CN1930813B - 接收装置、接收方法以及无线通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种接收装置、接收方法以及无线通信系统。在利用CDMA方式进行信号接收的接收装置中，通过N个(N是正整数)接收天线接收从M个(M是正整数)发送天线发送的发送信号，该接收装置通过具有以下结构而实现：多路径接收信号再现单元，其对由各接收天线接收的接收信号进行1次解调，以推定来自各发送天线的发送信号，根据推定结果再现在多路径环境下的每个接收天线的各路径的接收信号；多路径干扰消除单元，其从所述各接收天线所接收的接收信号中减去所关注的路径以外的路径的所述再现接收信号；以及解调单元，其利用所述减去后的信号进行2次解调。

Description

接收装置、接收方法以及无线通信系统

技术领域

本发明涉及利用多个天线进行信号解调(信号分离)的接收装置、接收方法以及无线通信系统。

背景技术

在第4代移动通信的无线通信方式中，实现高速的传输速度是重要的。从这样的观点出发，在使用利用多个发送接收天线进行信号传输的MIMO(Multi-Input Multi-Output，多输入多输出)信道的信号传输法中，通过各发送天线把不同的信号利用同一时刻、同一频率进行发送的MIMO复用法(MIMO Multiplexing)的技术被关注。

图14是用于说明MIMO复用法的图，是表示使用了多个天线的MIMO通信系统的结构的图。根据该系统，从发送侧的多个天线1011₁～1011_N使用相同频率发送各不相同的信号，在接收侧也使用多个天线1021₁～1021_N将这些信号全部同时接收，从而不增加传输频带即可实现与发送天线数量成正比的传输速度的高速化(例如，参照非专利文献1)。

并且，在总称为MIMO的技术中有一种BLAST(Bell Labs LayeredSpace-Time，贝尔实验室分层空时)技术。BLAST是在同一频率同时地从多个发送天线并行传输不同信息，并在接收侧通过由干扰抑制控制的分集接收和副本(replica)相减来进行信号分离的方式(例如，参照非专利文献1)。

如上所述，用MIMO复用法可实现高速的传输速度，但因为从多个发送天线以同一频带、时隙来发送不同的数据序列，因此为了解调，在接收装置中需要从接收信号中提取由各发送天线发送的发送信号序列的信号分离。

关于MIMO复用的信号分离法，提出了各种方法。例如，利用最小均方误差法(MMSE)或ZF(Zero Forcing，迫零)等的线性滤波器的信号分离算法是将与发送天线数相同或比发送天线多的接收天线所接收的多个接收信号进行合成，以抑制来自所关注的发送天线以外的发送天线的接收信号功率的方法，该算法具有接收侧的运算量比较少的特点。

并且，使用最大似然检测法(MLD)的信号分离算法是生成来自各发送天线的接收信号的副本候选，通过求得来自全部发送天线的接收信号的副本候选之和与接收信号之间的欧几里得距离为最小的接收信号的副本，来推定最可能的各发送天线的发送信号序列的方法，与上述的MMSE相比，信号分离精度高、解调性能优良，但存在信号分离所需的运算量与天线数呈指数性增加的缺点。因此，为了降低MLD的运算量，提出了大幅削减利用QR分解来计算MLD的平方欧几里得距离的信号点候选的方法(例如，参照非专利文献2)。

但是，直序扩频(DS)CDMA是通过对以往的信息数据调制信号进行用高速速率的扩频码扩频的二次调制并传输，从而多个通信者利用同一频带进行通信的方式，在利用DS-CDMA的无线通信中，由于信号传送带宽的宽带化，产生多路径衰落(multipath fading)(频率选择性衰落)，通过分离成传输延迟时间互不相同的多个多路径来接收发送信号。

在DS-CDMA的接收中，能够通过合成该多个路径的Rake接收来改善接收质量，但由于在不同的路径间产生干扰(以下，称为多路径干扰)，由Rake接收带来的接收质量的改善被削减.

上述多路径干扰的大小与扩频因子的倒数成正比，其中扩频因子由乘以扩频码的速率即码片速率与信息码元的码元速率之比来定义。因此，为了增大信息比特率，当扩频因子接近1时，由多路径干扰引起的接收品质的恶化与Rake接收效果相比更占主导地位，存在在高速数据传输时接收特性恶化的问题。因此，为了解决这样的问题，提出了多路径干扰消除器(例如，参照非专利文献3)。

如非专利文献3所述，该多路径干扰消除器根据由暂时的Rake接收结果所推定的发送信号序列和各接收路径的信道系数(传输路径的复包络)，推定每个路径的接收信号序列，利用按照路径数重复从接收信号中减去某一路径以外的所有推定的接收信号序列而得到的、降低了多路径干扰的每个路径的接收信号，来进行最终的Rake接收，从而实现多路径环境下的高质量接收。

并且，作为降低利用了DS-CDMA的无线通信中的MIMO复用的多路径干扰的影响的信号分离法，也提出了同时对来自其它发送天线的接收信号产生的干扰进行抑制和对多路径干扰进行抑制的二维MMSE。

非专利文献1：G.J.Foschini，Layered Space-Time Architecture forWireless Communication in a Fading Environment When Using MultipleAntennas，Bell Labs Technical Journal，Vol.1，No.2，autumn 1996，pp 41-59.

非专利文献2：Bin Dong，Xaodong Wang，and Amaud Doucet，“Sampling-based Near-optimal MIMO demodulation Algorithms，”in Proc.42nd IEEE Conference on Decision and Control，Hawaii，Dec.2003.

非专利文献3：K.Higuchi，A.Fujiwara，and M.Sawahashi，“MultipathInterference Canceller for High-Speed Packet Transmission With AdaptiveModulation and Coding Scheme in W-CDMA Forward Link，”IEEE J.Select.Areas Commun.，Vol.20，No.2，pp.419-432，February 2002.

非专利文献4：Frederik Petre et.Al，“Combined Space-Time ChipEqualization And Parallel Interference Cancellation For DS-CDMADownlink With Spatial Multiplexing，”in Proc.IEEE PIMRC2002.

此处，为了在利用DS-CDMA的无线通信中实现信息比特率的高速化，如果考虑应用上述的MIMO复用法，则首先为了增大每一个发送天线的信息比特率必须减小扩频因子。在该情况下，如图15所示，除了相同的接收定时的各个路径的发送天线之间的相互干扰(参照该图(a))以外，还产生来自所有发送天线的不同接收定时的多路径的多路径干扰(参照该图(b)、(c))。因此，接收侧的信号分离的精度与上述的1个天线发送时的Rake接收同样，因多路径干扰的影响而严重恶化。

之前提出的多路径干扰消除器是仅从1个天线发送信号时的结构，即使在MIMO复用时应用，也不能在Rake接收中进行高精度的发送信号序列的推定。

并且，从图15可以知道，在MIMO复用时的多路径干扰不仅是来自同一发送天线的干扰，而且也由来自不同发送天线的接收信号产生，因此为了高精度地接收，也需要抑制这些多路径干扰。

但是，上述的MMSE在原理上与MLD相比信号分离精度差，在接收侧无法得到最佳的性能.并且，在二维MMSE中，滤波器系数被控制为，除了对由来自其它的发送天线的接收信号产生的干扰进行抑制之外，还对多路径干扰进行抑制，因此存在使信号分离精度的恶化进一步加剧的问题.

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而提出的，其课题是提供一种能够抑制由多路径干扰引起的接收特性的恶化来实现高精度的信号分离的接收装置、接收方法以及无线通信系统。

本发明的特征之一在于，在利用CDMA方式进行信号接收的接收装置中，由N个(N是正整数)接收天线接收从M个(M是正整数)发送天线发送的发送信号，该接收装置具有：多路径接收信号再现单元，其对由各接收天线接收的接收信号进行1次解调，以推定来自各发送天线的发送信号，通过使所推定的发送信号与信道系数相乘来推定在多路径环境下的每个接收天线的各路径的接收信号；多路径干扰消除单元，其从由所述各接收天线接收的接收信号中减去所关注的路径以外的路径的所述再现接收信号；以及解调单元，其利用所述减去后的信号进行2次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述多路径接收信号再现单元利用最小均方误差法(MMSE：Minimum Mean Square Error)来执行所述1次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述多路径接收信号再现单元利用最大似然检测法(MLD：Maximum Likelihood Detention)来执行所述1次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述多路径接收信号再现单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对多个路径一并执行所述1次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述多路径接收信号再现单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对每个路径执行所述1次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述多路径接收信号再现单元根据利用上述方法而推定的发送码元序列的准确度，来控制接收信号的振幅。

并且，所述接收装置的特征在于，所述多路径接收信号再现单元利用从所述M个发送天线发送的已知导频信号来推定信道系数。

并且，所述接收装置的特征在于，对规定数量的所述多路径接收信号再现单元以及所述多路径干扰消除单元进行多级连接。

并且，所述接收装置的特征在于，当所述多路径接收信号再现单元被多级连接时，在各级中，利用通过所述多路径干扰消除单元减去后的信号，对根据从所述M个发送天线发送的已知导频信号而推定的信道系数推定值进行更新。

并且，所述接收装置的特征在于，所述解调单元利用最大似然检测法来进行2次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述解调单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对多个路径一并进行2次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，所述解调单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对每个路径进行2次解调。

并且，所述接收装置的特征在于，当从M个发送天线发送被码复用的发送信号时，所述多路径接收信号再现单元对由各接收天线接收的接收信号进行1次解调，以按照每个扩频码再现每个接收天线的各路径的接收信号，所述多路径干扰消除单元生成从所述各接收天线所接收的接收信号中减去与所关注的路径以外的路径的所有扩频码对应的所述再现接收信号的信号，所述解调单元利用所述减去后的信号，按照每个扩频码进行2次解调.

