[go: up one dir, main page]

CN1885848A - 分集接收机装置 - Google Patents

分集接收机装置 Download PDF

Info

Publication number
CN1885848A
CN1885848A CNA2006100918150A CN200610091815A CN1885848A CN 1885848 A CN1885848 A CN 1885848A CN A2006100918150 A CNA2006100918150 A CN A2006100918150A CN 200610091815 A CN200610091815 A CN 200610091815A CN 1885848 A CN1885848 A CN 1885848A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
tap
delay
filter coefficient
characteristic value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA2006100918150A
Other languages
English (en)
Inventor
松冈秀浩
笠见英男
鹤田诚
村上康
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of CN1885848A publication Critical patent/CN1885848A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

一种分集接收机装置，包括：N个天线，用于接收OFDM信号；N个数字滤波器，用于过滤所述N个天线接收的信号，从而减小延迟扩展；K(K≤N)个波束成形单元，通过使用组合权重，将所述滤波信号进行波束成形处理；特征分解单元，用于将所述滤波信号进行特征分解，从而产生N个特征值；权重设定单元，从所产生的N个特征值中以递减次序选择K个特征值，从而将分别与所述K个特征值相对应的特征矢量设为所述波束成形单元的组合权重；K个FFT单元，用于将所述波束成形单元的输出信号进行快速傅里叶变换，从而输出FFT信号；分集组合单元，用于组合所述FFT信号。

