所示电路产生的示例性波形；
图5A-5E示出了根据本发明的多种实施例的用于移相控制串联LC谐振器转换器的替代性LC布置。
具体实施方式
第一实施例
图3示出了根据本发明此实施例具有输出同步整流的移相控制串联LC谐振转换器。
DC电压源301向转换器供给电力。采用串联电感器（Lr）和电容器（Cr）的形式的谐振网络303用来自DC源301的电力充电，并通过使用半桥配置而布置的原方开关装置（305A，305B）的致动放电。典型地，Lr和Cr的值对于在最小负载阻抗的50%到100%的范围内的阻抗值而设计。根据此实施例，原方开关装置（305A，305B）为金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）。注意，在此实施例中，在谐振电路中仅需要一个电感器装置Lr。
原方开关装置（305A，305B）受到在此实例中由固定频率发生器或振荡器307产生的第一开关序列（开关信号）的驱动。发生器的频率被选择为适合晶体管和变压器/电感器特性，其典型地在1kHz到1MHz的范围内。第一开关信号通过反相器309被馈送到第一开关装置305A的栅极，并被直接馈送到第二开关装置305B的栅极。
串联谐振网络303位于隔离变压器311的原方侧，并将电力馈送到隔离变压器311的原方绕组。在变压器311的副方侧，电力从副方绕组传送到整流器电路，整流器电路包含在此实施例中为MOSFET器件的两个副方开关装置（313A，313B）。整流器电路的两个副方开关装置以推挽配置而布置。
将会明了，替代性开关装置可用于原方和副方开关装置，例如任何合适的有源开关装置，例如BJT（双极型结型晶体管）、IGBT（绝缘栅型双极型晶体管）、JFET（结型场效应管）、SCR（可控硅整流器）、GTO（栅极可关断晶闸管）装置。
在整流器电路的输出上设置输出电容器315，以便提供输出电压信号（Vout）的平滑。
第二开关信号驱动两个副方开关装置（313A，313B）的栅极。第二开关信号通过修改用于驱动原方开关装置（305A，305B）的第一开关信号来建立。在此实施例中，来自频率发生器307的第一开关信号由相位延迟模块317修改，因此产生用于同步整流器的第二开关信号，其为第一开关信号的相位延迟版本（或移相版本）。第二开关信号或序列直接馈送到整流器电路的第一副方开关装置313A的栅极，并经由反相器319馈送到整流器电路的第二副方开关装置313B。这种布置提供了使用推挽模式驱动的同步整流电路。栅极定时信号为具有两种状态ON和OFF的数字信号。
输出电压Vout被馈送回到相位延迟模块，以便调节将多大相位延迟应用到第一开关信号以产生第二开关信号。
通过调节第一与第二开关信号的同步（或相位），输出电压如下变化。谐振网络连续产生从最大到最小值谐振的电力。如果第一与第二开关信号同相，则整流器电路的输出将为由谐振网络产生的最大电力信号的整流版本。而如果存在相位延迟，则谐振网络产生的最大电力的仅仅一部分将通过整流器电路传送，因为整流器将在网络并非处于其最大电力时整流。
根据此实施例，固定频率发生器产生用于驱动原方开关装置的方波栅极驱动信号。将会明了，栅极驱动信号可采用除方波以外的任何其他合适的形式。
图4A-4E示出了由图3所示的电路产生的示例性波形。
图4A将由开关频率发生器307产生的第一开关频率信号显示为实线方波。用于驱动同步整流器电路的、由相位延迟模块317所建立的第二开关信号被示为相位延迟后的虚线方波。
图4B示出了反转的第一栅极驱动信号A，其用于经由反相器309驱动第一原方开关装置305A。图4C示出了用于驱动第二原方开关装置305B的第二栅极驱动信号B。
图4D示出了图4A所示实线开关频率信号的反转相位延迟版本。图4D示出了用于经由反相器319驱动第一副方开关装置313B的同步整流器栅极的第一SR栅极驱动信号A。图4E示出了用于驱动第二同步整流器开关装置313A的栅极的第二SR栅极驱动信号B。
电压输出可被反馈到相位延迟模块，以便控制第二开关序列将会相比于第一开关序列有多大的延迟。也就是说，标称或希望的输出电压值可被选择，误差信号可基于标称值和测量到的输出电压之间的差建立，以产生误差信号。误差信号于是可用于增大相位延迟以减小输出电压，或减小相位延迟（即通过改变第一与第二开关序列的对准（alignment））以增大输出电压。
因此，能够看出，电路可被设计为基于固定谐振频率信号和与输入电压匹配的固定谐振网络值产生标称输出电压。输出电压于是可使用相位延迟模块向上或向下调节，使得转换器能运行为升压转换器或降压转换器。另外，隔离变压器的匝数比也可被设置为提供所需要的标称输出电压，因此使得转换器的运行范围能够向着降压模式或升压模式区域偏置。