根据本发明的实施例，当利用CDMA方式从多个发送天线同时发送不同的数据时，能够降低多路径干扰、实现从不同发送天线所发送的信号的高精度的分离。其结果，在多路径衰落环境中，能够大幅提高接收品质。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的包含接收装置而构成的无线通信系统1的图。

图2是表示多路径接收信号再现部的第1实施方式的结构图。

图3是表示多路径接收信号再现部的第2实施方式的结构图。

图4是表示多路径接收信号再现部的第3实施方式的结构图。

图5是表示多路径接收信号再现部的第4实施方式的结构图。

图6是表示信道系数推定部的结构的图。

图7A是表示由发送装置发送的发送信号的帧结构的图。

图7B是表示由发送装置发送的发送信号的帧结构的图。

图8是表示本发明的实施方式的接收装置的第2实施方式的结构图。

图9是表示本发明的实施方式的解调部的第1实施方式的结构图。

图10是表示本发明的实施方式的解调部的第2实施方式的结构图。

图11是表示本发明的实施方式的解调部的第3实施方式的结构图。

图12是表示本发明的实施方式的接收装置的第3实施方式的结构图。

图13是表示对于本发明的计算机仿真的结果的图。

图14是表示使用多个天线的MIMO通信系统的结构的图。

图15是用于说明在DS-CDMA的MIMO复用中，由于多路径干扰的影响使解调(信号分离)的精度恶化的图。

标号说明

1：无线通信系统；10，1010：发送装置；11₁～11_m，1011₁～1011_n：发送天线；20，200，600，1020：接收装置；21₁～21_n，1021₁～1021_n：接收天线；22，30～50，70，211～213，611～614：多路径接收信号再现部；23，221₁，221₂，222₁，222₂，223₁，223₂，615～618：多路径干扰消除部；24，300，400，500，621，622：解调部；31，41，51，71，100，311，411，511：信道系数推定部；32：线性滤波器系数计算部；33：线性滤波部；34₁～34_m，42～45，52～55，72～75，312～315，412～415，512～515：解扩部；35₁～35_m：发送码元序列推定部；36₁～36_m，50₁～50_m，62₁～62_m，84₁～84_m：多路径接收信号再现处理部；46，58，80，316，418，520：发送码元候选生成部；47，317：接收信号副本生成部；48，60，82，318，420，522：似然计算部；49₁～49_m，61₁～61_m，83₁～83_m：发送码元序列推定部；56，76，77，416，516，517：QR分解部；57，78，79，417，518，519：Q^H运算部；59，81，419，521：转换信号副本生成部；101～104：相关检测部；111～114：副本信号生成部；319，421，523：发送序列推定部；631～634，641～644：加法器

具体实施方式

以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明。

图1是表示本发明的实施方式的包含接收装置而构成的无线通信系统1的图。本发明的无线通信系统1是利用DS-CDMA的MIMO信道或MISO(Multi-Input Single-Output，多输入单输出，即，接收装置的接收天线为1个)信道的系统，在本实施方式中，下面以利用MIMO信道进行信号传输的情况为例进行说明。

在该图中，该无线通信系统1的发送装置10与接收装置20在无线通信中可连接。发送装置10把所输入的发送数据比特序列串行/并行转换为M个发送序列，利用同一频带且同一扩频码进行数据调制，作为发送信号从M个发送天线11₁～11_m同时进行发送。这样发送的发送信号经由多路径传输路径变为L个多路径接收信号，由接收装置20所具备的N个接收天线21₁～21_n接收。接收装置20具有：N个接收天线21₁～21_n；多路径接收信号再现部22；N个多路径干扰消除部23₁～23_n；以及解调部24。

此处，当设从发送装置10的发送天线m所发送的发送信号为S_m(t)时，由接收装置20的接收天线n接收的接收信号r_n(t)可用下式表示。

(式1)

$r_n\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{m,n,l}\left(t\right)\·s_m(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

在上式中，h_m，n，l(t)表示由接收天线n接收来自发送天线m的发送信号时的相对于接收路径1的信道系数，τ₁表示接收路径1的传输延迟时间。

接着，说明本发明的接收装置20的动作。

在接收装置20中，由N个接收天线21₁～21_n接收的接收信号r_n(t)被输入给多路径接收信号再现部22。在多路径接收信号再现部22中，根据由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号，通过进行暂时的信号分离(称为1次解调)，针对每个接收天线21₁～21_n推定来自各发送天线11₁～11_m的每个接收路径的接收信号序列

(式2)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)$

并输出。在上述1次解调的方法中，使用后述的规定的算法。

接着，在接收天线21₁～21_n个数量的各多路径干扰消除部23₁～23_n中，把该接收天线21₁～21_n的接收信号与来自各发送天线11₁～11_m的每个接收路径的接收信号序列作为输入，按照下式计算并输出从接收信号中减去全部其它路径的接收信号的多路径干扰消除后的接收信号r_n，l(t)。

(式3)

$r_{n,l}\left(t\right)=r_n\left(t\right)-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l^{\′}=1,l^{\′}=l}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{I}}_{m,n,l^{\′}}\left(t\right)$

解调部24把上述这样从多路径干扰消除部23₁～23_k输出的N×L个多路径干扰消除后的接收信号r_n，l(t)作为输入，向后续的Viterbi解码器、turbo解码器等的纠错(信道)解码器输出发送码元序列的似然或者、相对于由发送码元序列所发送的比特的似然λi，作为2次解调输出，并执行解码处理.

这样，根据本实施方式，在多路径接收信号再现部进行1次解调，推定发送信号。然后，通过使该所推定的发送信号与信道变动值(信道系数)相乘来推定每个路径的接收信号，在多路径干扰消除部中，从接收信号中减去所关注的路径以外的推定的接收信号。由此，在解调部中可利用除去多路径干扰之后的接收信号来进行解调，能够高精度地进行信号分离。

即，即使是在上行链路中使用DS-CDMA方式、应用MIMO复用法的情况下，也能避免因多路径干扰而引起的信号分离精度的恶化。

图2是表示图1中所示的多路径接收信号再现部的第1实施方式的结构图。在本实施方式中，多路径接收信号再现部利用MMSE算法作为1次解调方法。

在该图中，该多路径接收信号再现部30由信道系数推定部31、线性滤波器系数计算部32、线性滤波部33、M个解扩部34₁～34_m、M个发送码元序列推定部35₁～35_m、M个多路径接收信号再现处理部36₁～36_m构成。

在本实施方式的多路径接收信号再现部30中，首先，在信道系数推定部31中，输入由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)，推定接收天线21₁～21_n与发送天线11₁～11_n(参照图1)之间各个路径的信道系数h_m，n，l。

接着，在线性滤波器系数计算部32中进行线性滤波器的系数计算，以及利用了该所求出的线性滤波器系数的用于均衡化的滤波处理。这些处理可以考虑通过时域的信号处理来实现的方法和通过频域的信号处理来实现的方法，以下对于在频域进行信号处理的方法举例进行说明。

在线性滤波器系数计算部32中，利用得到的信道系数的推定值

(式4)

${\hat{h}}_{m,n,l}$

计算对每个发送天线同时抑制该发送天线的信号的延迟路径成分和来自其它发送天线的接收信号成分的线性滤波器的系数。具体而言，利用在时域中使用导频信道推定的信道推定值

(式5)

${\hat{h}}_{m,n,l}$

以及各接收路径的延迟时间

(式6)

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_l$

来求解发送天线11₁～11_m和接收天线21₁～21_n之间的信道的脉冲响应。

接着，对于如上述这样求出的信道的脉冲响应，通过进行与线性滤波的块大小(block size)相当的码片数×过采样数的大小的N_f点的FFT，推定作为来自发送天线11₁～11_m的发送信号在接收天线21₁～21_n处的信道变动值的频率成分的

(式7)

h_nm ^(f)

由此，算出n行m列的矩阵表示的信道矩阵

(式8)

${\hat{H}}^{\left(f\right)}=\left[h_{\mathrm{nm}}^{\left(f\right)}\right](1\≤n\≤N,1\≤m\≤M)$

的推定值

(式9)

${\hat{H}}^{\left(f\right)}$

然后，利用这样算出的

(式10)

${\hat{H}}^{\left(f\right)}$

按照每个FFT后的频率成分计算线性滤波系数。

线性滤波器的系数能够按照ZF基准或MMSE基准来求出。

例如，ZF基准的线性滤波器的系数能够通过下式求出。

(式11)

$W^{\left(f\right)}={\left({\hat{H}}^{\left(f\right)}\right)}^H{\left\{{\hat{H}}^{\left(f\right)}{\left({\hat{H}}^{\left(f\right)}\right)}^H\right\}}^{-1}$

此外，MMSE基准的线性滤波器的系数能够通过下式求出。

(式12)

$W^{\left(f\right)}={\left({\hat{H}}^{\left(f\right)}\right)}^H{\{{\hat{H}}^{\left(f\right)}{\left({\hat{H}}^{\left(f\right)}\right)}^H+N^{\left(f\right)}I\}}^{-1}$

此处，

(式13)

$N^{\left(f\right)}={(n_1^{\left(f\right)},...,n_N^{\left(f\right)})}^T$

表示噪声成分。

接着，在线性滤波部33中，通过N_f点的FFT，将N序列的接收信号分别转换为频域的接收信号Y^(f)。之后，通过使频域的接收信号Y^(f)与W^(f)相乘，对由于频域的信道变动而引起的编码信道间的正交性的破坏(在时域观察的MPII(Multi-Path-Interference，多径干扰))和发送天线间的干扰同时进行均衡化(抑制)的M个发送信号的推定值

(式14)

${\tilde{S}}^{\left(f\right)}={({\tilde{S}}_1^{\left(f\right)},...,{\tilde{S}}_M^{\left(f\right)})}^T$

按照下式生成。

(式15)

