CN1883127B

CN1883127B - 发射超宽带宽信号的系统和方法

Info

Publication number: CN1883127B
Application number: CN2004800053658A
Authority: CN
Inventors: 马修·L·韦尔博恩; 约翰·W·麦科克尔; 里查德·D·罗博茨; 蓬·T·许恩
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2003-02-28
Filing date: 2004-02-27
Publication date: 2012-06-20
Anticipated expiration: 2024-02-27
Also published as: WO2004079938A2; WO2004079938A3; US20060251148A1; CN1883127A; EP1616392A2; KR20050106454A; US7570712B2; JP2006519572A

Abstract

本发明提供了一种产生多频带的超宽带宽信号的方法。在这种方法中，一个超宽带设备提供一个具有第一基准频率的第一基准信号和一个具有与第一基准频率不同的第二基准频率的第二基准信号。这种设备根据第一基准信号产生一个第一超宽带宽信号和根据第二基准信号产生一个第二超宽带宽信号，形成两个分开的频带。这两个信号可以根据同一个基本时钟信号产生，使实现和修改可以得到显著简化。

Description

发射超宽带宽信号的系统和方法

相关专利文档的交叉参考

本申请要求享受Richard D.Roberts等人在2003年2月28日递交的美国临时申请No.60/450,314“ULTRAWIDE BANDWIDTHFREQUENCY PLAN for JAPAN”和Richard D.Roberts等人在2003年3月6日递交的美国临时申请No.60/452,016“WIRELESSCOMMUNICATIONS SYSTEM and METHOD OF OPERATINGTHE SAME”的优先权，这两个申请的内容在此列为参考予以引用。

技术领域

本发明一般涉及无线通信系统，诸如超宽带(UWB)系统之类，包括移动收发机、集中式收发机及相关设备。具体地说，本发明涉及用多频带在两个无线设备之间传输数据的技术。

背景技术

随着对无线电设备的需求的增加，无线UWB越来越转向满足这种需求。UWB无线电通信可以提供快速的小功率传输模式。UWB信号通常具有至少为25％的连续分数带宽(即-10dB的带宽-中心频率比)。然而，一个信号可以超出这个基本范围而仍然可以认为是“UWB”信号。例如，美国联邦通信委员会(FCC)将处在3.1至10.6GHz范围内中心频率为500MHz的信号称为UWB。因此，以上界限只是近似的指标。

然而，UWB设备受到一些重大的限制。最大的限制之一是FCC对UWB传输所加的限制。2002年2月，FCC颁发了有关使用UWB设备的条例。这些条例对任何UWB传输施加了值得注意的带宽和谱功率限制。它们还限制了UWB传输的可用带宽。

在美国的另一个限制是在指配给UWB的频带中间存在UNII(无许可国家信息基础设施)频带。FCC将3.1GHz至10.6GHz指配给UWB，而UNII频带处在5.15至5.85GHz的范围内。UNII频带由诸如无绳电话和802.11a无线局域网(WLAN)设备之类的无许可设备使用。由于在UNII频带内有容许传输高功率的设备(有时高达UWB传输的功率电平的一百倍)，因此UWB设备最好避免用那些频带进行传输。

虽然将UNII频带作为UWB设备可能希望避免的频带一个例子，但在一些实施例中可能希望避免使用其他一些频带。

此外，随着情况的改变，这些限制可以增多或减少，从而减小或扩大UWB传输的可用带宽。

此外，虽然UWB设备在美国必须满足FCC所施加的限制，最好避免使用UNII频带，但是在其他国家这些参数并不适用。而且，虽然还没有别的国家管理UWB传输，但这些国家似乎也将象美国FCC所做的那样对功率和带宽进行限制。然而，似乎还可能这些限制的具体参数不会与FCC所加的限制的参数完全一样。

此外，其他国家和地区可能具有某些相当于UNII频带的频带，即专用于无绳电话和WLAN的频带，但在可用频谱内的位置和带宽上有不同。例如，日本的UNII频带的等价物在4.90至5.4Hz之间。在这些范围内工作的UWB设备可能希望也避免使用这些频带。

因此，所希望的是提供一种可以很容易修改成用不同的带宽和不同的中心频率广播的UWB设备。这将使设备可以随时间和不同管辖区域考虑改变可用频谱。

还希望提供一种可以使用所有UWB可用带宽但仍然避免使用可用带宽内某些敏感频带的设备。

附图说明

下面将结合与以下详细说明一起形成本发明说明书一部分的附图进一步例示本发明的各个实施例和说明本发明的原理和优点。同样的标注数字在各个附图中所标的是相同或功能上类似的器件。在这些附图中：