Description

分集接收机装置
发明领域
本发明涉及采用正交频分复用(OFDM)的无线通信系统中所用的分集接收机装置。
技术背景
为了提高传输速率和实现抵抗延迟干扰的鲁棒性，在日本，数字地面电视广播已经采用OFDM作为其调制方法。在OFDM中，将数据分配给频率轴上的正交子载波，从而执行调制。在OFDM无线通信系统的发射端，为了将频域信号变换为时域信号而执行快速傅里叶反变换(IFFT)处理，而在接收端，为了将时域再变换为频域而执行快速傅里叶变换(FFT)。
在OFDM中，可以通过不同的调制方式来调制子载波。这样，在接收端就可以执行不同的检测方法，例如相干检测或差分检测。
根据相干检测，发射端将具有已知振幅和相位的导频信号插入频率轴和时间轴上的预定位置中。接收端提取导频信号，测定该导频信号的振幅和相位，然后检测接收信号和已知导频信号之间的振幅和相位误差。根据检测结果误差，逐个子载波地执行接收信号的振幅和相位的均衡化。
根据差分检测，在发射端执行差分编码，而在接收端，在接收符号之间执行差分解码，从而对接收信号进行解调。
为了提高在OFDM中的接收质量，使用多个天线的空间分集是非常有效的。组合分集(combining diversity)是一种空间分集，其将在各天线中接收的具有相同相位的信号进行组合。
就如在H.Matsuoka和H.Shoki，“Comparison of Pre-FFT andpost-FFT processing adaptive arrays for OFDM systems in the presenceof co-channel interference”，IEEE PIMRC2003，vol.2，pp.1603-1607，September 2003中所指出的那样，在这种组合分集中，有一种在FFT之前，即在时域中(称之为FFT前组合分集)，进行组合的方法，以及一种在FFT之后，即在频域中(称之为FFT后组合分集)，进行组合的方法。Matsuoka等使用等效术语把组合分集称为自适应阵列处理。
根据Masuoka等所披露的FFT前组合分集，在具有延迟扩展的多径传播模型中，因为由信号空间所执行的组合的结果未必能有效地将信噪比(SNR)最大化，该信号空间由特征矢量进行处理，所以，可能无法充分地实现分集增益。根据Matsuoka等所披露的FFT后组合分集，由于高分集增益而提高了接收性能。
S.Hara、M.Budsabathon和Y.Hara，“A pre-FFT OFDM adaptiveantenna array with eigenvector combining”，IEEE InternationalConference on Communications 2004，vol.4，pp.2412-2416，June 2004，建议了在FFT后组合分集中的电路规模简化和改善特征恶化(characteristic degradation)的方法，特征恶化是因为获取到分集权重时训练信号的采样数量很小而导致的。当通过使用FFT之后的信号计算分集权重时，为了抑制干扰，如果要使用任何自适应算法，则需要在接收信号和已知信号之间执行相关计算。因此，如果训练信号的采样数量很小，则不能充分地执行平均化，这意味着分集权重不会收敛到一个最佳值。
根据Hara等，在FFT之前执行特征分解，以及将包括最大特征值在内的K(K≤N)个特征值用于形成各个不同的特征向量波束。将K个特征向量波束的输出输入给FFT单元，从而执行K个分支子载波分集组合。将大于预定门限的若干个特征值选择为K个特征值。当输入信号的角展度(angular spread)很大时，第二或下一个特征值也会变得很大。因此，通过不仅使用最大特征值而且还使用第二或下一个特征值，将可以高效地利用预期信号的能量，从而实现与FFT后组合分集相似的性能。
由Matsuoka等所披露的FFT后组合分集在其接收性能上具有优势，然而，FFT和分集组合权重的数量随着天线数量增加而增加。因此，在使用数千个子载波的无线通信系统中，例如数字地面广播，接收机的电路复杂度变得非常巨大。
在由Hara等所披露的FFT后组合分集中，因为大于门限值的特征值数量依赖角展度和延迟扩展而变化，所以，选择了子载波分集的分支的数量。因此，需要最大量地提供与天线数量相同数量的FFT单元和分集组合单元。另外，包括在FFT之前的特征分解的权重组合处理是必要的。因此，这并不意味着由Hara等所披露的FFT后组合分集比由Matsuoka等所披露的普通FFT后组合分集具有较小的电路规模。
发明内容
根据本发明的一方面，提供了一种分集接收机装置，所述分集接收机装置包括：N个天线，用于接收正交频分信号；N个数字滤波器，用于过滤由所述N个天线所接收的信号，从而减小由所述N个天线所接收的各信号的延迟扩展，以得到滤波信号；K(K≤N)个波束成形单元，通过使用组合权重，将所述滤波信号进行波束组合处理；分解单元，用于将所述滤波信号进行特征分解，从而产生N个特征值；权重设定单元，用于从所产生的N个特征值中以递减次序选择K个特征值，从而分别将与所述K个特征值相对应的特征矢量设为所述波束成形单元的组合权重；K个快速傅里叶变换(FFT)单元，用于将所述波束成形单元的输出信号进行快速傅里叶变换，从而得到FFT信号；以及，分集组合单元，用于组合所述FFT信号，从而产生调制信号。