${\tilde{S}}^{\left(f\right)}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}_1^{\left(f\right)}\\ {\tilde{s}}_2^{\left(f\right)}\\ {\tilde{s}}_3^{\left(f\right)}\\ {\tilde{s}}_4^{\left(f\right)}\end{array}\right]=W^{\left(f\right)}{Y}^{\left(f\right)}=\left[\begin{array}{cccc}{w}_{\mathrm{1,1}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{1,2}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{1,3}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{1,4}}^{\left(f\right)}\\ w_{\mathrm{2,1}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{2,2}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{2,3}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{2,4}}^{\left(f\right)}\\ w_{\mathrm{3,1}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{3,2}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{3,3}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{3,4}}^{\left(f\right)}\\ w_{\mathrm{4,1}}& w_{\mathrm{4,2}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{4,3}}^{\left(f\right)}& w_{\mathrm{4,4}}^{\left(f\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(f\right)}\\ y_2^{\left(f\right)}\\ y_3^{\left(f\right)}\\ y_4^{\left(f\right)}\end{array}\right]$

其中，

(式16)

${\tilde{S}}^{\left(f\right)}={({\tilde{S}}_1^{\left(f\right)},...,{\tilde{S}}_M^{\left(f\right)})}^T$

表示在N_f点的IFFT之后通过进行并行串行转换而向时域的每个暂时解调信号(1次解调信号)

(式17)

${\hat{S}}_m$

进行再转换。通过这样得到的发送天线数量个暂时解调序列(1次解调序列)被输入给解扩部34₁～34_m。在解扩部34₁～34_m中，以与发送时使用的扩频码相同的扩频码来对上述发送天线数量个暂时解调序列进行解扩，并向发送码元序列推定部351₁～35_m输出解扩信号z_m。在发送码元序列推定部35₁～35_m中，通过对解扩信号z_m进行硬判定或软判定，来推定并输出发送码元序列

(式18)

${\tilde{d}}_m$

例如，在发送码元序列推定部35₁～35_m中进行硬判定时的实施例如下。

此处，发送码元d_m，i(i表示码元候选编号

(式19)

(1≤i≤C)

其中，C表示发送码元点数，若为QPSK则C＝4，若为16QAM则C＝16)，与此相对，通过成为

(式20)

$\underset{i}{\min }{|z_m-d_{m,i}|}^2$

的i，可知

(式21)

${\tilde{d}}_m=d_{m,i}$

并且，在发送码元序列推定部35₁～35_m中进行软判定时的实施例如下20所示。

首先，按照下式，求解软判定的比特序列。

(式22)

${\hat{u}}_{m,i}=\tanh \left(\frac{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}}{2}\right)$

此处，

(式23)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}$

为发送天线m的比特i的对数似然比。

(式24)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}=\ln \frac{P(b_{m,i}=+1|z_m)}{P(b_{m,i}=-1|z_m)}$

$\≈\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2\left(n\right)}\{{(z_m-s_{\min ,-1})}^2-{(z_m-s_{\min ,1})}^2\}$

在上述式中，S_min，ν表示在第i位为“ν”的码元集合中，距发送信号点z_m的欧几里得距离最小的码元候选，σ²表示噪声功率。

软判定码元

(式25)

${\tilde{d}}_m$

利用

(式26)

${\tilde{u}}_{m,i}$

如下式这样来推定。

(式27)

设

Q P S K时、

16Q A M时、

最后，多路径接收信号再现处理部36₁～36_m输入上述这样所推定的发送码元序列

(式28)

${\tilde{d}}_m$

根据下式，通过对该输入的发送码元序列

(式29)

${\tilde{d}}_m$

乘以扩频码与信道系数，针对每个接收天线将来自各发送天线的每个接收路径的接收信号序列

(式30)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)$

按照下式进行推定并输出。

(式31)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)={\hat{h}}_{m,n,l}\left(t\right)\·{\tilde{d}}_m\left(t\right)\·c(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

接着，对上述多路径接收信号再现部的其它实施方式进行说明。

图3是表示多路径接收信号再现部的第2实施方式的结构图。在本实施方式中，多路径接收信号再现部利用MLD算法作为1次解调方法。

在该图中，该多路径接收信号再现部40由信道系数推定部41、N×L个解扩部42～45、发送码元候选生成部46、接收信号副本生成部47、似然计算部48、M个发送码元序列推定部49₁～49_m、以及M个多路径接收信号再现处理部50₁～50_m构成。

在本实施方式的多路径接收信号再现部40中，首先，在信道系数推定部41中，输入由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)，并推定接收天线21₁～21_n与发送天线11₁～11_n之间各路径的信道系数h_m，n，l。

接着，通过N×L个解扩部42～45，在各路径的接收定时以与发送时使用的扩频码相同的扩频码，来对由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)进行解扩，求解在N×L个的各接收天线的各路径的解扩信号z_n，l。

发送码元候选生成部46生成并输出针对各发送天线的发送码元d_m，i(i表示码元候选编号

(式32)

(1≤i≤C)

C表示发送码元点数，例如，若QPSK则C＝4，若16QAM则C＝16)。

接收信号副本生成部47输入在发送码元候选生成部46所生成的发送码元以及在信道系数推定部41中所推定的信道系数，将接收信号副本

(式33)

${\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}$

按照下式生成并输出。

(式34)

${\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}={\hat{h}}_{1,n,l}\·d_{1,i_1}+{\hat{h}}_{2,n,l}\·d_{2,i_2}+...+{\hat{h}}_{M,n,l}\·d_{M,i_M}$

似然计算部48输入接收解扩信号z_n，l和接收信号副本

(式35)

${\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}$

并按照下式进行误差运算。

(式36)

$e_{i_1,i_2,...,i_M}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{|z_{n,l}-{\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}|}^2$

在发送码元序列推定部49₁～49_m中，输入与各发送天线对应的所生成的发送码元以及与其对应的误差信号，选择最小误差，推定带来该误差的发送码元序列

(式37)

${\tilde{d}}_m$

在该发送码元序列推定部49₁～49_m中进行硬判定时的实施例如下。

(式38)

根据最小时的i₁，i₂，...，i_M、得到

此外，在发送码元序列推定部49₁～49_m中进行软判定时的实施例如下所示。

首先，按照下式，求解软判定的比特序列。

(式39)

${\hat{u}}_{m,i}=\tanh \left(\frac{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}}{2}\right)$

在此，

(式40)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}$

为发送天线m的比特i的对数似然比。

(式41)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}=\ln \frac{P(b_{m,i}=+1|z_{\mathrm{1,1}},...,z_{N,L})}{P(b_{m,i}=-1|z_{\mathrm{1,1}},...,z_{N,L})}$

$\≈\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2\left(n\right)}(e_{\min ,-1}-e_{\min ,1})$

在上式中，e_min，ν表示在第i位为“ν”的

(式42)

$e_{i_1,i_2,...,i_M}$

的最小值，σ²(n)表示噪声功率。

软判定码元

(式43)

${\tilde{d}}_m$

利用

(式44)

${\tilde{u}}_{m,i}$

如下这样来推定。

(式45)

设

Q P S K时、

16Q A M时、

最后，多路径接收信号再现部36₁～36_m输入上述这样所推定的发送码元序列

(式46)

${\tilde{d}}_m$

根据下式，通过对该输入的发送码元序列

(式47)

${\tilde{d}}_m$

乘以扩频码和信道系数，从而针对每个接收天线将来自各发送天线的每个接收路径的接收信号序列

(式48)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)$

按照下式进行推定并输出。

(式49)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)={\hat{h}}_{m,n,l}\left(t\right)\·{\tilde{d}}_m\left(t\right)\·c(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

图4是表示多路径接收信号再现部的第3实施方式的结构图。在本实施方式中，多路径接收信号再现部利用对路径一并进行处理的MLD算法作为1次解调方法。

在该图中，该多路径接收信号再现部50由信道系数推定部51、N×L个解扩部52～55、QR分解部56、Q^H运算部57、发送码元候选生成部58、转换信号副本生成部59、似然计算部60、M个发送码元序列推定部61₁～61_m、M个多路径接收信号再现处理部62₁～62_m构成。

在本实施方式的多路径接收信号再现部50中，首先，在信道系数推定部51中，输入由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)，推定接收天线21₁～21_n与发送天线11₁～11_n之间各路径的信道系数h_m，n，l。

接着，通过N×L个解扩部52～55，在各路径的接收定时以与发送时使用的扩频码相同的扩频码，来对由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)进行解扩，求解在N×L个的各接收天线的各路径的解扩信号z_n，l。

接着，在QR分解部56中，生成由信道系数构成的下述的M行×(N×L)列的信道矩阵，进行信道矩阵的QR分解，输出Q矩阵和R矩阵。

(式50)

信道矩阵(M＝4，N＝4，L＝2时的例子)

H＝QR

从上述QR分解部56所输出的Q矩阵是(N×L)行×M列的酉矩阵，满足Q^HQ＝I。

在此，H表示共轭复数转置，I表示单位矩阵。并且，R矩阵为M行×M列的上三角矩阵。

在Q^H运算部57中，按照下式进行运算。

(式51)

$X=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]Q^{H}Z=\left[\begin{array}{cccccccc}{q}_{\mathrm{1,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{1,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{1,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{1,4,2}}^{*}\\ q_{\mathrm{2,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{2,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{2,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{2,4,2}}^{*}\\ q_{\mathrm{3,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{3,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{3,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{3,4,2}}^{*}\\ q_{\mathrm{4,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{4,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{4,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{4,4,2}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{z}_{\mathrm{1,1}}\\ z_{\mathrm{2,1}}\\ z_{\mathrm{3,1}}\\ z_{\mathrm{4,1}}\\ z_{\mathrm{1,2}}\\ z_{\mathrm{2,2}}\\ z_{\mathrm{3,2}}\\ z_{\mathrm{4,2}}\end{array}\right]$