图1为按照本发明的一个优选实施例设计的超宽带收发机的方框图；

图2为按照本发明的一个优选实施例设计的产生单频带UWB信号的电路的方框图；

图3示出了按照本发明的第一优选实施例设计的图2所示电路产生的超宽带宽信号的频率响应；

图4示出了按照本发明的第二优选实施例设计的图2所示电路产生的超宽带宽信号的频率响应；

图5为按照本发明的一个优选实施例设计的产生双频带UWB信号的电路的方框图；

图6为按照本发明的优选实施例设计的图5所示电路在低频带模式的输出的频率图；

图7为按照本发明的优选实施例设计的图5所示电路在高频带模式的输出的频率图；

图8为按照本发明的优选实施例设计的图5所示电路在双频带模式的输出的频率图；

图9为示出按照本发明的一个优选实施例设计的使用频分多路复用和码分多路复用的多网络结构的示意图；

图10为按照本发明的一个优选实施例设计的产生单频带或双频带UWB信号的电路的方框图；

图11示出了按照本发明的一个优选实施例设计的小波码产生器通路的另一个实施例；以及

图12为按照本发明的另一个优选实施例设计的产生双频带UWB信号的电路的方框图。

具体实施方式

图1为按照本发明的一个优选实施例设计的超宽带(UWB)收发机的方框图。如图1所示，收发机包括接收机110、发射机120和无线电通信控制器和接口130三个主要部分。接收机110接到接收天线112上，包括前端114、UWB波形相关器116和接收定时信号产生器118。发射机接到发射天线122上，包括UWB波形产生器124、编码器126和发送定时信号产生器124。

虽然所示的是接收机110和发射机120用的是同一个无线电控制器和接口130，但也可以是接收机110和发射机120各用一个独立的无线电控制器和接口130。此外，也可以只用一个天线在发射和接收之间切换来代替独立的接收天线112和发射天线122。接收定时信号产生器118和发射定时信号产生器128也可以合并成一个定时信号产生器或者可以保持为独立的单元。

无线电控制器和接口130最好是一个基于处理器的单元，用诸如一个或多个专用集成电路(ASIC)或者一个或多个可编程处理器以硬连线逻辑实现。在工作中，无线电控制器和接口130用作媒体接入控制(MAC)控制器或者用作由接收机110和发射机120实现的UWB无线通信功能与用UWB通信信道与远程设备进行数据交换的应用之间的MAC接口。

在收发机接收信号时，接收天线112将输入的UWB电磁波变换成电信号(或光信号)提供给无线电前端114。按照波形类型，无线电前端114将电信号处理成使信号电平和信号谱分量适合供UWB波形相关器116处理。这个处理可以包括频谱整形，诸如匹配滤波、局部匹配滤波、简单滚降之类。

前端处理后，UWB波形相关器116将到来信号与一些根据来自定时信号产生器118的时钟信号产生的不同候选信号相关，确定接收机110是否与到来信号同步，如果同步，就确定包含在所接收的到来信号内的数据。

定时信号产生器118在无线电控制器和接口130的控制下工作，提供供UWB波形相关器116执行相关处理用的时钟信号CLK_R。时钟信号CLK_R优选的是相位可相对接收天线112接收的到来信号改变。UWB波形相关器用时钟信号CLK_R本地产生一个与到来信号一部分匹配的而且具有时钟信号CLK_R的相位的相关信号。在本地产生的相关信号(本地产生信号)与到来信号在相位上相互对准时，UWB波形相关器116就将高信噪比(SNR)的数据提供给无线电控制器和接口130，供随后处理。

在概念上，可以认为UWB波形相关器具有一个容纳本地信号的相关窗。相关窗随着时钟信号的相位相对到来信号的相位的改变而移动。然后将相关窗与到来信号的瞬象(snapshot)相比较，直到为这两个信号得到一个可接受的相关结果，表明业已·达到获取锁定。

在一些情况下，UWB波形相关器116的输出就是数据本身。在另一些情况下，UWB波形相关器116只是提供中间相关结果，由无线电控制器和接口130用来确定数据和确定什么时候接收机110与到来信号同步。

UWB波形相关器116以信号跟踪模式(“跟踪模式”)和信号获取模式(“获取模式”)两种工作模式进行工作。在还没有同步或同步已丢失时使用获取模式，接收机110以这种工作模式来获得同步。在已经获得同步和需要保持同步时使用跟踪模式。