附图说明
图1是根据本发明第一实施例的分集接收机的框图；
图2的框图详细示出了图1中所示的分集组合单元；
图3示出了在多径环境下的延迟分布图(delay profile)、通过数字滤波器之后的延迟分布图以及MMSE组合之后的延迟分布图的例子；
图4的框图示出了本发明另一实施例的数字滤波器；
图5的框图示出了本发明另一实施例的数字滤波器；
图6示出了在具有较大延迟扩展的多径环境下延迟分布图的例子；
图7示出了在使用参考信号的情况下MMSE组合之后的延迟分布图的例子，该参考信号负载着具有较小延迟时间的延迟波；
图8是根据本发明另一实施例的分集接收机装置的框图。
具体实施方式
下面，参考附图将详细描述本发明的实施例。
图1是根据本发明的第一实施例的分集接收机装置，在该例子中其使用了N＝4个天线。天线11至14接收OFDM信号和输出所接收的信号。通过未示出的射频电路和模数转换器，将来自天线11至14的接收信号变换成数字信号，以及将其输入给数字滤波器15至18。
数字滤波器15至18执行滤波处理，从而减小接收信号的延迟扩展和提高SNR或信干比(SIR)。图1的例子中的数字滤波器15至18各有一个带抽头的延迟线(TDL)20、乘法器21A和21B、加法器22以及滤波器系数设定单元23。将包括乘法器21A和21B以及加法器22的一部分称为加权加法器。
也将这种数字滤波器15至18称为有限冲激响应(FIR)滤波器、横向滤波器或匹配滤波器。
在乘法器21A和21B中，将来自天线11至14的接收信号和来自TDL 20的抽头的输出信号乘以由滤波器系数设定单元23设定的滤波器系数。将来自乘法器21A和21B的输出信号在加法器22中进行相加，并且将其从数字滤波器15至18中输出。滤波器系数设定单元23根据来自天线11至14的接收信号和来自TDL 20的输出信号，来确定滤波器系数，以及将该滤波器系数提供给乘法器21A和21B。滤波器系数设定单元23针对各天线11至14分别计算滤波器系数。后面将详细解释滤波器系数的计算方法。
图1中的TDL 20将抽头的数目L设为1，然而L也可以是多个。在窄带通信系统中，当基于实际测量构建伪延迟路径模型时，经常假设一个2路径衰减模型。这是因为，伴随着带宽限制的时间分辨率是粗略的，并且，采用两个波来近似多个延迟路径是足够的。因此，通过设定L＝1，可以将数字滤波器15至18实现为匹配滤波器，其降低最小电路规模的延迟扩展。
在该例子中，将来自数字滤波器15至18的输出信号输入给第一波束成形单元31和第二波束成形单元32。
通过在波束成形单元31和32中乘法器33至36的组合权重，来自数字滤波器15至18的输出信号得以复合加权，随后将其通过加法器37进行相加。从波束成形单元31和32中，可以获得与具有不同方向性的多个接收波束(也称之为特征波束)相对应的输出信号(波束输出)。波束成形单元31和32中的组合权重如下进行设定。
通过特征分解单元38，将来自数字滤波器15至18的滤波信号进行特征分解。例如，特征分解单元38确定由数字滤波器15至18的滤波信号给出的接收信号向量的4×4空间相关矩阵，然后确定四个特征值λ1至λ4(λ1＞λ2＞λ3＞λ4)和与特征值λ1至λ4相对应的特征向量。权重设定单元39将与最大特征值λ1相对应的特征向量设为第一波束成形单元31的组合权重。另外，权重设定单元39将与第二个最大特征值λ2相对应的特征向量设为第二波束成形单元32的组合权重。
通过FFT单元41和42，将来自波束成形单元31和32的输出信号分别进行快速傅里叶变换(FFT)，从而将其变换为处于频域中的信号，即变换为子载波信号。将来自FFT单元41和42的输出信号输入给分集组合单元43，其针对各子载波执行分集组合，从而产生伴随传输OFDM信号的数据44。
图2示出了分集组合单元43的具体例子。以子载波为单位，由权重设定单元54设定的权重在乘法器51和52中与来自FFT单元41和42的输出信号进行相乘。将来自乘法器51和52的输出信号在加法器53中进行相加，然后由解调器55进行解调，从而输出所产生的数据44。
在根据本实施例的分集接收机装置中，数字滤波器15至18收集处于各天线11至14的接收信号中的延迟路径分量的能量，从而产生具有增强SNR的输出信号。接下来，在波束成形单元31和32中，将两个特征向量作为组合权重，对来自数字滤波器15至18的输出信号进行组合加权，所述两个特征向量分别与最大特征值和第二个最大特征值相对应，从而形成具有更进一步提高的SNR的接收波束。通过FFT单元41和42以及分集组合单元43，对与来自波束成形单元31和32的各接收波束相对应的输出信号执行FFT后子载波组合分集。
因此，通过使用分别位于波束成形单元31和32之后的两个FFT单元和分集组合单元43中的乘法器51和52，在少于天线11至14的数量的机构中，可以实现与针对来自四个天线的接收信号执行直接FFT后组合分集相同的效果。换句话说，可以得到具有高分集增益的高接收质量，同时明显减小电路规模。此外，在一些情况下，也可以实现其它方面的提高，例如减小功耗和简化运算。在图1的例子中，天线11至14的数量N示为4以及波束成形单元31和32的数量示为2。然而，根据所要求的质量提高程度，可以改变天线和波束成形单元的数量。