$Q^H(\mathrm{HD}+N)=Q^H(\mathrm{QRD}+N)=\mathrm{RD}+Q^{H}N=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{11}& r_{12}& r_{13}& r_{14}\\ 0& r_{22}& r_{23}& r_{24}\\ 0& 0& r_{33}& r_{34}\\ 0& 0& 0& r_{44}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ d_2\\ d_3\\ d_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\′}\\ n_2^{\′}\\ n_3^{\′}\\ n_4^{\′}\end{array}\right]$

(M＝4，N＝4，L＝2时的例子)

首先，发送码元候选生成部58生成针对发送天线M的发送码元d_M，i并向转换信号副本生成部59进行输出。转换信号副本生成部59输入由发送码元候选生成部58所生成的发送码元和从QR分解部56所输出的R矩阵，将转换信号副本

(式52)

${\hat{x}}_{M,i}$

按照下式生成并输出。

(式53)

${\hat{x}}_{M,i}={\hat{r}}_{\mathrm{MM}}\·d_{M,i}$

首先，似然计算部60利用x_M和

(式54)

${\hat{x}}_{M,i}$

按照下式进行误差运算。

(式55)

$e_{M,i}={|x_M-{\hat{x}}_{M,i}|}^2$

在进行误差运算之后，似然计算部60输入与发送天线M对应的所生成的发送码元以及与其对应的误差信号，保持误差小的S_M个与发送天线M对应的发送码元序列

(式56)

$d_{m,i\left(1\right)}~d_{M,i\left(s_M\right)}$

和此时的误差

(式57)

$e_{M,i\left(1\right)}~e_{M,i\left(s_M\right)}.$

接着，发送码元候选生成部58生成针对发送天线M-1的发送码元

(式58)

d_M-1，i

并输出。

转换信号副本生成部59把与发送天线M对应的S_M个发送码元序列、针对发送天线M-1的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式59)

${\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}$

按照下式生成并输出。

(式60)

${\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}={\hat{r}}_{(M-1)(M-1)}\·d_{M-1,i_{M-1}}+{\hat{r}}_{(M-1)M}\·d_{M,i_M}$

接着，似然计算部60通过下式进行误差运算

(式61)

$e_{M-1,i_{M-1},i_M}={|x_{M-1}-{\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}|}^2+e_{M,i_M}$

保持误差小的S_M-1个与发送天线和发送天线M-1对应的发送码元序列的组合

(式62)

$\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(1\right),}}{d}_{M,i_M\left(1\right)}\right\}~\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(s_{M-1}\right),}}{d}_{M,i_M\left(s_{M-1}\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式63)

$e_{M-1i_{M-1}\left(1\right),i_M\left(1\right)}~e_{M-1,i_{M-1}\left(s_{M-1}\right),i_M\left(s_{M-1}\right)}.$

同样，发送码元候选生成部58生成针对发送天线m的发送码元d_m，i并输出。转换信号副本生成部59把与发送天线m+1直至发送天线M对应的S_m+1个发送码元序列、针对发送天线m的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式64)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}$

按照下式生成并输出。

(式65)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}={\hat{r}}_{\mathrm{mm}}\·d_{m,i_m}+{\hat{r}}_{m(m+1)}\·d_{m,i_{m+1}}+...+{\hat{r}}_{\mathrm{mM}}\·d_{m,i_M}$

似然计算部60按照下式进行误差运算

(式66)

$e_{m,i_m,...,i_{M-1},i_M}={|x_m-{\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}|}^2+e_{m+1,i_{m+1},i_{m+2},...,i_M}$

保持误差小的S_m个与发送天线M直至发送天线m对应的发送码元序列的组合

(式67)

$\left\{d_{{m,i}_{m\left(1\right),}}{d}_{m+1,i_{m+1\left(1\right)},...,}{d}_{M,i_{M\left(1\right)}}\right\}~\left\{d_{m,i_m\left(s_m\right),}{d}_{m+1,i_{m+1}\left(s_m\right),...,}{d}_{M,i_M\left(s_m\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式68)

$e_{m,i_m\left(1\right),i_{m+1}\left(1\right),...,i_M\left(1\right)}~e_{m,i_m\left(s_m\right),i_{m+1}\left(s_m\right),...,i_M\left(s_m\right)}.$

通过反复以上的操作，得到与所得到的C·S₂个所有发送天线对应的发送码元序列的组合

(式69)

$\{d_{1,i_1,\left(j\right)},d_{2{,i}_2,\left(j\right)},...,d_{M,i_M,\left(j\right)}\}$

以及此时的误差(j＝1～C·S₂的整数)

(式70)

$e_{m,i_1\left(j\right),i_2\left(j\right),...,i_M\left(j\right)}.$

在发送码元序列推定部61₁～61_m中，把与各发送天线对应的剩余的发送码元和与其对应的误差信号作为输入，选择最小误差，推定带来该误差的发送码元序列。

在发送码元序列推定部61₁～61_m中进行硬判定时的实施例如下。

(式71)

由

最小时的i₁(j)，i₂(j)，...，i_M(j)、得到

并且，在发送码元序列推定部61₁～61_m中进行软判定时的实施例如下所示。

首先，按照下式，求解软判定的比特序列。

(式72)

${\hat{u}}_{m,i}=\tanh \left(\frac{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}}{2}\right)$

其中，

(式73)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}$

为发送天线m的比特i的对数似然比。

(式74)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}=\ln \frac{P(b_{m,i}=+1|z_{\mathrm{1,1}},...,z_{N,L})}{P(b_{m,i}=-1|z_{\mathrm{1,1}},...,z_{N,L})}$

$\≈\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2\left(n\right)}(e_{\min ,-1}-e_{\min ,1})$

在上式中，e_min，ν表示在第i位为“ν”的

(式75)

$e_{{m,i}_1\left(j\right),i_2\left(j\right),...,i_M\left(j\right)}$

的最小值，σ²(n)表示噪声功率。

软判定码元

(式76)

${\tilde{d}}_m$

利用

(式77)

${\tilde{u}}_{m,i}$

如下这样推定。

(式78)

设

Q P S K时、

16Q A M时、

最后，多路径接收信号再现处理部62₁～62_m输入上述这样所推定的发送码元序列

(式79)

${\tilde{d}}_m$

根据下式，通过对该输入的发送码元序列

(式80)

${\tilde{d}}_m$

乘以扩频码与信道系数，针对每个接收天线将来自各发送天线的每个接收路径的接收信号序列

(式81)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)$

按照下式进行推定并输出。

(式82)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)={\hat{h}}_{m,n,l}\left(t\right)\·{\tilde{d}}_m\left(t\right)\·c(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

如上说明的这样，本实施方式的多路径接受信号再现部的结构与图3中所示的多路径接收信号再现部的结构相比，如果允许稍许的接收信号序列的再现精度的恶化，则误差运算的次数可从C^M次大幅降低至

(式83)

$C+\underset{m=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CS}}_{m+1}$

次，可大幅降低接收装置的复杂度。

图5是表示多路径接收信号再现部的第4实施方式的结构图。在本实施方式中，多路径接收信号再现部利用对每一路径进行处理的MLD算法作为1次解调方法。

在该图中，该多路径接收信号再现部70由信道系数推定部71；N×L个解扩部72～75；L个QR分解部76、77；L个Q^H运算部78、79；发送码元候选生成部80、转换信号副本生成部81、似然计算部82、M个发送码元序列推定部83₁～83_m、M个多路径接收信号再现处理部84₁～84_m构成。

在本实施方式的多路径接收信号再现部70中，首先，在信道系数推定部71中，输入由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)，推定接收天线21₁～21_n与发送天线11₁～11_n之间各路径的信道系数h_m，n，l。

接着，通过N×L个解扩部72～75，在各路径的接收定时以与发送时使用的扩频码相同的扩频码，来对由N个接收天线21₁～21_n所接收的接收信号r_n(t)进行解扩，求解在N×L个的各接收天线的各路径的解扩信号z_n，l。

接着，在第1个QR分解部中，生成路径数量个由第1个路径的信道系数构成的下述信道矩阵，分别进行信道矩阵的QR分解，输出Q矩阵和R矩阵。

(式84)

信道矩阵

(M＝4，N＝4时的例子)

H_l＝Q_lR_l

从上述QR分解部所输出的Q_l矩阵是N行×M列的酉矩阵，满足Q_l ^HQ_l＝I。并且，R_l矩阵为M行×M列的上三角矩阵。

因此，第1个Q^H运算部的运算能够记述为

(式85)

$X_l=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]={Q_l}^H{Z}_l=\left[\begin{array}{cccc}{q}_{\mathrm{1,1},l}^{*}& q_{\mathrm{1,2},l}^{*}& q_{\mathrm{1,3},l}^{*}& q_{\mathrm{1,4},l}^{*}\\ q_{\mathrm{2,1},l}^{*}& q_{\mathrm{2,2},l}^{*}& q_{\mathrm{2,3},l}^{*}& q_{\mathrm{2,4},l}^{*}\\ q_{\mathrm{3,1},l}^{*}& q_{\mathrm{3,2},l}^{*}& q_{\mathrm{3,3},l}^{*}& q_{\mathrm{3,4},l}^{*}\\ q_{\mathrm{4,1},l}^{*}& q_{\mathrm{4,2},l}^{*}& q_{\mathrm{4,3},l}^{*}& q_{\mathrm{4,4},l}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{z}_{1,l}\\ z_{2,l}\\ z_{3,l}\\ z_{4,l}\end{array}\right]$

${Q_l}^H(H_{l}D+N)={Q_l}^H(Q_l{R}_{l}D+N)=R_{l}D+{Q_l}^{H}N=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{11,l}& r_{12,l}& r_{13,l}& r_{14,l}\\ 0& r_{22,l}& r_{23,l}& r_{24,l}\\ 0& 0& r_{33,l}& r_{34,l}\\ 0& 0& 0& r_{44,l}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ d_2\\ d_3\\ d_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{1,l}^{\′}\\ n_{2,l}^{\′}\\ n_{3,l}^{\′}\\ n_{4,l}^{\′}\end{array}\right]$