在获取模式期间，无线电控制器和接口130向接收机110提供一个控制信号，以获得同步。这个控制信号命令接收机110滑动UWB波形相关器116内的相关窗，试图与到来信号的相位匹配，达到获取锁定。具体地说，这是通过调整定时信号产生器118输出的时钟信号的相位和频率直到得到一个所希望的相关结果来实现的。

一旦同步，接收机就进入跟踪模式。在跟踪模式期间，收发机维护和改善同步。具体地说，无线电控制器和接口130分析来自UWB波形相关器116的相关结果，确定UWB波形相关器116内的相关窗，即来自定时信号产生器的本地信号的相位，是否需要调整。

此外，在跟踪模式期间，接收机110向无线电控制器和接口130的输入端口(RX数据输入)提供数据，无线电控制器和接口130再将这数据通过输出端口(RX数据输出)提供给一个外部过程。外部过程可以是用通过接收机110接收的或要通过发射机120发射给远程接收机的数据执行的一些过程中的任何一个过程。

在收发机发射信号时，无线电控制器和接口130在一个输入端口(TX数据输入)接收来自一个外部信源的源数据。然后，无线电控制器和接口130通过输出端口(TX数据输出)将数据提供给发射机120的编码器126。无线电控制器和接口130还向发射机120提供用来标识UWB脉冲的信令序列的控制信号。如上面所指出的，在本发明的一些实施例中，接收机110和发射机120的一些功能可以使用共同的资源，例如共同的定时信号产生器和/或公用天线。

编码器126从无线电控制器和接口130接收到用户编码信息和数据后，对数据和编码进行预处理，以便为UWB波形产生器124提供定时输入。UWB波形产生器124接着产生以形状和/或时间编码的UWB脉冲，以将数据传送至远地。编码器126按照从发射定时信号产生器128接收到的定时信号CLK_T执行这个功能。

编码器126产生为形成所需的调制所需的控制信号。例如，编码器126可以取一个串行比特流，用前向纠错(FEC)算法(诸如ReedSolomon码、Golay码、Hamming码、卷积码之类)对它编码。编码器126还可以对数据进行交织，以预防突发差错。编码器126也可以应用白化功能来防止出现长的“1”或“0”字符串。编码器126还可以应用用户专用的扩频功能，诸如产生长度预定的切片码(chipping code，也称为码字)，所述切片码作为一个组发送，表示一个比特(例如，反相的表示一个为“1”的比特，而不反相的表示一个为“0”的比特)。编码器126可以将串行比特流分成一系列子段，以便每个小波(wavelet)或每个切片码发送多个比特，以及产生多个控制信号，以便实施所希望的调制方案的任何组合。

无线电控制器和接口130可以提供在输入端口(TX数据输入)上接收的数据的源的某种标识，诸如用户ID之类。在本发明的一个实施例中，这个用户ID可以插在传输序列内，犹如它是一个信息分组的头标。在本发明的其他实施例中，用户ID本身可以用来将数据编码成使得一个接收这个传输的接收机必须假定(postulate)或具有用户ID的先验知识以便理解数据。例如，可以用ID来将一个不同振幅的信号(例如，振幅为“f”的信号)加到一个快速调制控制信号上，将这编码印到信号上。

编码器126的输出加到UWB波形产生器124上，UWB波形产生器124按照它从编码器126接收到的命令信号按小波节拍(wavelet time)产生一个由一系列UWB小波波形组成的序列。这些小波波形可以根据任意多个不同方案之一制定。UWB产生器124的输出然后提供给发射天线40，由发射天线向接收机发送UWB能量。

优选的是，数据用小波的波形编码成信号。具体地说，优选的是通过双相位调制按照编码器126提供的二元或三元切片码(在这个优选实施例中使用三元码)配置的一系列小波对数据编码。

在这个优选实施例中，所用的小波是一个振荡信号(例如，一个正弦波形)的三个相继的周期。然而，在另一些实施例中，这可以是不同的。周期数可以增多或减少；振荡信号的类型可以改变；或者可以完全用经不同整形的波形，诸如高斯单脉冲之类。

如上面所指出的，切片码，或者说码字，是各个受到按照一个所设置的模式调制的小波的字符串。在一个优选实施例中，使用长度为12和24的三元码字。也就是说；每个比特表示为一个双相位调制的码字，而每个码字表示为一串12或24个按照一个所设置的模式，例如在这个优选实施例中为一个三元模式，以三元方式调制的小波。例如，一个具体的传输可以用一个长度为12的码字：0-1-1-1111-111-11。在这种情况下，12个相继的小波按照这个码调制，生成一个码字，即：第一个小波保持不变，第二个小波反相，第三个小波为零，第四个小波为零，等等。这个码字于是用来表示一个比特的数据的一个值，而它的反相版本表示一个比特的数据的其他值。