接下来，将要解释数字滤波器15至18中的滤波器系数设定单元23的滤波器系数的计算方法。数字滤波器15至18形成例如使用接收信号的相关处理的匹配滤波器。如图3所示，当假定多径传播模型具有两个路径分量201和202时，对接收信号x(t)的复共轭x*(t)和信号x(t-T)相乘所得到的值取总体平均值，其中，x(t)被延迟了持续时间T。
y＝E[x*(t)x(t-T)]               (1)
在这种情况下，向量h＝[1，y]表示用于多径传播的数字滤波器15至18的滤波器系数。这里，通过把用于提供给乘法器21A和21B的权重设为h/|h|，如图3B所示对延迟路径进行组合。这里，|h|是h的模。换句话说，当图3A中的路径分量201是第一到达波分量并且路径分量202是延迟波分量时，通过数字滤波器15至18将路径分量202的一部分能量收集到路径分量201的延迟时间位置，即，图3B中的路径分量204的位置。当图3B中的路径分量204是期望分量并且其它路径分量203和205是非期望分量时，可以将路径分量204的信号功率/(路径分量203+路径分量205)的信号功率视为具有期望分量的SNR。因此，通过数字滤波器15至18提高了SNR。
在码分多址(CDMA)中，在接收端处只对各延迟路径分量进行提取。因为在接收延迟补偿之后在相同相位中对这些延迟路径分量进行组合，所以，延迟路径分量被完全消除。同时，当如本实施例一样使用OFDM时，采样之间的(延迟)干扰分量保留在接收端中。然而，基本上，在OFDM中，在FFT之后对各子载波补偿延迟干扰分量时没有影响。因此，当从天线11至14中将接收信号处理延迟扩展输出时，通过数字滤波器15至18将各天线的接收信号中包括的延迟波分量的能量收集在某一确定延迟时间的部分中，从而提高期望波的SNR。
如在图1的例子中所示，在TDL 20具有一个抽头的情况下，当剩余干扰分量变得相对较大时，N个特征值彼此相关闭。由于该原因，当仅采用与最大特征值和第二个最大特征值相对应的特征向量执行子载波分集时，分集增益会有稍许丢失。然而，基本上，由于通过将组合接收从两个增加到四个分支所获得的增益改善小于通过将接收从一个增加到两个组合分支所获得的分集增益提高，所以，根据电路复杂度和性能之间折衷的观点，可以保持优势。
在宽带无线通信系统中，当在数字滤波器15至18的先前级中执行的模数转换的采样速率很高时，延迟波的时间分辨率也变得很高，这样看起来好像有很多输入延迟路径。在这种情况下，通过增加数字滤波器15至18的抽头L的数量，可以将接收信号的分散信号能量收集起来。在输入延迟波具有较大延迟时间而时间分辨率相同的情况下，这也是有效的。
图4示出了数字滤波器15的另一例子。该例子也适用于其它数字滤波器16至18。图1中的抽头的数量L是一个，然而，图4中的L多于两个。在这种情况下，如下确定滤波器系数。
将接收信号x(t)的复共轭x*(t)与x(t)被延迟了iτ(i＝1，…，L-1)的信号相乘，从而对该值取总体平均值。
yi＝E[x*(t)x(t-iτ)]
其中，向量h＝[1，y1，…，yL-1]表示多径传播的匹配滤波器系数。把提供给数字滤波器15至18的乘法器21的权重确定为h/|h|。这样，通过将抽头的数量L设为多于两个，可以高效地收集到具有多于两个路径的延迟波分量。
图5示出了数字滤波器15的另一实施例。该例子也适用于其它数字滤波器16至18。即使如图4所示的抽头的数量L多于两个，在一些情况下，延迟路径不存在于L个中，或因为P(P＜L)条延迟路径是主要的，从而其它延迟路径的电平就会很小。在这种情况下，如图5所示的数字滤波器是有效的。在图5中，添加了信道估计单元。
信道估计单元24通过估计信道响应(接收信号的延迟分布图)，对由延迟波处理的近似幅度电平和延迟时间进行观测。滤波器系数设定单元23只设定与延迟时间τ’p相对应的抽头的滤波器系数，信道估计单元24所观测的延迟波具有所述延迟时间。过去曾提出了用于估计延迟分布图的不同方法。滑动相关方法是其中的一种方法，其中，给定信号和接收信号彼此随时间而偏移，同时获得两信号之间的相关性。也可以使用以下一种方法，即，通过获取FFT频域中的各子载波的信道响应和对频域的信道响应施加IFFT来估计延迟分布图。这里，当如下所示将向量h＝[1，y1，y2，…，yp]赋予τ’p的相关值时，可以获得滤波器系数h/|h|。
yp＝E[x*(t)x(t-τ’p)]    (p＝1，2，…，P)
为了将其识别为延迟路径，将门限Ath赋予幅度电平，以及，仅当延迟分布图的幅度电平大于Ath时，才认为路径存在于延迟分布图的延迟时间的位置中，从而对相应的抽头的滤波器系数执行相关处理和计算。将0赋予其它的抽头以作为它们的滤波器系数。当然，也可以将开关处理用于结束相应处理电路和乘法器的操作，即，切断输入电流。
这样，通过将数字滤波器中的有效抽头的数量设为可变的，即使在传播随时间而变化以及延迟路径的数量改变的的通信环境中，也可以高效地收集所有可用的延迟波分量，同时使得功耗最小化。