(M＝4、N＝4时的例子)

首先，发送码元候选生成部80生成针对发送天线M的发送码元d_M，i并向转换信号副本生成部81进行输出。转换信号副本生成部81输入发送码元d_M，i和R_l矩阵，将转换信号副本

(式86)

${\hat{x}}_{M,l}$

按照下式生成并输出。

(式87)

${\hat{x}}_{M,l,i}={\hat{r}}_{\mathrm{MMl}}\·d_{M,l,i}$

首先，似然计算部82利用X_M，1和

(式88)

${\hat{x}}_{M,l,i}$

按照下式进行误差运算。

(式89)

$e_{M,i}={\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}|x_{m,l}-{\hat{x}}_{M,l,i}|}^2$

在进行误差运算之后，似然计算部82输入与发送天线M对应的所生成的发送码元以及与其对应的误差信号，对误差小的S_M个与发送天线M对应的发送码元序列

(式90)

$d_{M,i\left(1\right)}~d_{M,i\left(s_M\right)}$

和此时的误差

(式91)

$e_{M,i\left(1\right)}~e_{M,i\left(s_M\right)}$

进行保持。

接着，发送码元候选生成部80生成针对发送天线M-1的发送码元

(式92)

d_M-1，i

并输出。

转换信号副本生成部81把与发送天线M对应的S_M个发送码元序列、针对发送天线M-1的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式93)

${\hat{x}}_{M-1,l,i_{M-1},i_M}$

按照下式生成并输出。

(式94)

${\hat{x}}_{M-1,{l,i}_{M-1},i_M}={\hat{r}}_{(M-1)(M-1),l}\·d_{M-1,i_{M-1}}+{\hat{r}}_{(M-1)M,l}\·d_{M,i_M}$

接着，似然计算部82通过下式进行误差运算

(式95)

$e_{M-1,i_{M-1},i_M}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{|x_{M-1}-{\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}|}^2+e_{M,i_M}$

对误差小的S_M-1个与发送天线M和发送天线M-1对应的发送码元序列的组合

(式96)

$\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(1\right),}}{d}_{M,i_M\left(1\right)}\right\}~\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(s_{M-1}\right),}}{d}_{M,i_M\left(s_{M-1}\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式97)

$e_{M-1{,i}_{M-1}\left(1\right),i_M\left(1\right)}~e_{M-1,i_{M-1}\left(s_{M-1}\right),i_M\left(s_{M-1}\right)}$

进行保持。

同样，发送码元候选生成部80生成针对发送天线m的发送码元d_m，i并输出。转换信号副本生成部81把与发送天线m+1直至发送天线M对应的S_m+1个发送码元序列、针对发送天线m的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式98)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}$

按照下式生成并输出。

(式99)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}={\hat{r}}_{\mathrm{mm},l}\·d_{m,i_m}+{\hat{r}}_{m(m+1),l}\·d_{m,i_{m+1}}+...+{\hat{r}}_{\mathrm{mM},l}\·d_{m,i_M}$

似然计算部82按照下式进行误差运算

(式100)

$e_{m,i_m,...,i_{M-1},i_M}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{|x_{m,l}-{\hat{x}}_{m,l,i_m,i_{m+1},...,i_M}|}^2+e_{m+1,i_{m+1},i_{m+2},...,i_M}$

对误差小的S_m个与发送天线M直至发送天线m对应的发送码元序列的组合

(式101)

$\left\{d_{{m,i}_{m\left(1\right),}}{d}_{m+1,i_{m+1\left(1\right)},...,}{d}_{M,i_{M\left(1\right)}}\right\}~\left\{d_{m,i_m\left(s_m\right),}{d}_{m+1,i_{m+1}\left(s_m\right),...,}{d}_{M,i_M\left(s_m\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式102)

$e_{m,i_m\left(1\right),i_{m+1}\left(1\right),...,i_M\left(1\right)}~e_{m,i_m\left(s_m\right),i_{m+1}\left(s_m\right),...,i_M\left(s_m\right)}$

进行保持。

通过反复以上的操作，得到与所得到的C·S₂个所有发送天线对应的发送码元序列的组合

(式103)

$\{d_{1,i_1,\left(j\right)},d_{2{,i}_2,\left(j\right)},...,d_{M,i_M,\left(j\right)}\}$

以及此时的误差(j＝1～C·S₂的整数)

(式104)

$e_{m,i_1\left(j\right),i_2\left(j\right),...,i_M\left(j\right)}$

在发送码元序列推定部83₁～83_m中，把与各发送天线对应的剩余的发送码元和与其对应的误差信号作为输入，选择最小误差，推定带来该误差的发送码元序列。

在发送码元序列推定部83₁～83_m中进行硬判定时的实施例如下。

(式105)

根据

最小时的i₁(j)，i₂(j)，...，i_M(j)、得到

并且，在发送码元序列推定部83₁～83_m中进行软判定时的实施例如下所示。

首先，按照下式，求软判定的比特序列。

(式106)

${\hat{u}}_{m,i}=\tanh \left(\frac{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}}{2}\right)$

此处，

(式107)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}$

为发送天线m的比特i的对数似然比。

(式108)

${\widehat{\mathrm{\Λ}}}_{m,i}=\ln \frac{P(b_{m,i}=+1|z_{\mathrm{1,1}},...,z_{N,L})}{P(b_{m,i}=-1|z_{\mathrm{1,1}},...,z_{N,L})}$

$\≈\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2\left(n\right)}(e_{\min ,-1}-e_{\min ,1})$

在上式中，e_min，ν表示

(式109)

$e_{{m,i}_1\left(j\right),i_2\left(j\right),...,i_M\left(j\right)}$

的最小值，σ²(n)表示噪声功率。

软判定码元

(式110)

${\tilde{d}}_m$

利用

(式111)

${\tilde{u}}_{m,i}$

如下这样推定。

(式112)

设

Q P S K时、

16Q A M时、

最后，多路径接收信号再现处理部84₁～84_m输入上述这样所推定的发送码元序列

(式113)

${\tilde{d}}_m$

根据下式，通过对该输入的发送码元序列

(式114)

${\tilde{d}}_m$

乘以扩频码与信道系数，针对每个接收天线将来自各发送天线的每个接收路径的接收信号序列

(式115)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)$

按照下式进行推定并输出。

(式116)

${\hat{I}}_{m,n,l}\left(t\right)={\hat{h}}_{m,n,l}\left(t\right)\·{\tilde{d}}_m\left(t\right)\·c(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

如上说明的这样，本实施方式的多路径接受信号再现部的结构与图4中所示的多路径接收信号再现部的结构同样，与图3中所示的多路径接收信号再现部的结构相比，如果允许稍许的接收信号序列的再现精度的恶化，则误差运算的次数可从C^M次大幅降低至

(式117)

$C+\underset{m=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CS}}_{m+1}$

次，可大幅降低接收装置的复杂度。

图6是本发明的信道系数推定部的结构图，图7A和图7B是表示利用该信道系数推定部时的通过发送装置发送的发送信号的结构例的图。

首先，参照图7A和图7B对从发送装置发送的发送信号进行说明.如该图所示，在本实施方式中，在来自各发送天线(此处为发送天线1、2)的发送信号中，针对数据码元周期性地插入按照每个发送天线而不同的4码元长的导频码元(斜线部分).在图7A所示的例子中，各发送天线的导频码元模式互相正交.

并且，在如图7B所示的例子中，用于各发送天线的导频码元的扩频的扩频码(C1，C2)正交。

导频信号的发送可以通过图7A、图7B的任一方法来进行，通过使发送天线之间的导频信号正交，可进行高精度的信道推定。上述这样的正交码元模式或正交扩频码，例如可以利用与导频码元数相同长度、或者与导频码元的扩频因子相同长度的Walsh序列来生成。以下，设发送天线m的导频信号序列为p_m(n)来进行说明。其中，n表示码片编号。

返回图6，对本发明的信道系数推定部的结构进行说明。该信道系数推定部100具有推定发送天线m和接收天线n之间的各路径的信道系数的功能。在本例中，示出3个发送天线、4个接收天线时的信道系数推定部的结构例。即，该信道系数推定部具有3×4的相关检测部101～104和导频信号副本生成部111～114。并且，在本例中，对具有多个结构要素的相关检测部和导频信号副本生成部的码的末尾赋予连续编号来进行图示。

首先，参照该图对推定发送天线1和接收天线1之间的信道系数h_1，1，l时的动作进行说明。

在该图中，向相关检测部101输入由接收天线1所接收的接收信号r1。并且，在导频信号副本生成部111中，生成发送天线1的导频码元序列p1，并向相关检测部101输入。

在相关检测部101中，通过在4导频码元区间内，对考虑了路径1的接收定时而使接收信号r1乘以发送天线1的导频码元序列p1的复数共轭值的所得的值进行平均化，从而按照下式推定并输出发送天线1和接收天线1之间的信道系数h_1，1，l。

(式118)

$h_{\mathrm{1,1},l}=\frac{1}{4}\underset{n=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1(n+{\mathrm{\τ}}_l)\·p_1{\left(n\right)}^{*}$

其中，r₁(n)表示导频码元n被接收时的接收信号r₁。实际上h_1，1，l的推定也可以通过对在导频码元发送区间中得到的信道系数推定值进行加权平均来求出。

同样，在把接收信号r₁作为输入的第2级相关检测部(省略图示)中，把接收信号r₁和由第2级导频码元副本生成部(省略图示)生成的发送天线m的导频码元序列p_m作为输入，推定并输出信道系数h_1，m，l。

而且同样，通过对相关检测部103输入接收信号r₄和由导频码元副本生成部113生成的发送天线1的导频码元序列p₁，并求出相关来推定并输出信道系数h_4，1，l。

通过反复以上的动作，能够推定出3个发送天线与4个接收天线之间的各路径的信道系数。并且，在上述中，以导频码元在数据码元上时间复用的结构为例进行了说明，但利用码复用的情况也可以以同样的方法来得到信道系数推定值。

图8是表示本发明的实施方式的接收装置的第2实施方式的结构图。如该图所示，在本实施方式中，接收装置200的多个多路径接收信号再现部211～213串行地经由多路径干扰消除部221₁、221₂、222₁、222₂、223₁、223₂连接(在本例中，3级结构)，在末级配置有解调部231.在初级的多路径接收信号再现部211中，能够适用上述的图2至图5中记载的任一多路径接收信号再现部的结构.