所用的码字可以按照网络、设备甚至由传输情况改变。此外，虽然长度12和24的码字在本实施例中是优选的，但按需要也可以选择其他长度的码字。

产生单频带UWB信号

图2为按照本发明的一个优选实施例设计的产生单频带UWB信号的电路的方框图。如图2所示，信号产生电路包括码字产生器205、第一混合器(mixer)210、带通滤波器215、第二混合器220、天线225、基准频率时钟230、×N锁相环(PLL)电路235、除K电路240、比特源245和×M PLL电路250。在这个实施例中，电路用重复多个振荡信号的周期作为一个UWB小波。

基准频率时钟230产生供电路的其他部分使用的基准信号。在这个优选实施例中，基准信号是一个频率为684MHz的正弦波形，虽然在其他实施例中在频率和波形上都可以不同。

通常，基准信号可以具有变化很大的频率。它可以是一个频率很低的信号，低于在用的最低频带的中心频率，或者它可以是一个频率很高的信号，高到高于在用的最高频带。特别是，基准信号的频率最好与设备所产生的信号的中心频带内的一个值相应。这意味着基准信号的频率在信号的中心频率的范围内、基准信号的频率等于信号的中心频率、基准信号的频率是信号的中心频率的N倍、基准信号的频率是信号的中心频率的1/N，等等，其中N为一个整数。优选的是，基准频率在300MHz至9.2GHz范围内，虽然在有些实施例中可以使用在这个范围之外的值。特别是，随着设备速度的提高，可以使用相应较高的基准频率。在优选实施例中所用的基准信号的频率包括684MHz、1.368GHz、2.376GHz、4.104GHz、5.4GHz和8.208GHz。

×N PLL 235将基准信号的基准频率乘以N，将具有这个新的频率的信号作为时钟信号提供给码字产生器205。在这个优选实施例中，N＝2，因此×N PLL 235将一个频率为基准频率的两倍(即，1.368GHz)的时钟信号提供给码字产生器205。然而，N的值在另一些实施例中可以不同，以考虑不同的码字长度和/或谱带(由中心频率和带宽确定)。

码字产生器205提供用来表示数据比特的长度为L的码字。码字的各元(称为码片(chips))的输出率等于×N PLL 235提供的时钟信号的频率。这个速率可以称为码字产生器205的切片率(chipping rate)。在这个优选实施例中L＝24，切片率为1.368GHz，虽然这些参数在另一些实施例中可以是不同的。另一个优选实施例采用L＝12的码字长度。

除K电路240将基准信号的频率除以K，将具有这个新的频率的信号作为一个时钟信号提供给比特源245。在这个优选实施例中，K＝12，因此除K电路240将一个频率为基准频率的十二分之一(即，57MHz)的时钟信号提供给比特源245。然而，K的值在另一些实施例中可以改变为任何值(优选的是一个整数)，以考虑不同的数据率。

×N PLL 235的N的值与除K电路240的K的值的乘积应该等于码字产生器205所产生的码字的长度L，即，L＝(N×K)。虽然N的值和K的值在另一些实施例中可以是不同的，但它们的乘积与码字长度之间的等式应该保持成立。

比特源245提供需由设备发送的数据的各个比特。它可以是任何类型的所希望的数据源，只要它提供的是比特数据。比特输出率等于除K电路240提供的时钟信号的频率。这个速率可以称为比特源445的符号率(symbol rate)。一个给定的符号由P个比特组成，其中P为一个大于0的整数。因此，每当除K电路240提供的时钟信号循环一个周期，比特源445输出P个比特。在这个优选实施例中，P为1，从而符号率为57Ms/s，虽然这些值在另一些实施例中可以是不同的。

第一混合器210将码字产生器205的输出乘以比特源245的输出。由于提供给比特源245的时钟信号的频率为提供给码字产生器205的时钟信号的频率的1/NK＝1/L，因此P个比特的值保持整个一个码字的持续时间(即，L个小波的持续时间)。因此，第一混合器用来用比特源245提供的数据比特调制码字产生器205产生的码字。

×M PLL 250将基准信号的频率乘以M，将一个具有这个新的频率的信号作为一个时钟信号提供给第二混合器220。在这个优选实施例中，M＝6，因此×M PLL 250将一个频率为基准频率六倍(即，4.104GHz)的时钟信号提供给第二混合器220。然而，M的值在另一些实施例中可以是不同的，以考虑不同的码字长度。