在计算滤波器系数的另一种方法中，使用最小均方误差(MMSE)运算来确定滤波器系数，从而使得接收信号和参考信号之间的误差最小化。例如，参考信号是导频信号或前导码信号，其是接收端处的已知信号。如果接收信号对各天线具有延迟扩展，则通过使用MMSE运算，可以抑制各天线的各延迟路径分量，因此，能够只对第一到达波分量进行同相组合。这样，可以将天线的频率选择性衰落产生的影响等效于平坦衰落产生的影响，因此能够增大所有特征值的差异。换句话说，可以使最大特征值和第二个最大特征值波束中包括的信号能量最大化，这样，可以提高子载波组合的分集增益。这可以理解为将图3A中的延迟分布图描绘为图3C中所示的延迟分布图。至于MMSE的具体运算的例子，有采样矩阵求逆(SMI)和最小均方(LMS)。
即使某一延迟路径如上述进行保持，OFDM信号的接收性能也是不变的。由于该原因，在一些情况下，负载有高能量的延迟路径分量比完全去除延迟路径分量和消除期望波分量的能量也许更有利。这可以通过MMSE运算，使用参考信号执行训练而实现，所述参考信号也包括多个延迟路径分量。例如，这可以理解为通过使用参考信号的均衡化而执行MMSE组合，所述参考信号在具有如图6中所示的较大延迟扩展的多径环境下负载着具有较小延迟时间的延迟波，从而呈现出如图7中所示的延迟分布图。这里，参考信号假定了通过利用已知符号序列的延迟分布图，使用所获取的延迟时间和各通道的衰减量、相位旋转量等，从而获得与已知信号相组合的副本。
(第二实施例)
图8是根据本发明的第二实施例的分集接收机装置，其与图1的不同之处在于，它具有M(M＞2)个波束成形单元31至3M。换句话说，来自数字滤波器15至18的输出信号输入给波束成形单元31至3M。波束成形单元31至3M与图1中的波束成形单元31和32一样，都具有乘法器33至36和加法器37。
权重设定单元39确定与特征值λ1至λ4(λ1＞λ2＞λ3＞λ4)相对应的特征向量，所述特征值λ1至λ4是由特征值分解单元38确定的，并且将与最大特征值λ1相对应的特征向量设为第一波束成形单元31的组合权重。另外，权重设定单元39将与第二个最大特征值λ2相对应的特征向量设为波束成形单元32的组合权重。类似地，后面，将与第J个最大特征值λJ相对应的特征向量设为第J波束成形单元3J的组合权重。
通过FFT单元41至4M，将来自波束成形单元31至3M的输出信号进行快速傅里叶变换，从而将其变换为频域信号，即，变换为子载波信号。分集组合单元43对来自FFT单元41至4M的输出信号的子载波执行分集组合，从而产生数据44。
这里，J是大于门限R的特征值的数量，并且是在J＜M的范围内的可变整数。权重设定单元39为第一至第J波束成形单元31至3J设定总共J个组合权重，以及，将其它波束成形单元3(J+1)至3M的(M-J)个组合权重设为0。如果不将(M-J)个组合权重设为0，波束成形单元3(J+1)至3M也可以处于断开状态，即，可以关掉波束成形单元3(J+1)至3M的电源。
根据上述第二实施例，通过使用J特征波束，在例如特征值分散较大的情况下，与选择K个的情况相比，可以使能量损失最小化。
在上述实施例中，把分集接收机装置视为用作接收终端。然而，它也可以应用为转发器装置。这是因为来自各波束成形单元31至3M的输出信号是OFDM信号，该信号具有比从天线11至14输出的接收信号高的SNR。作为用于数字地面广播的一种中继技术，单频网(SFN)是已知的，其中相同频率用于中继接收和发射。在SFN转发器装置中，经由接收天线将从上方站(主台)传输来的OFDM信号和来自转发器装置的发射天线的反射(echo-back)信号进行输入，优选的是，在去除了反射分量后，将来自发射天线的发射信号输出而重新发射。也就是说，提高SNR的操作在转发器装置中进行之后，执行重新发射。
根据另一方法，为了消除反射信号的影响，将接收的OFDM信号进行OFDM解调。此外，根据需要在施加纠错解调后，再次进行OFDM调制，从而执行重新发射。在该方法中，在解调时会发生较大延迟(从大约几百μsec到1msec)，大约是与综合业务数字广播(ISDB-T)的FFT尺寸相对应有效符号长度尺寸。因此，当重新发射的信号与没有通过转发器装置而到达接收端的信号相干扰时，对于SFN不能采用该方法。因此，需要通过OFDM解调处理来提高SNR，具体而言，没有使用FFT处理且仅在时域中，以及，另外，优选地需要通过具有较小处理延迟和吞吐量的方法来提高SNR。该需要可以通过使用FFT单元的在先部分来满足，因为它用于SFN转发器设备，从而能够获得良好的转发放大质量。
在上述实施例中所解释的分集接收机装置不仅可以应用于数字地面广播接收机，而且也可以应用于使用OFDM的不同无线通信系统，例如IEEE 802.11a和IEEE 802.11n，其是无线LAN标准，{802.16是针对无线城域网(MAN)规范而制定的标准}，以及多载波CDMA系统等等。在任一应用中，也可以实现接收质量的提高以及复杂度的简化。
如上所述，通过使用数字滤波器，可以等效地减小接收信号的延迟扩展，因此增大所有特征值的差异性。也就是说，因为可以将最大特征值和第二个最大特征值的波束中包括的期望信号的能量最大化，所以可以增大分集增益，同时使K值尽可能小。因此，可以用小电路规模实现良好的接收性能。
对于本领域技术人员来说，其他优点和修改是很容易想到的。因此，按照较宽范的方面，本发明不限于这里给出和描述的具体细节和有代表性的实施例。所以，在不偏离所附权利要求及其等同物所定义的总体发明构思的精神或保护范围的前提下，可以做出各种修改。