并且，在2级以后的多路径接收信号再现部212、213中，也能够适用上述的图2至图5中记载的任一多路径接收信号再现部的结构。此处，对2级以后的第p级的多路径接收信号再现部的输入信号

(式119)

r_n，l ^(p)(t)

利用接收信号和第p-1级的多路径接收信号再现部的输出信号

(式120)

${\hat{I}}_{m,n,l}^{(p-1)}\left(t\right)$

由多路径干扰消除部通过下式的运算而生成。

(式121)

$r_{n,l}^{\left(p\right)}\left(t\right)=r_n\left(t\right)-{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l^{\′}=1,l^{\′}=l}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\hat{I}}_{m,n,l^{\′}}^{(p-1)}\left(t\right)$

按照上式运算而得到的N×L个多路径干扰消除后的接收信号

(式122)

r_n，l ^(p)(t)

被输入给与接收天线n、路径1对应的解扩部(省略图示)。

并且，当利用该结构时，在第2级以后的第p级的多路径接收信号再现部的信道系数推定部(省略图示)中，在信道系数h_11l的推定中，替代接收信号r_n(t)而通过利用多路径干扰消除后的接收信号

(式123)

r_n，l ^(p)(t)

能够进行高精度的信道系数推定(为了结构的简单化，在前级的多路径接收信号再现部中也同样可利用信道系数)。

根据这样的本实施方式，通过多级设置多路径接收信号再现部，在后级的多路径接收信号再现部中，利用多路径干扰消除后的接收信号能够高精度地进行信道推定、发送码元序列推定，作为结果，能够推定更加高精度的每个接收天线的来自各发送天线的每个接收路径的接收信号序列

(式124)

${\hat{I}}_{m,n,l}^{\left(p\right)}\left(t\right)$

图9是表示在本发明的实施方式的接收装置中使用的解调部的第1实施方式的结构图。在本实施方式中，解调部利用MLD作为解调算法。

在该图中，该解调部300由信道系数推定部311、N×L个的解扩部312～315、发送码元候选生成部316、接收信号副本生成部317、似然计算部318和发送序列推定部319构成。此外，当有多个构成要素时，在末尾加上连续编号来图示。

对上述这样构成的解调部300的动作进行说明。

输入给解调部300的输入信号是N×L个的多路径干扰消除后的接收信号

(式125)

r_n，l ^(p)(t)

在信道系数推定部311中，推定接收天线和发送天线之间的各个路径的信道系数h_m，n，l(并且，为了结构的简单化，在前级的多路径接收信号再现部中也同样可以使用信道系数)。

而且，N×L个的多路径干扰消除后的接收信号

(式126)

r_n，l ^(p)(t)

被输入给与接收天线n、路径1对应的解扩部，得到解扩信号z’_n，l。发送码元候选生成部316生成并输出针对各天线的发送码元d_m，i。接收信号副本生成部317把发送码元和信道系数作为输入，将接收信号副本

(式127)

${\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}$

按照下式生成，并向似然计算部318输出。

(式128)

${\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}={\hat{h}}_{1,n,l}\·d_{1,i_1}+{\hat{h}}_{2,n,l}\·d_{2{,i}_2}+...+{\hat{h}}_{M,n,l}\·d_{M,i_M}$

似然计算部把从解扩部312～315输出的解扩信号z’_n，l和接收信号副本

(式129)

${\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}$

作为输入，按照下式进行误差运算。

(式130)

$e_{i_1,i_2,...,i_M}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{|z_{n,l}^{\′}-{\hat{z}}_{n,l,i_1,i_2,...,i_M}|}^2$

在发送序列推定部319中，输入与各发送天线对应的所生成的发送码元和与其对应的误差信号，输出与通过发送码元序列所发送的比特对应的似然λ_i。此处，基于误差信号的比特似然的计算法也可应用现有的任何方法。

上述的比特似然被输入给信道解码器(例如，turbo解码器)等，最终被还原为信息比特序列。

图10是表示本发明的实施方式的解调部的第2实施方式的结构图。在本实施方式中，解调部利用对路径一并进行处理的MLD作为解调算法。

在该图中，该解调部400由信道系数推定部411、N×L个的解扩部412～415、QR分解部416、Q^H运算部417、发送码元候选生成部418、转换信号副本生成部419、似然计算部420和发送序列推定部421构成.此外，当有多个构成要素时，在末尾加上连续编号来图示.

以下，对上述这样构成的解调部400的动作进行说明。

输入给解调部400的输入信号是N×L个的多路径干扰消除后的接收信号

(式131)

r_n，l ^(p)(t)

在信道系数推定部411中，推定接收天线和发送天线之间的各路径的信道系数h_m，n，l(并且，为了结构的简单化，在前级的多路径接收信号再现部中也同样可以使用信道系数)。

而且，N×L个的多路径干扰消除后的接收信号

(式132)

r_n，l ^(p)(t)

被输入给与接收天线n、路径1对应的解扩部，得到解扩信号z’_n，l。

接着，在QR分解部416中，生成由信道系数构成的下述的信道矩阵，进行信道矩阵的QR分解，向Q^H运算部417输出Q矩阵和R矩阵。

(式133)

信道矩阵(M＝4，N＝4，L＝2时的例子)

H＝QR

从上述QR分解部417所输出的Q矩阵是(N×L)行×M列的酉矩阵，满足Q^HQ＝I。并且，R矩阵为M行×M列的上三角矩阵。因此，Q^H运算部417的运算能够记述为

(式134)

$X=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]Q^{H}Z=\left[\begin{array}{cccccccc}{q}_{\mathrm{1,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{1,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{1,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{1,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{1,4,2}}^{*}\\ q_{\mathrm{2,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{2,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{2,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{2,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{2,4,2}}^{*}\\ q_{\mathrm{3,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{3,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{3,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{3,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{3,4,2}}^{*}\\ q_{\mathrm{4,1,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,2,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,3,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,4,1}}^{*}& q_{\mathrm{4,1,2}}^{*}& q_{\mathrm{4,2,2}}^{*}& q_{\mathrm{4,3,2}}^{*}& q_{\mathrm{4,4,2}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{z}_{\mathrm{1,1}}\\ z_{\mathrm{2,1}}\\ z_{\mathrm{3,1}}\\ z_{\mathrm{4,1}}\\ z_{\mathrm{1,2}}\\ z_{\mathrm{2,2}}\\ z_{\mathrm{3,2}}\\ z_{\mathrm{4,2}}\end{array}\right]$

$Q^H(\mathrm{HD}+N)=Q^H(\mathrm{QRD}+N)=\mathrm{RD}+Q^{H}N=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{11}& r_{12}& r_{13}& r_{14}\\ 0& r_{22}& r_{23}& r_{24}\\ 0& 0& r_{33}& r_{34}\\ 0& 0& 0& r_{44}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ d_2\\ d_3\\ d_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\′}\\ n_2^{\′}\\ n_3^{\′}\\ n_4^{\′}\end{array}\right]$

(M＝4，N＝4，L＝2时的例子)

首先，发送码元候选生成部418生成针对发送天线M的发送码元d_M，j并输出。转换信号副本生成部419输入发送码元d_M，j和R矩阵，将转换信号副本

(式135)

${\hat{x}}_{M,j}$

按照下式生成并向似然计算部420输出。

(式136)

${\hat{x}}_{M,i}={\hat{r}}_{\mathrm{MM}}\·d_{M,i}$

首先，似然计算部420对x’_M和

(式137)

${\hat{x}}_{M,j}$

的误差运算按照下式进行。

(式138)

$e_{M,i}={|x_M^{\′}-{\hat{x}}_{M,i}|}^2$

在似然计算部420中，输入与发送天线M对应的所生成的发送码元以及与其对应的误差信号，算出误差小的S_M个与发送天线M对应的发送码元序列

(式139)

$d_{M,i\left(1\right)}~d_{M,i\left(s_M\right)}$

和此时的误差

(式140)

$e_{M,i\left(1\right)}~e_{M,i\left(s_M\right)}.$

接着，发送码元候选生成部418生成针对发送天线M-1的发送码元

(式141)

d_M-1，i

并输出。

转换信号副本生成部419把与发送天线M对应的S_M个发送码元序列、针对发送天线M-1的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式142)

${\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}$

按照下式生成并输出。

(式143)

${\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}={\hat{r}}_{(M-1)(M-1)}\·d_{M-1,i_{M-1}}+{\hat{r}}_{(M-1)M}\·d_{M,i_M}$

接着，似然计算部420通过下式进行误差运算

(式144)

$e_{M-1,i_{M-1},i_M}={|x_{M-1}-{\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}|}^2+e_{M,i_M}$

保持误差小的S_M-1个与发送天线M和发送天线M-1对应的发送码元序列的组合

(式145)

$\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(1\right),}}{d}_{M,i_M\left(1\right)}\right\}~\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(s_{M-1}\right),}}{d}_{M,i_M\left(s_{M-1}\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式146)

$e_{M-1i_{M-1}\left(1\right),i_M\left(1\right)}~e_{M-1,i_{M-1}\left(s_{M-1}\right),i_M\left(s_{M-1}\right)}$