M的值除以N的值等于基准信号的用来形成由图2的电路使用的UWB信号的每个小波的周期数。在这个实施例中，每个小波由基准信号的三个周期组成，因此M＝6(即，每个小波有M/N＝6/2＝3个周期)。当每个小波的周期数改变时，M的值也得改变。

第二混合器220混合×M PLL 250的输出和第一混合器210的输出。这具有用第一混合器210的经数据调制的码字输出混合×M PLL250产生的UWB小波的效果，生成一个最终的UWB信号流。由于×MPLL 250输出的信号的频率为提供给码字产生器的频率的M/N(在这个优选实施例中等于3)倍，×M PLL 250将为码字的每个元提供它的3个周期的信号，因此产生一系列3周期的小波。

带通滤波器215用来保证所发射的能量在适当的频带内。在接收机内可以用一个类似的带通滤波器来防止接收信号受到其他频带的干扰。

发射波形优选的是具有等于基准频率乘以M的中心频率(在这个优选实施例中为4.104GHz)和等于基准频率乘以N的-3dB带宽(在这个优选实施例中为1.368GHz)。

带通滤波器215优选的是具有等于基准频率乘以M的中心频率(例如，在一个优选实施例中为4.104GHz)和限定所希望的工作频带的上、下截止频率，例如，在一个优选实施例中，上、下20dB截止频率分别为5.1GHz和3.1GHz。这给出了2.0GHz左右的-20dB带宽。这个值优选的是选择成给出一个可与-3dB带宽相比拟的响应，使带通滤波器215所用的截止频率的这些值与上、下-3dB带宽界限线性相关，与基准频率成正比。因此，它们是很容易计算的。

当然，基准频率、带宽和电路系数这些参数在另一些实施例中可以是不同的。

天线225配置成发射第二混合器220提供的信号。

在另一些实施例中，×N PLL 235、除K电路240和×M PLL 250之一可以省去，如果基准频率选择适当的话。此外，一些PLL可以用分频器代替，反之亦然。这样，码字产生器205、比特源245和第二混合器220中任何一个都可以直接接收基准频率时钟230的输出。然而这三个器件各接收一个是基准信号的时钟信号或从基准信号得出的时钟信号。

此外，虽然图2示出的是所有的乘法电路都是使用PLL电路，但是另一些实施例也可以用其他类型的乘法器。

而且，虽然图2示出了带通滤波器215用在第二混合器220后，但另一些实施例可以用一个直接设置在第二混合器220前的低通滤波器来代替带通滤波器215的功能。这个低通滤波器优选的是具有等于基准频率乘以M的中心频率(在这个优选实施例中为4.104GHz)。

由于这种电路设计，图2的电路的频率响应可以比较容易修改，只要改变基准频率时钟230和改变带通滤波器215的参数来考虑这种改变。具体地说，通过改变带通滤波器215的中心频率及其上、下截止点来改变带通滤波器215。这些截止点可以按照任何准则设置，但优选的准则是使用-10dB点(即，信号强度下降10dB的点)或-20dB点(即，信号强度下降20dB的点)。

带通滤波器215的带宽优选的是与基准频率成正比，虽然准确的比例将取决于使用的是什么特定的截止点。在这个优选实施例中，-3dB截止频率应为±f_RNR/2＝±684MHz。其他截止频率可以推知。

其他修改(例如对码字长度、切片长度或每个小波的周期数的修改)只要修改参数K、L、M和N。改变切片长度或每个小波的周期数将影响得出的波形的频率响应，因此应据此调整带通滤波器215的参数。

图3示出了按照本发明的第一优选实施例设计的图2所示电路产生的UWB信号的频率响应；而图4示出了按照本发明的第二优选实施例设计的图2所示电路产生的UWB信号的频率响应。

在图3的电路中，基准信号的频率和带通滤波器215的中心频率两个都选为684MHz，K为12，L为24，M为6，N为2，而带通滤波器的-20dB带宽为2GHz左右。这提供了一个可以很容易避免美国的UNII频带的信号。

在图4的电路中，基准信号的频率和带通滤波器215的中心频率两个都选为666MHz，K为12，L为24，M为6，N为2，而带通滤波器的-20dB带宽为1.8Hz左右。这提供了一个可以很容易避免与美国的UNII频带相当的日本频带(4.90至5.4GHz)的信号。

图3和4图示了可以多么容易地通过改变基准频率时钟230产生的基准信号的频率和带通滤波器215的参数对图2的电路的频率响应予以修改。

图12为按照本发明的另一个优选实施例设计的产生双频带UWB信号的电路的方框图。如图12所示，信号产生电路包括I/Q振荡器1205、查找表1210、第一和第二DAC电路1212和1214、向量调制器1220、时钟信号产生器1225、比特源1230、小波码产生器1240、开关1295、×N电路1297和选择电路1299。它还可以包括第一和第二带通滤波器1280和1285。