Claims (15)

1、一种分集接收机装置，包括：
N个天线，用于接收正交频分信号；
N个数字滤波器，用于过滤由所述N个天线所接收的信号，从而减小所述N个天线所接收的各信号的延迟扩展，以得到滤波信号；
K(K≤N)个波束成形单元，通过使用组合权重将所述滤波信号进行波束组合处理；
分解单元，用于将所述滤波信号进行特征分解，从而产生N个特征值；
权重设定单元，用于从所产生的N个特征值中以递减次序选择K个特征值，从而分别将与所述K个特征值相对应的特征矢量设为所述波束成形单元的组合权重；
K个快速傅里叶变换(FFT)单元，用于将所述波束成形单元的输出信号进行快速傅里叶变换，从而得到FFT信号；以及
组合单元，用于组合所述FFT信号，从而产生调制信号。
2、根据权利要求1所述的分集接收机装置，其中，所述权重设定单元从所述N个特征值中选择大于预定第一门限值的特征值作为所述K个特征值。
3、根据权利要求1所述的分集接收机装置，其中，
所述数字滤波器具有带抽头的延迟线，所述各带抽头的延迟线分别具有至少一个抽头，从而延迟由所述N个天线所接收的信号；
滤波器系数设定单元，用于设定滤波器系数，从而将由所述N个天线所接收的信号和由所述带抽头的延迟线所延迟的信号进行加权相加；以及
加权加法器，使用所述滤波器系数，将由所述N个天线所接收的信号和所延迟的信号进行加权相加。
4、根据权利要求1所述的分集接收机装置，其中，
所述数字滤波器具有带抽头的延迟线，所述各带抽头的延迟线具有多个抽头，从而延迟由所述N个天线所接收的信号；
加权加法器，根据预定滤波器系数，将由所述N个天线所接收的信号和来自所述多个抽头的输出信号进行加权相加；
估计单元，估计由所述N个天线所接收的各信号的信道响应，从而得到由所述N个天线所接收的各信号中包括的延迟波的幅度电平和延迟时间；以及
滤波器系数设定单元，根据所述延迟时间和幅度电平而改变所述加权加法器的有效抽头的数量，以及，将所述滤波器系数只设给来自所述多个抽头的所述输出信号中来自所述有效抽头的输出信号。
5、根据权利要求4所述的分集接收机装置，其中，所述滤波器系数设定单元通过所述多个抽头中的一个抽头，针对一个延迟信号将滤波器系数设为0，所述抽头与具有低于预定第二门限的幅度电平的延迟波的延迟时间相对应。
6、一种分集接收机装置，包括：
N个天线，用于接收正交频分信号；
N个数字滤波器，用于过滤由所述N个天线所接收的信号，从而将由所述数字滤波器所获得的滤波信号的信干比最大化；
K(K≤N)个波束成形单元，通过使用组合权重将所述滤波信号进行波束组合处理；
分解单元，用于将所述滤波信号进行特征分解，从而产生N个特征值；
权重设定单元，用于从所产生的N个特征值中以递减次序选择K个特征值，从而分别将与所述K个特征值相对应的特征矢量设为所述波束成形单元的组合权重；以及
K个快速傅里叶变换(FFT)单元，用于将所述波束成形单元的输出信号进行快速傅里叶变换，从而得到FFT信号。
7、根据权利要求6所述的分集接收机装置，其中，所述权重设定单元从所述N个特征值中选择大于预定第一门限值的特征值作为所述K个特征值。
8、根据权利要求6所述的分集接收机装置，其中，
所述数字滤波器具有带抽头的延迟线，所述各带抽头的延迟线分别具有至少一个抽头，从而延迟由所述N个天线所接收的信号；
滤波器系数设定单元，用于设定滤波器系数，从而将由所述N个天线所接收的信号和由所述带抽头的延迟线所延迟的信号进行加权相加；以及
加权加法器，通过使用所述滤波器系数，将由所述N个天线所接收的信号和所延迟的信号进行加权相加。
9、根据权利要求6所述的分集接收机装置，其中，
所述数字滤波器具有带抽头的延迟线，所述各带抽头的延迟线具有多个抽头，从而延迟由所述N个天线所接收的信号；
加权加法器，根据预定滤波器系数，将由所述N个天线所接收的信号和来自所述多个抽头的输出信号进行加权相加；
估计单元，估计由所述N个天线所接收的各信号的信道响应，从而得到由所述N个天线所接收的各信号中包括的延迟波的幅度电平和延迟时间；以及
滤波器系数设定单元，根据所述延迟时间和幅度电平而改变所述加权加法器的有效抽头的数量，以及，将所述滤波器系数只设给来自所述多个抽头的所述输出信号中来自所述有效抽头的输出信号。
10、根据权利要求9所述的分集接收机装置，其中，所述滤波器系数设定单元通过所述多个抽头中的一个抽头，针对一个延迟信号将滤波器系数设为0，所述抽头与具有低于预定第二门限的幅度电平的延迟波的延迟时间相对应。
11、一种分集接收机装置，包括：
N个天线，用于接收正交频分信号；
N个数字滤波器，用于过滤由所述N个天线所接收的信号，从而将由所述数字滤波器所获得的滤波信号的信噪比最大化；
K(K≤N)个波束成形单元，通过使用组合权重将所述滤波信号进行波束组合处理；
分解单元，用于将所述滤波信号进行特征分解，从而产生N个特征值；
权重设定单元，用于从所产生的N个特征值中以递减次序选择K个特征值，从而分别将与所述K个特征值相对应的特征矢量设为所述波束成形单元的组合权重；以及
K个快速傅里叶变换(FFT)单元，用于将所述波束成形单元的输出信号进行快速傅里叶变换，从而得到FFT信号。
12、根据权利要求11所述的分集接收机装置，其中，所述权重设定单元从所述N个特征值中选择大于预定第一门限值的特征值作为所述K个特征值。
13、根据权利要求11所述的分集接收机装置，其中，
所述数字滤波器具有带抽头的延迟线，所述各带抽头的延迟线分别具有至少一个抽头，从而延迟由所述N个天线所接收的信号；
滤波器系数设定单元，用于设定滤波器系数，从而将由所述N个天线所接收的信号和由所述带抽头的延迟线所延迟的信号进行加权相加；以及
加权加法器，通过使用滤波器系数，将由所述N个天线所接收的信号和所延迟的信号进行加权相加。
14、根据权利要求11所述的分集接收机装置，其中，
所述数字滤波器具有带抽头的延迟线，所述各带抽头的延迟线具有多个抽头，从而延迟由所述N个天线所接收的信号；
加权加法器，根据预定滤波器系数，将由所述N个天线所接收的信号和来自所述多个抽头的输出信号进行加权相加；
估计单元，估计由所述N个天线所接收的各信号的信道响应，从而获得由所述N个天线所接收的各信号中包括的延迟波的幅度电平和延迟时间；以及
滤波器系数设定单元，根据所述延迟时间和幅度电平而改变所述加权加法器的有效抽头的数量，以及，将所述滤波器系数只设给来自所述多个抽头的所述输出信号中来自所述有效抽头的输出信号。
15、根据权利要求14所述的分集接收机装置，其中，所述滤波器系数设定单元通过所述多个抽头中的一个抽头，针对一个延迟信号将滤波器系数设为0，所述抽头与具有低于预定第二门限的幅度电平的延迟波的延迟时间相对应。
CNA2006100918150A 2005-06-24 2006-05-29 分集接收机装置 Pending CN1885848A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP185369/2005 2005-06-24
JP2005185369A JP2007006264A (ja) 2005-06-24 2005-06-24 ダイバーシチ受信機