同样，发送码元候选生成部418生成针对发送天线m的发送码元d_m，i并输出。转换信号副本生成部419把与发送天线m+1直至发送天线M对应的S_m+1个发送码元序列、针对发送天线m的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式147)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}$

按照下式生成并输出。

(式148)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}={\hat{r}}_{\mathrm{mm}}\·d_{m,i_m}+{\hat{r}}_{m(m+1)}\·d_{m,i_{m+1}}+...+{\hat{r}}_{\mathrm{mM}}\·d_{m,i_M}$

似然计算部420按照下式进行误差运算

(式149)

$e_{m,i_m,...,i_{M-1},i_M}={|x_m^{\′}-{\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}|}^2+e_{m+1,i_{m+1},i_{m+2},...,i_M}$

保持误差小的S_m个与发送天线M至发送天线m对应的发送码元序列的组合

(式150)

$\left\{d_{{m,i}_{m\left(1\right),}}{d}_{m+1,i_{m+1\left(1\right)},...,}{d}_{M,i_{M\left(1\right)}}\right\}~\left\{d_{m,i_m\left(s_m\right),}{d}_{m+1,i_{m+1}\left(s_m\right),...,}{d}_{M,i_M\left(s_m\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式151)

$e_{m,i_m\left(1\right),i_{m+1}\left(1\right),...,i_M\left(1\right)}~e_{m,i_m\left(s_m\right),i_{m+1}\left(s_m\right),...,i_M\left(s_m\right)}.$

通过反复以上的操作，得到与所得到的C·S₂个所有发送天线对应的发送码元序列的组合

(式152)

$\{d_{1,i_1,\left(j\right)},d_{2{,i}_2,\left(j\right)},...,d_{M,i_M,\left(j\right)}\}$

以及此时的误差

(式153)

$e_{m,i_1\left(j\right),i_2\left(j\right),...,i_M\left(j\right)}.$

在发送码元序列推定部421中，把与各发送天线对应的剩余的发送码元和与其对应的误差信号作为输入，输出相对于由发送码元序列所发送的比特的似然λ_i。并且，基于误差信号的比特似然的计算法也可应用现有的任何方法。

上述的比特似然被输入给信道解码器(例如，turbo解码器)等，最终被还原为信息比特序列。

如上所述，第2实施方式的解调部的结构(图10)与图9中说明的第1实施方式的解调部的结构相比，如果允许稍许的比特似然的推定精度的恶化，则误差运算的次数可从C^M次大幅降低至

(式154)

$C+\underset{m=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CS}}_{m+1}$

次，可大幅降低接收装置的复杂度。

图11是本发明的实施方式的解调部的第3实施方式的结构例图。在本实施方式中，解调部利用对每一路径进行处理的MLD算法作为解调算法。

在该图中，该解调部500由信道系数推定部511、N×L个解扩部512～515、L个QR分解部516、517、L个Q^H运算部518、519、发送码元候选生成部520、转换信号副本生成部521、似然计算部522、发送序列推定部523构成。其中，当有多个结构要素时，在末尾加上连续编号来图示。

以下，对于上述这样构成的解调部500的动作进行说明。

输入给解调部500的输入信号是N×L个的多路径干扰消除后的接收信号

(式155)

r_n，l ^(p)(t)

在信道系数推定部511中，推定接收天线和发送天线之间的各路径的信道系数h_m，n，l(并且，为了结构的简单化，在前级的多路径接收信号再现部中也同样可以使用信道系数)。

而且，N×L个的多路径干扰消除后的接收信号

(式156)

r_n，l ^(p)(t)

被输入给与接收天线n、路径1对应的解扩部，得到解扩信号z’_n，l。

接着，在第1QR分解部中，生成路径数量个由第1个路径的信道系数构成的下述的信道矩阵，分别进行信道矩阵的QR分解，输出Q矩阵和R矩阵。

(式157)

信道矩阵(M＝4，N＝4时的例子)

H_l＝Q_lR_l

从上述QR分解部所输出的Q_l矩阵是N行×M列的酉矩阵，满足Q_l ^HQ_l＝I。其中，H表示共轭复数转置，I表示单位矩阵。并且，R_l矩阵为M行×M列的上三角矩阵。

因此，第1个Q^H运算部的运算能够记述为

(式158)

$X_l=\left[\begin{array}{c}{x}_1^{\′}\\ x_2^{\′}\\ x_3^{\′}\\ x_4^{\′}\end{array}\right]={Q_l}^H{Z}_l=\left[\begin{array}{cccc}{q}_{\mathrm{1,1},l}^{*}& q_{\mathrm{1,2},l}^{*}& q_{\mathrm{1,3},l}^{*}& q_{\mathrm{1,4},l}^{*}\\ q_{\mathrm{2,1},l}^{*}& q_{\mathrm{2,2},l}^{*}& q_{\mathrm{2,3},l}^{*}& q_{\mathrm{2,4},l}^{*}\\ q_{\mathrm{3,1},l}^{*}& q_{\mathrm{3,2},l}^{*}& q_{\mathrm{3,3},l}^{*}& q_{\mathrm{3,4},l}^{*}\\ q_{\mathrm{4,1},l}^{*}& q_{\mathrm{4,2},l}^{*}& q_{\mathrm{4,3},l}^{*}& q_{\mathrm{4,4},l}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{z}_{1,l}\\ z_{2,l}\\ z_{3,l}\\ z_{4,l}\end{array}\right]$

${Q_l}^H(H_{l}D+N)={Q_l}^H(Q_l{R}_{l}D+N)=R_{l}D+{Q_l}^{H}N=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{11,l}& r_{12,l}& r_{13,l}& r_{14,l}\\ 0& r_{22,l}& r_{23,l}& r_{24,l}\\ 0& 0& r_{33,l}& r_{34,l}\\ 0& 0& 0& r_{44,l}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ d_2\\ d_3\\ d_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{1,l}^{\′}\\ n_{2,l}^{\′}\\ n_{3,l}^{\′}\\ n_{4,l}^{\′}\end{array}\right]$

(M＝4、N＝4时的例子)

首先，发送码元候选生成部520生成针对发送天线M的发送码元d_M，i并向转换信号副本生成部521输出。转换信号副本生成部521输入发送码元d_M，i和R_l矩阵，将转换信号副本

(式159)

${\hat{x}}_{M,l}$

按照下式生成并输出。

(式160)

${\hat{x}}_{M,l,i}={\hat{r}}_{\mathrm{MMl}}\·d_{M,l,i}$

首先，似然计算部522利用x’_M，l和

(式161)

${\hat{x}}_{M,l,i}$

按照下式进行误差运算。

(式162)

$e_{M,i}={\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}|x_{m,l}^{\′}-{\hat{x}}_{M,l,i}|}^2$

在进行误差运算之后，似然计算部522输入与发送天线M对应的所生成的发送码元以及与其对应的误差信号，保持误差小的S_M个与发送天线M对应的发送码元序列

(式163)

$d_{M,i\left(1\right)}~d_{M,i\left(s_M\right)}$

以及此时的误差

(式164)

$e_{M,i\left(1\right)}~e_{M,i\left(s_M\right)}.$

接着，发送码元候选生成部520生成针对发送天线M-1的发送码元d_M-1，i并输出。

转换信号副本生成部521把与发送天线M对应的S_M个发送码元序列、针对发送天线M-1的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式165)

${\hat{x}}_{M-1,l,i_{M-1},i_M}$

按照下式生成并输出。

(式166)

${\hat{x}}_{M-1,{l,i}_{M-1},i_M}={\hat{r}}_{(M-1)(M-1),l}\·d_{M-1,i_{M-1}}+{\hat{r}}_{(M-1)M,l}\·d_{M,i_M}$

接着，似然计算部522通过下式进行误差运算

(式167)

$e_{M-1,i_{M-1},i_M}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{|x_{M-1}^{\′}-{\hat{x}}_{M-1,i_{M-1},i_M}|}^2+e_{M,i_M}$

保持误差小的与S_M-1个发送天线M和发送天线M-1对应的发送码元序列的组合

(式168)

$\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(1\right),}}{d}_{M,i_M\left(1\right)}\right\}~\left\{d_{M-1,i_{M-1\left(s_{M-1}\right),}}{d}_{M,i_M\left(s_{M-1}\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式169)

$e_{M-1{,i}_{M-1}\left(1\right),i_M\left(1\right)}~e_{M-1,i_{M-1}\left(s_{M-1}\right),i_M\left(s_{M-1}\right)}.$

同样，发送码元候选生成部520生成针对发送天线m的发送码元d_m，i并输出。转换信号副本生成部521把与发送天线m+1直至发送天线M对应的S_m+1个发送码元序列、针对发送天线m的发送码元、以及R矩阵作为输入，将转换信号副本

(式170)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}$

按照下式生成并输出。

(式171)

${\hat{x}}_{m,i_m,i_{m+1},...,i_M}={\hat{r}}_{\mathrm{mm},l}\·d_{m,i_m}+{\hat{r}}_{m(m+1),l}\·d_{m,i_{m+1}}+...+{\hat{r}}_{\mathrm{mM},l}\·d_{m,i_M}$

似然计算部522按照下式进行误差运算

(式172)

$e_{m,i_m,...,i_{M-1},i_M}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{|x_{m,l}^{\′}-{\hat{x}}_{m,l,i_m,i_{m+1},...,i_M}|}^2+e_{m+1,i_{m+1},i_{m+2},...,i_M}$

对误差小的S_m个与发送天线M直至发送天线m对应的发送码元序列的组合

(式173)

$\left\{d_{{m,i}_{m\left(1\right),}}{d}_{m+1,i_{m+1\left(1\right)},...,}{d}_{M,i_{M\left(1\right)}}\right\}~\left\{d_{m,i_m\left(s_m\right),}{d}_{m+1,i_{m+1}\left(s_m\right),...,}{d}_{M,i_M\left(s_m\right)}\right\}$