这里介绍的转换器可被设计为在多种不同的电力范围内运行。例如，转换器可被布置为在从大约50W到5kW的电力范围内运行。具体而言，转换器可被布置为在从大约500W到5kW的电力范围内运行。
这里介绍的转换器可用在许多不同的产品中，以提供合适的电力转换。例如，这里介绍的转换器可用在电信设备电源、平板电视、计算机监视器、计算机服务器、计算机和膝上型电脑中。
由于这里介绍的实施例中使用的多种拓扑，变压器间隙可从标准转换器电路中一般使用的变压器间隙减小。变压器间隙可依赖于所选择的变压器芯材料以及运行频率来设置。
视情况可选地，频率振荡器所产生的固定频率信号可经过抖动（dither）模块，以便扩展频谱并使得电磁干扰（EMI）最小化。抖动控制可自动使得固定频率信号在规定的抖动范围内运行。
原方和副方开关装置受到控制，使得它们在所有运行条件下进行ZVT（零电压转换）开关。这是超越于仅能在运行在LLC“降压”区域时在SR晶体管上实现ZVT开关的传统LLC电路的改进。
替代性实施例
现在介绍多种替代性拓扑构造。如在上面的优选实施例中所介绍的，原方开关装置使用半桥驱动构造来配置，副方装置使用推挽驱动构造来配置。作为替代地，具有四个开关装置的全桥驱动构造可用于原方开关和/或副方开关。另外，推挽驱动构造可用于原方开关，半桥驱动构造可用于副方开关。这提供了总共九种不同的可能的构造，对于原方和副方开关电路中的每一个有着三种独立的替代方式。
图5A-5E示出了根据本发明多种实施例对于移相控制串联LC谐振转换器的多种LC布置。例如，可能存在这样的实际考虑：从设计的观点来看，使电感器和电容器部件位于变压器的特定侧是较好的选择。
根据图5A，能够看出，谐振网络的LC部件位于变压器的原方侧，如上面在优选实施例中介绍的那样。
根据图5B，谐振网络的电感器部件位于变压器的原方侧，电容器部件位于变压器的副方侧。
根据图5C，谐振网络的LC部件二者均位于变压器的副方侧。
根据图5D，谐振网络的电容器部件位于变压器的原方侧，电感器部件位于变压器的副方侧。
根据图5E，示出了转换器的非隔离版本，其中，不设置变压器来将输入侧从输出侧分离。
作为另一替代方式，可代替隔离变压器使用自耦变压器，如果需要原方到副方的电压/电流变换而不需要隔离的话。
视情况可选地，短路监视系统可使用上面介绍的转换器来实现。在检测到短路时，系统可增大谐振开关信号的频率，以减小谐振网络中的电力。也就是说，增大的频率使得谐振网络以较为低效的方式运行，因此减小其存储容量。另外，系统可禁用副方开关装置，使得它们不再试图提供输出。
这里介绍的实施例提供了优于传统的转换器拓扑的如下几个优点。
●需要较少的部件。特别地，仅需要一个电感器，因为不再需要LM。
●使用较为简单的控制机制来控制转换器的电力传送和输出电压。
●转换器以远远优于不具有SR的转换器以及优于使用传统可变频率控制的具有SR的传统LLC的效率运行。
●仅需要一个控制参数VS.对于传统LLC转换器的三个控制参数。
●输出电压可被控制为零电压输出。
●同步整流开关装置总是使用ZVT开关来运行。
●变压器上不存在边缘通量（fringe flux）。
●谐振网络的电感器上有着减小的边缘通量。
●存在流经谐振网络的较低的RMS谐振电流。
●电路对栅极驱动延迟不敏感。
●拓扑是完全双向和对称的。
其他的实施例
将会明了，这里介绍的本发明的实施例仅仅是举例而言，在不脱离本发明的范围的情况下，可作出多种改变和修改。
将会明了，作为一替代方式，上面在多种实施例中介绍的固定频率发生器或振荡器可用可变频率发生器或振荡器来代替。可变振荡器的频率可使用反馈电路来修改，反馈电路监视输出电压，并相应地调节可变频率，从而确保从谐振网络向输出提供正确的电力传送。取决于所需要的准确度和复杂性，反馈电路可包括比例反馈、比例积分（PI）反馈或比例积分微分（PID）反馈。除了同步整流器电路的相位控制以外，可进行可变频率的调节，以便提供附加的反馈控制。
另外，将会明了，作为一替代方式，可以与谐振网络相联地设置附加的电感器装置，以便提供改进的谐振频率控制系统。

Claims (33)

1.一种谐振转换器，包含：
谐振网络；
开关电路，其根据第一开关序列将谐振网络连接到电源；
同步整流器电路，其将电力供到输出；其中，整流器电路根据第二开关序列受到开关；以及
相位延迟模块，其被布置为相对于第一开关序列使第二开关序列延迟一可变相位延迟，以便实现希望的电力输出，所述相位延迟模块配置成使用来自输出端的反馈以便基于输出端处的电压的标称值和输出端处的电压的实际值之间的差值来形成误差信号，所述误差信号具有以下特性：响应于输出端处的电压的实际值的第一变化而变化，从而引起所述可变相位延迟的变化以及由所述可变相位延迟的变化产生的输出端处的电压的实际值的相应的第二变化；