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1885848A true CN1885848A (zh) 2006-12-27

Family

ID=37568877

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2006100918150A Pending CN1885848A (zh) 2005-06-24 2006-05-29 分集接收机装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20060294170A1 (zh)
JP (1) JP2007006264A (zh)
CN (1) CN1885848A (zh)

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103065639A (zh) * 2011-09-30 2013-04-24 斯凯普公司 处理信号
CN101552756B (zh) * 2008-04-03 2013-06-12 联咏科技股份有限公司 正交频分多路复用调制接收装置及其所使用的滤波器
WO2013159459A1 (zh) * 2012-04-23 2013-10-31 中兴通讯股份有限公司 实现cmmb分集接收的方法及装置
US8891785B2 (en) 2011-09-30 2014-11-18 Skype Processing signals
CN104170290A (zh) * 2012-02-12 2014-11-26 埃勒塔系统有限公司 用于空间抑制无线通信网络中的干扰的附加系统和方法
US8981994B2 (en) 2011-09-30 2015-03-17 Skype Processing signals
US9042574B2 (en) 2011-09-30 2015-05-26 Skype Processing audio signals
US9042573B2 (en) 2011-09-30 2015-05-26 Skype Processing signals
US9042575B2 (en) 2011-12-08 2015-05-26 Skype Processing audio signals
US9111543B2 (en) 2011-11-25 2015-08-18 Skype Processing signals
US9210504B2 (en) 2011-11-18 2015-12-08 Skype Processing audio signals
CN105227227A (zh) * 2015-10-15 2016-01-06 宿州学院 一种基于小波的智能天线波束形成系统和方法
US9269367B2 (en) 2011-07-05 2016-02-23 Skype Limited Processing audio signals during a communication event
CN109274630A (zh) * 2018-11-29 2019-01-25 西安电子科技大学 抗频率选择性衰落的多载波信号矢量分集合并方法
CN110445525A (zh) * 2019-08-14 2019-11-12 熊军 一种多径信道下时域均衡波束赋形方法
CN110622439A (zh) * 2017-05-19 2019-12-27 美光科技公司 在基于mimo系统中用于自适应空间分集的设备及方法
US20230063346A1 (en) * 2012-04-18 2023-03-02 Henry S. Owen Estimating characteristics of objects in environment

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2384651B (en) * 2002-01-28 2004-03-24 Toshiba Res Europ Ltd Signal selection systems
EP1980072A2 (en) 2006-01-12 2008-10-15 Agere Systems Inc. Receiver employing non-pilot reference channels for equalizing a received signal
US8045927B2 (en) * 2006-04-27 2011-10-25 Nokia Corporation Signal detection in multicarrier communication system
US7864884B2 (en) * 2006-04-27 2011-01-04 Nokia Corporation Signal detection in OFDM system
WO2007141878A1 (ja) * 2006-06-09 2007-12-13 Panasonic Corporation ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法
US20080069197A1 (en) * 2006-09-20 2008-03-20 Agere Systems Inc. Equalizer for equalizing multiple received versions of a signal
US20080075159A1 (en) * 2006-09-21 2008-03-27 Uwe Sontowski Receiver having multiple stages of equalization with tap coefficient copying
US20080089267A1 (en) * 2006-09-21 2008-04-17 Silvus Communications Systems, Inc. Multi-antenna upgrade for a transceiver
US20080112511A1 (en) * 2006-11-10 2008-05-15 Steffen Paul Receiver
CN101232484B (zh) * 2007-01-26 2011-08-17 电信科学技术研究院 信号传输方法、装置及通信系统
US7813422B2 (en) * 2007-02-23 2010-10-12 Agere Systems Inc. Adaptive equalizer with tap coefficient averaging
US8300742B1 (en) 2007-11-21 2012-10-30 Bromberg Matthew C Systems and methods for channel based beamforming for stacked carrier multiple access
JP4846701B2 (ja) * 2007-12-07 2011-12-28 株式会社東芝 到来信号の受信方法及びアダプティブアレーアンテナ装置
JP2009218721A (ja) * 2008-03-07 2009-09-24 Sanyo Electric Co Ltd 受信装置及び受信方法
US8275074B2 (en) * 2009-02-17 2012-09-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) OFDM receiver for dispersive environment
JP5487996B2 (ja) 2010-01-25 2014-05-14 富士通株式会社 適応等化器および適応等化方法
JP5644475B2 (ja) 2010-02-18 2014-12-24 富士通株式会社 受信装置
EP2445120B1 (en) * 2010-10-25 2016-09-14 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Wireless communications system and method
CN102545989B (zh) * 2010-12-17 2015-04-15 华为技术有限公司 用于分布式天线系统的通信方法、装置和系统
CN102185643B (zh) * 2011-05-18 2013-06-26 西安电子科技大学 协作通信多分辨率自适应波束成形方法
JP5836790B2 (ja) * 2011-12-22 2015-12-24 三菱電機株式会社 干渉波抑圧装置
CN103368876A (zh) * 2012-03-31 2013-10-23 富士通株式会社 信道估计方法和设备
JP7265943B2 (ja) * 2019-07-04 2023-04-27 日本放送協会 等化装置、受信装置、及びプログラム
CN111817757B (zh) * 2020-06-08 2021-10-22 武汉大学 一种用于mimo无线通信系统的信道预测方法及系统

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6795392B1 (en) * 2000-03-27 2004-09-21 At&T Corp. Clustered OFDM with channel estimation
US7133474B2 (en) * 2001-07-31 2006-11-07 Motorola, Inc. Method and system for timing recovery and delay spread estimation in a communication system
US7167883B2 (en) * 2001-12-17 2007-01-23 Mysticom Ltd. Filter with multipliers operating in ones complement arithmetic
US7738573B2 (en) * 2004-10-07 2010-06-15 Microelectronics Technology Inc. System and method for crest factor reduction
US8243864B2 (en) * 2004-11-19 2012-08-14 Qualcomm, Incorporated Noise reduction filtering in a wireless communication system
US8135088B2 (en) * 2005-03-07 2012-03-13 Q1UALCOMM Incorporated Pilot transmission and channel estimation for a communication system utilizing frequency division multiplexing