以及此时的误差

(式174)

$e_{m,i_m\left(1\right),i_{m+1}\left(1\right),...,i_M\left(1\right)}{~e}_{m,i_m\left(s_m\right),i_{m+1}\left(s_m\right),...,i_M\left(s_m\right)}$

进行保持。

通过反复以上的操作，得到与所得到的C·S₂个所有发送天线对应的发送码元序列的组合

(式175)

$\{d_{1,i_1,\left(j\right)}{d}_{2{,i}_2,\left(j\right)},...,d_{M,i_M,\left(j\right)}\}$

以及此时的误差

(式176)

$e_{m,i_1\left(j\right),i_2\left(j\right),...,i_M\left(j\right)},$

在发送码元序列推定部523中，把从L个似然计算部得到的与各发送天线对应的、剩余的发送码元和与其对应的误差信号作为输入，根据L个误差信号之和，输出与通过发送码元序列所发送的比特对应的似然λ_i。并且，基于误差信号的比特似然的计算法也可应用现有的任何方法。

上述的比特似然被输入给信道解码器(例如，turbo解码器)等，最终被还原为信息比特序列。

如上所述，第3实施方式的解调部的结构(图11)与图9中说明的第1实施方式的解调部的结构相比，如果允许稍许的比特似然的推定精度的恶化，则误差运算的次数可从C^M次大幅降低至

(式177)

$C+\underset{m=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CS}}_{m+1}$

次，可大幅降低接收装置的复杂度。

图12是表示本发明的实施方式的接收装置的第3实施方式的结构图。在根据本实施方式的无线通信系统中，示出在发送装置(省略图示)中，将发送数据比特序列串行/并行转换为M个发送序列，利用相同频带且相同的扩频码组来进行数据调制，从M个发送天线由N_code个多码信道同时发送的情况。

在本实施方式的接收装置600中，准备与级数个各编码信道(本例中为编码信道1、2)对应的多路径接收信号再现部611～614、和与各编码信道对应的解调部621、622，经由多路径干扰消除部615～618连接。

在本实施方式中，对与初级的各编码信道对应的多路径接收信号再现部611、612的输入信号是由N个接收天线(这里，示出N＝2的例子)所接收的接收信号r_n(t)，多路径接收信号再现部611、612输出来自各个该编码信道的各发送天线的每个接收路径的再现接收信号序列

(式178)

${\hat{I}}_{m.n.l.k}^{\left(p\right)}\left(t\right)={\hat{h}}_{m,n,l\left(t\right)}\·{\tilde{d}}_m^{\left(p\right)}\left(t\right)\·c_k(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

(k是编码序号，

(式179)

1≤k≤N_codec_k(t)

表示编码信道k的扩频码)。

通过加法器631～634对接收信号r_n(t)与所有编码信道再现接收信号序列

(式180)

${\hat{I}}_{m.n.l.k}^{\left(p\right)}\left(t\right)$

进行加算(合成)，并向N个多路径干扰消除部(在本例中，N＝2)615、616输入，多路径干扰消除后的接收信号

(式181)

r_n，l ^(p)(t)

按照下式生成。

(式182)

$r_{n,l}^{\left(p\right)}\left(t\right)=r_n\left(t\right)-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l^{\′}=1,l^{\′}=l}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{code}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{I}}_{m,n,l^{\′},k}^{(p-1)}\left(t\right)$

与第2级的各编码信道对应的多路径接收信号再现部613、614的输入信号为多路径干扰消除后的接收信号

(式183)

r_n，l ^(p)(t)

把以上的操作重复级数次，生成最终的多路径干扰消除后的接收信号

(式184)

r_n，l ^(p)(t)

这样所生成的多路径干扰消除后的接收信号

(式185)

r_n，l ^(p)(t)

被输入给与各编码信道对应的解调部621、622，输出通过各编码信道的发送码元序列所发送的与比特对应的似然。

接着，对于本发明具体的进行计算机仿真后的例子，利用图13进行说明。该图是表示通过计算机仿真来评价在利用现有的MLD和二维MMSE以及本发明的接收装置的解调方法的情况下，相对于每一接收天线的平均接收Eb/No(相对于每一信息比特的信号能量的噪声功率密度)的吞吐量特性的结果的图。

在本仿真中，接收装置的多路径接收信号再现部由2级构成，设在第1级中利用图2的结构，在第2级中利用图4的结构。并且，作为多路径假设出了平均接收功率相等的2路径模型。扩频因子为16，码复用15编码信道(实际的扩频因子是15/16)。图中R表示利用turbo编码的信道编码的编码率，实线表示本发明的特性(具有2级MPIC的QR-MLD)，虚线表示现有的MMSE的特性，×符号表示现有的MLD的特性。并且，●、○表示利用QPSK调制的MIMO复用(4个发送天线，4个接收天线)的每一接收天线的平均接收Eb/No特性，■、□表示利用16QAM调制的MIMO复用的每一接收天线的平均接收Eb/No特性。

根据该图，通过利用本发明的接收装置的结构，与利用现有的信号分离法的情况相比，可知能够大幅降低为了得到某一吞吐量所需的平均接收功率Eb/No，但这表示通过利用本发明的接收装置的结构能够以很少的发送功率来实现与以往相同的吞吐量。换言之，表示如果为相同发送功率，则与现有相比，能够大幅增大吞吐量。

如上所述，根据本发明，当在CDMA方式中应用为了增大信息比特速率而从多个发送天线同时发送不同的数据的MIMO复用时，能够降低多路径干扰，实现对从不同的发送天线所发送的信号的高精度的分离。其结果，在多路径衰落环境中，能够实现接收误比特率/接收误分组率的降低，同时能够大幅提高吞吐量(能够无错误地进行传输的信息比特的传输速率)。

在上述的各实施方式中，以在多路径接收信号再现部中采用MMSE或MLD等的算法(例如，记述了算法的程序)的情况为例进行示出，但更优选采用以在实用性的范围内的运算量可实现高精度的信号分离的QR-MLD算法.

并且，在上述各实施方式中，适用于在无线通信系统中所使用的接收装置，但该接收装置当然可适用于在移动通信系统中使用的基站。并且，经由无线线路或有线线路选择性地下载上述算法，使无线设备的特性改变的所谓软件无线基站也可适用于本发明。

产业上的可利用性

本发明可适用于利用多个天线进行信号解调的无线通信系统。

Claims (15)

1.一种接收装置，该接收装置利用CDMA方式进行信号的接收，并且通过N个接收天线接收从M个发送天线所发送的发送信号，其中，N，M是正整数，该接收装置的特征在于，该接收装置具有：

多路径接收信号再现单元，其对由各接收天线接收的接收信号进行1次解调，以推定来自各发送天线的发送信号，通过使所推定的发送信号与信道系数相乘来推定在多路径环境下的每个接收天线的各路径的接收信号；

多路径干扰消除单元，其从由所述各接收天线接收的接收信号中减去所关注的路径以外的路径的所述再现接收信号；以及

解调单元，其利用所述减去后的信号进行2次解调。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

所述多路径接收信号再现单元利用最小均方误差法来执行所述1次解调。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

所述多路径接收信号再现单元利用最大似然检测法来执行所述1次解调。

4.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，

所述多路径接收信号再现单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对多个路径一并执行所述1次解调。

5.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，

所述多路径接收信号再现单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对每个路径执行所述1次解调。

6.根据权利要求2所述的接收装置，其特征在于，

所述多路径接收信号再现单元根据所推定的发送码元序列的准确度，来控制接收信号的振幅。

7.根据权利要求2所述的接收装置，其特征在于，

所述多路径接收信号再现单元利用从所述M个发送天线发送的已知导频信号来推定信道系数。

8.根据权利要求2所述的接收装置，其特征在于，

对规定数量的所述多路径接收信号再现单元以及所述多路径干扰消除单元进行多级连接。

9.根据权利要求8所述的接收装置，其特征在于，

当所述多路径接收信号再现单元被多级连接时，在各级中，利用通过所述多路径干扰消除单元减去后的信号，对根据从所述M个发送天线发送的已知导频信号所推定的信道系数推定值进行更新。

10.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

所述解调单元利用最大似然检测法来进行2次解调。

11.根据权利要求10所述的接收装置，其特征在于，

所述解调单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对多个路径一并进行2次解调。

12.根据权利要求10所述的接收装置，其特征在于，

所述解调单元使用利用了QR分解的最大似然检测法对每个路径进行2次解调。

13.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

当从M个发送天线发送被码复用的发送信号时，所述多路径接收信号再现单元对由各接收天线接收的接收信号进行1次解调，以按照每个扩频码再现每个接收天线的各路径的接收信号，

所述多路径干扰消除单元生成从所述各接收天线所接收的接收信号中减去与所关注的路径以外的路径的所有扩频码对应的所述再现接收信号的信号，

所述解调单元利用所述减去后的信号，按照每个扩频码进行2次解调。

14.一种接收方法，该方法在利用CDMA方式进行信号的接收的接收装置中，并且通过N个接收天线接收从M个发送天线发送的发送信号，其中，N，M是正整数，该接收方法的特征在于：

输入由各接收天线接收的接收信号，利用规定的算法推定来自各发送天线的发送信号，

通过使所述推定的发送信号与根据已知导频信号所推定的信道系数相乘，推定在多路径环境下的每个接收天线的各路径的接收信号，

从所述各接收天线所接收的接收信号中减去所关注的路径以外的路径的所述再现接收信号，

利用所述减去后的信号进行解调。

15.一种无线通信系统，该系统具有M个发送天线，其特征在于，该系统具有：从各发送天线发送CDMA信号的发送装置；以及具有N个接收天线的权利要求1所述的接收装置，其中，M，N是正整数。

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