小波码产生器1240进一步包括编码器1250和调制器1270。时钟信号产生器的这个实施例进一步包括×M电路1222和除L电路1227。

I/Q振荡器1205产生频率为振荡频率的振荡信号。在这个优选实施例中，I/Q振荡器包括一个压控振荡器/锁相环(VCO/PLL)，用来提供一个第一同相和正交相位(I/Q)信号。

查找表(LUT)1210存有产生具有不同相位的正弦和余弦波所必需的数据。它受相位控制信号控制，相位控制信号命令查找表1210输出与给定相位的正弦/余弦值相应的数据。这些数字正弦和余弦信号分别在查找表1210的I和Q输出端输出。

第一和第二DAC电路1212和1214接收到数字正弦和余弦信号后，将数字正弦和余弦信号变换成模拟正弦和余弦信号，模拟正弦和余弦信号在DAC电路1212和1214的I和Q输出端输出，作为一个第二I/Q信号。

向量调制器1220从I/Q振荡器1205接收第一I/Q信号和从第一和第二DAC电路1212和1214接收第二I/Q信号，产生一个基本时钟信号。这个基本时钟信号具有一个在振荡频率附近(例如±10％)的基本时钟频率，但在相位上和频率上根据第二I/Q信号的值和改变率改变。

时钟信号产生器1225为比特源1230和小波码产生器1240提供时钟信号。在所揭示的这个实施例中，时钟信号产生器1225提供比特率时钟、码片率时钟和小波中心频率时钟。具体地说时钟信号产生器1225直接传送基本时钟作为码片率时钟；使基本时钟通过×M电路1222，提供频率为基本时钟频率的M倍的小波中心频率时钟；以及使基本时钟通过除L电路，提供频率为基本时钟频率的1/L的比特率时钟。

比特源1230为小波码产生器提供到来比特流。这可以通过使用到来比特流信号和数据锁存或任何其他所希望的提供数据比特的措施实现。比特率时钟命令比特源1230它应在何时循环通过比特值。

小波码产生器1240接收到比特数据后将它们变换为一个具有调制成码字的超宽带宽信号。具体地说，编码器1250根据一个接收到的比特的值产生一个正相或反相的码字。小波码产生器1240根据码片率时钟产生一个编码的小波(即，码片)序列。在一个优选实施例中，一个码片为一个反相或不反相的小波，或者可以是一个空(即，一个丢失的或为零的)小波。然而，这在其他实施例中可以是不同的。

在一个优选实施例中，编码器1250包括一个码字产生器和一个混合器，如图2中的器件205和210以及图5中的器件405A、405B、410A和410B所示。

混合器1270将编码器1250产生的码字调制成一系列小波，码字内的每个码片由一个或多个(由码片率时钟与小波中心频率时钟之比确定)小波表示。

第一和第二BPF 1280和1285用来从所处理的信号中除去额外的频率成分。优选的是，它们的参数如上面对图2的电路内的滤波器所指出的那样确定。

第一、第二和第三开关1291、1293和1295使设备可以有选择地选择使用第一频带还是第二频带。选择电路1299提供选择使用哪个频带的信号。在一个实施例中，由于没有BPF 1280和1285，因此第二和第三开关1293和1295也可以省去。

在工作中，如果选择电路选择第一频带，第一开关1291就将向量调制器1220的输出接到时钟信号产生器1225上，而第二和第三开关1293和1295将小波码产生器1240通过第一BPF 1280接到发射信号输出端上。然而，如果选择电路选择第二频带，第一开关1291就将×N电路1297的输出接到时钟信号产生器1225上，而第二和第三开关1293和1295将小波码产生器1240通过第二BPF 1285接到发射信号输出端上。×N电路将为时钟信号产生器1225提供频率为向量调制器1220的频率的N倍的到来信号。

在这个实施例中，N为第一和第二频带的中心频率之比；M为一个小波内的周期数；而L为所用的码长。

这样，图12的电路可用于两个独立的频带，但共享同样的器件，只是添加了开关1291、1293和1295，×N电路1297和选择电路1299。这使设备可以做得非常小，而且可以比其他频带可选的设备以较低的成本生产。