Cited By (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101552756B (zh) * 2008-04-03 2013-06-12 联咏科技股份有限公司 正交频分多路复用调制接收装置及其所使用的滤波器
US9269367B2 (en) 2011-07-05 2016-02-23 Skype Limited Processing audio signals during a communication event
CN103065639A (zh) * 2011-09-30 2013-04-24 斯凯普公司 处理信号
US8891785B2 (en) 2011-09-30 2014-11-18 Skype Processing signals
US8981994B2 (en) 2011-09-30 2015-03-17 Skype Processing signals
CN103065639B (zh) * 2011-09-30 2015-04-22 斯凯普公司 处理信号
US9031257B2 (en) 2011-09-30 2015-05-12 Skype Processing signals
US9042574B2 (en) 2011-09-30 2015-05-26 Skype Processing audio signals
US9042573B2 (en) 2011-09-30 2015-05-26 Skype Processing signals
US9210504B2 (en) 2011-11-18 2015-12-08 Skype Processing audio signals
US9111543B2 (en) 2011-11-25 2015-08-18 Skype Processing signals
US9042575B2 (en) 2011-12-08 2015-05-26 Skype Processing audio signals
US10057001B2 (en) 2012-02-12 2018-08-21 Elta Systems Ltd. Add-on system and methods for spatial suppression of interference in wireless communication networks
CN104170290A (zh) * 2012-02-12 2014-11-26 埃勒塔系统有限公司 用于空间抑制无线通信网络中的干扰的附加系统和方法
US9654988B2 (en) 2012-02-12 2017-05-16 Elta Systems Ltd. Add-on system and methods for spatial suppression of interference in wireless communication networks
CN104170290B (zh) * 2012-02-12 2017-06-13 埃勒塔系统有限公司 用于空间抑制无线通信网络中的干扰的附加系统和方法
US20230063346A1 (en) * 2012-04-18 2023-03-02 Henry S. Owen Estimating characteristics of objects in environment
US9209847B2 (en) 2012-04-23 2015-12-08 Zte Corporation Method and device for achieving CMMB diversity reception
WO2013159459A1 (zh) * 2012-04-23 2013-10-31 中兴通讯股份有限公司 实现cmmb分集接收的方法及装置
CN105227227A (zh) * 2015-10-15 2016-01-06 宿州学院 一种基于小波的智能天线波束形成系统和方法
CN105227227B (zh) * 2015-10-15 2018-10-12 宿州学院 一种基于小波的智能天线波束形成系统和方法
CN110622439A (zh) * 2017-05-19 2019-12-27 美光科技公司 在基于mimo系统中用于自适应空间分集的设备及方法
CN109274630A (zh) * 2018-11-29 2019-01-25 西安电子科技大学 抗频率选择性衰落的多载波信号矢量分集合并方法
CN110445525A (zh) * 2019-08-14 2019-11-12 熊军 一种多径信道下时域均衡波束赋形方法
CN110445525B (zh) * 2019-08-14 2023-05-05 西安宇飞电子技术有限公司 一种多径信道下时域均衡波束赋形方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2007006264A (ja) 2007-01-11
US20060294170A1 (en) 2006-12-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1885848A (zh) 分集接收机装置
US11848739B2 (en) Methods and devices for processing uplink signals
US6141393A (en) Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression
US6765969B1 (en) Method and device for multi-user channel estimation
US7385617B2 (en) Methods for multi-user broadband wireless channel estimation
US6647078B1 (en) Method and device for multi-user frequency-domain channel estimation based on gradient optimization techniques
CN1507715A (zh) 信号选择系统
CN1509556A (zh) 天线信号处理系统
JP2010136347A5 (zh)
WO2009130713A1 (en) A system and method for estimation and correction of carrier frequency offset in mimo-ofdm based wireless communications systems
WO2011132105A1 (en) Channel quality estimation for mlse mimo receiver
KR100976278B1 (ko) 무선 수신 장치, 무선 송신 장치, 무선 기지국, 수신 방법,및 송신 방법
WO2013168792A1 (ja) 無線受信装置、無線送信装置、無線通信システム、プログラムおよび集積回路
US6021334A (en) Method for transmission by a base station equipped with a multi-element antenna to a mobile
KR100875044B1 (ko) 수신기, 송신 장치 및 수신 방법
JP3846356B2 (ja) 直交周波数分割多重方式の受信装置及び受信方法
CN102006260A (zh) 载波间干扰去除装置以及载波间干扰去除方法
CN101075998A (zh) 一种基于正交频分复用系统的信道估计方法
KR101207657B1 (ko) 적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를최대로 하는 신호처리 장치 및 방법
Khan et al. OFDM based adaptive beamforming for hybrid terrestrial-satellite mobile system with pilot reallocation
CN116667900A (zh) 接收器系统
CN1558576A (zh) 基于二维最小均方准则的自适应信道估计方法
Ribeiro et al. Comparison between known adaptive algorithms for pre-FFT beamforming in OFDMA systems
Kaneyuki et al. An OFDM blind adaptive array using guard interval with eigen-beamspace preprocessor
Kihira et al. Pre-FFT Adaptive Antenna Using ISI Extraction for OFDM Systems

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
AD01 Patent right deemed abandoned

Effective date of abandoning: 20061227

C20 Patent right or utility model deemed to be abandoned or is abandoned