其中所述第二开关序列是所述第一开关序列的相位延迟版本。
2.权利要求1的谐振转换器，其还包含布置在电源和输出之间的变压器。
3.权利要求2的谐振转换器，其中，变压器是隔离变压器和自耦变压器中的一种。
4.权利要求2的谐振转换器，其中，谐振网络包括串联在变压器原方侧的电感器和电容器。
5.权利要求2的谐振转换器，其中，谐振网络包括串联在变压器副方侧的电感器和电容器。
6.权利要求2的谐振转换器，其中，谐振网络包含串联在变压器副方侧的电容器以及变压器原方侧的电感器。
7.权利要求2的谐振转换器，其中，谐振网络包含串联在变压器原方侧的电容器以及变压器副方侧的电感器。
8.权利要求1的谐振转换器，其中，谐振网络包含串联的电感器和电容器，且电源不从输出隔离。
9.权利要求1的谐振转换器，其中，开关电路被布置为半桥驱动电路。
10.权利要求1的谐振转换器，其中，开关电路被布置为全桥驱动电路。
11.权利要求1的谐振转换器，其中，开关电路被布置为推挽驱动电路。
12.权利要求1的谐振转换器，其中，同步整流器电路被布置为半桥驱动电路。
13.权利要求1的谐振转换器，其中，同步整流器电路被布置为全桥驱动电路。
14.权利要求1的谐振转换器，其中，同步整流器电路被布置为推挽驱动电路。
15.权利要求1的谐振转换器，其中，谐振网络包含串联的电感器和电容器。
16.权利要求1的谐振转换器，其中，谐振网络包含一个电感器。
17.权利要求1的谐振转换器，其中，开关电路和同步整流器电路使用ZVT开关。
18.权利要求1的谐振转换器，其还包含反馈控制电路，该电路被布置为监视输出电力，并基于希望的电力输出与监视到的输出来调节第二开关序列相对于第一开关序列有多大修改。
19.权利要求1的谐振转换器，其还被布置为依赖于希望的输出，调节第一与第二开关序列的对准。
20.权利要求1的谐振转换器，其中，第一开关序列处于固定的运行频率。
21.权利要求1的谐振转换器，其中，第一开关序列被改变，以便扩展频谱。
22.权利要求1的谐振转换器，其中，第一开关序列处于可变运行频率。
23.权利要求1的谐振转换器，其还包含短路检测模块，该模块被布置为在检测到短路时增大第一开关序列的频率。
24.权利要求1的谐振转换器，其中，开关电路还包含两个或多于两个的开关装置，其被布置为对谐振网络进行充电和放电。
25.权利要求1的谐振转换器，其中，第一开关装置连接在构成谐振网络一部分的电感器的第一节点和第一DC电源节点之间，第二开关装置连接在电感器的第一节点和第二DC电源节点之间。
26.一种控制谐振转换器的方法，包含以下步骤：
将第一开关序列应用到开关电路，以便将谐振网络连接到电源；
经由同步整流器电路将电力供到输出；
根据第二开关序列对整流器电路进行开关；以及
相对于第一开关序列使第二开关序列延迟一可变相位延迟，以便实现希望的电力输出，其中使用来自输出端的反馈以便基于输出端处的电压的标称值和输出端处的电压的实际值之间的差值来形成误差信号，所述误差信号具有以下特性：响应于输出端处的电压的实际值的第一变化而变化，从而引起所述可变相位延迟的变化以及由所述可变相位延迟的变化产生的输出端处的电压的实际值的相应的第二变化；
其中所述第二开关序列是所述第一开关序列的相位延迟版本。
27.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：使用开关电路和同步整流器电路的ZVT开关。
28.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：监视输出电力，并基于希望的电力输出与监视到的输出来调节第二开关序列相对于第一开关序列有多大修改。
29.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：依赖于希望的输出，调节第一与第二开关序列的对准。
30.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：以固定的运行频率运行第一开关序列。
31.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：改变第一开关序列，以便扩展频谱。
32.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：以可变运行频率运行第一开关序列。
33.权利要求26的方法，其还包含这样的步骤：在检测到输出上的短路时，增大第一开关序列的频率。
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