产生多频带

然而，另一些实施例可以使用多频带。图5为按照本发明的一个优选实施例设计的产生双频带UWB信号的电路的方框图。如图5所示，这个信号产生电路包括第一频带码字产生器405A、第一频带第一混合器410A、第一频带带通滤波器415A、第一频带第二混合器420A、第一频带天线425A、第一频带×N₁锁相环(PLL)电路435A、第一频带除K1电路440A、第一频带比特源445A、第一频带×M₁ PLL电路450A、第二频带码字产生器405B、第二频带第一混合器410B、第二频带带通滤波器415B、第二频带第二混合器420B、第二频带天线425B、第二频带×N₂锁相环(PLL)电路435B、第二频带除K₂电路440B、第二频带比特源445B、第二频带×M₂ PLL电路450B和基准频率时钟430。所揭示的实施例在这个电路中用重复多个振荡信号的周期作为一个UWB小波。

图5的信号产生电路内的器件与它们在图2中的对应器件那样工作。然而，第一频带×N₁ PLL 435、第一频带除K₁电路440A和第一频带×M₁ PLL电路450A分别使用参数N₁、K₁和M₁，而第二频带×N₂PLL435、第二频带除K₂电路440A和第二频带×M₂ PLL电路450A分别使用参数N₂、K₂和M₂。这些参数必须满足M₁/N₁＝M₂/N₂。也就是说，两者必须使用相同的小波(即，相同的每个小波的周期数)，虽然这小波按每个频带内不同的频率缩放。此外，虽然在这个优选实施例中两个频带使用相同的码字长度，即L＝N₁×K₁＝N₂×K₂，但另一些实施例对于不同的频带可以使用不同的码字长度。如果两个频带使用相同的码字长度，它们可以按需要选择相同或不同的码字集。

在另一些实施例中，第一频带×N₁ PLL 435、第一频带除K₁电路440A、第一频带×M₁ PLL电路450A、第二频带×N₂ PLL435、第二频带除K₂电路440A和第二频带×M₂ PLL电路450A其中之一可以省去，如果基准频率选择一致的话。此外，一些PLL可以用分频器代替，反之亦然。这样，第一频带码字产生器405A、第一频带比特源445A、第一频带第二混合器420A、第二频带码字产生器405B、第二频带比特源445B、第二频带第二混合器420B其中任何一个可以直接接收基准频率时钟430的输出。

虽然图5的电路示出了第一频带和第二频带两个独立的比特源445A和445B，但这两个比特源可以合并成一个。这个组合比特源可以将它的数据提供给多个独立的UWB信号或者可以将它的数据提供给多重信号，同时在多频带发送相同的数据或者同时在多频带发送不同的数据，以增大吞吐量。

此外，虽然图5这个电路只是使用两个频带，但可以使用另一些使用更多频带的实施例。为了使用附加的频带，另一些实施例可以增添一些图2所示的这种电路，调整电路的各个参数，以获得所希望的频率响应，再将这些电路接到基准频率时钟430上。

图6、7和8为按照本发明的一些优选实施例设计的对于不同的工作模式图5这个电路的输出的频率图。图6为低频带模式的频率图；图7为高频带模式的频率图；而图8为双频带模式的频率图。

在图6、7和8所示的实施例中，L为24，K₁为12，N₁为2，M₁为6，K₂为6，N₂为4，M2为12；基准频率为684MHz，第一频带带通滤波器415A的中心频率为684MHz、上-20dB截止频率为5.1GHz左右、下-20dB截止频率为5.1GHz左右，而第二频带带通滤波器415B的中心频率为1.368GHz。因此，提供给第一频带码字产生器405A的时钟信号为1.368GHz，提供给第一频带比特源445A的时钟信号为57MHz，提供给第一频带第二混合器420A的时钟信号为4.104GHz；提供给第二频带码字产生器405B的时钟信号为2.736GHz，提供给第二频带比特源445B的时钟信号为114MHz，提供给第二频带第二混合器420B的时钟信号为8.208GHz。

这给出了一个码字长度为24、小波为3周期、切片率为1.368GHz和符号率为57Ms/s的第一频带(即，低频带)和一个码字长度为24、小波为3周期、切片率为2.736和符号率为114M/s的第二频带(即，高频带)。

如图6、7和8所示，低频带610设置为3.1GHz到5.15GHz，而高频带710设置为5.825GHz到10.6GHz。低频带610和高频带710在这个实施例中配置成都不干扰UNII频带510。在另一个实施例中，低频带610可以设置为3.5GHz到4.6GHz，而高频带710可以设置为7.0GHz到9.2GHz。

通常，可以根据各种准则，包括存在干扰频带、所希望的数据率、功耗限制、实现的方便和成本等，选择不同的频率。例如，较高的数据率在较高的频率是可行的，虽然实现的成本和困难将增大。同样，不同的频率组合可以将所得到的UWB信号置于频谱内一个特定位置。如果将信号的位置保持在频谱的一个避免强干扰频带的部分，这将是有益的。无论如何，以上在图2和5中所示的设计使这些频率可以更为容易地加以改变，以便考虑用户由于任何原因可能希望改变这些频率。

图10为按照本发明的一个优选实施例设计的产生单频带或双频带UWB信号的电路的方框图。如图10所示，这个信号产生电路包括I/Q振荡器1005、查找表1010、第一和第二DAC电路1012和1014、向量调制器1020、时钟信号产生器1025、第一和第二比特源1030和1035、第一和第二小波码产生器1040和1045、加法器1090和开关1095。它还可以包括第一和第二带通滤波器1080和1085。

第一小波码产生器1040进一步包括第一编码器1050和第一混合器1070，而且可以包括第一低通滤波器(LPF)1060。第二小波码产生器1045进一步包括第二编码器1055和第二混合器1075，而且可以包括第二LPF 1065。时钟信号产生器的这个实施例进一步包括×N电路1021、×M₁电路1022、×M₂电路1023、除L₁电路1027和除L₂电路1028。

I/Q振荡器1005产生频率为振荡频率的振荡信号。在这个优选实施例中，I/Q振荡器包括一个压控振荡器/锁相环(VCO/PLL)，用来提供一个第一同相和正交相位(I/Q)信号。

在一个优选实施例中，I/Q振荡器1005可以包括一个VCO/PLL，它将占空比为50％的输出馈入一个多相滤波器的输入端。如果多相滤波器选择成具有所需带宽和相位/振幅容限，它将输出所希望的I/Q信号。

在另一个优选实施例中，I/Q振荡器1005可以包括一个以两倍的所希望的频率工作的VCO/PLL，将一个占空比为50％的信号输出给一对2分频的分频器，所述分频器提供所希望的I/Q信号。

在又一个优选实施例中，I/Q振荡器1005可以包括一个以四倍的所希望的频率工作的VCO/PLL，将一个具有任何占空比的信号输出给一个4分频的分频器，所述分频器提供所希望的I/Q信号。

查找表(LUT)1010存有产生具有不同相位的正弦和余弦波所必需的数据。它受相位控制信号控制，相位控制信号命令查找表1010输出与相位给定的正弦/余弦值相应的数据。这些数字正弦和余弦信号分别在查找表1010的I和Q输出端输出。

第一和第二DAC电路1012和1014接收到正弦和余弦数字信号后，将数字正弦和余弦信号变换成模拟正弦和余弦信号，模拟正弦和余弦信号在DAC电路1012和1014的I和Q输出端输出，作为第二I/Q信号。

向量调制器1020从I/Q振荡器1005接收第一I/Q信号和从第一和第二DAC电路1012和1014接收第二I/Q信号，产生一个基本时钟信号。这个基本时钟信号具有一个在振荡频率附近(例如±10％)的基本时钟频率，但在相位上和频率上根据第二I/Q信号的值和改变率改变。

时钟信号产生器1025为第一和第二比特源1030和1035以及第一和第二小波码产生器1040和1045提供时钟信号。在所揭示的这个实施例中，时钟信号产生器1025提供第一和第二比特率时钟、第一和第二码片率时钟、第一和第二小波中心频率时钟。在另一些具有多频带的实施例中，时钟信号产生器可取地分别为每个频带提供比特率时钟、码片率时钟和小波中心频率时钟。

第一和第二比特源1030和1035为第一和第二小波码产生器提供到来比特流。这可以通过使用到来比特流信号和数据锁存或任何其他所希望的提供数据比特的措施实现。第一和第二比特率时钟分别命令第一和第二比特源1030和1035它们何时应当循环通过比特值。

第一和第二小波码产生器1040和1045各接收比特数据，将它们变换成具有调制成码字的比特值的超宽带宽信号。具体地说，第一和第二编码器1050和1055根据一个接收到的比特产生一个正相或反相的码字。第一和第二小波码产生器1040和1045分别根据第一和第二码片率时钟产生编码的小波序列(即码片)。在一个优选实施例中，一个码片为一个反相或不反相的小波，或者可以是一个空(即，一个丢失的或为零的)小波。然而，这在其他实施例中可以是不同的。

在一个优选实施例中，第一和第二编码器1050和1055各包括一个码字产生器和一个混合器，如图2中器件205和210以及图5中器件405A、405B、410A和410B所示。

第一混合器1070和第二混合器1075将第一和第二编码器1050和1055产生的码字调制成小波，码字内每个码片由一个或多个(由相应的码片率时钟与小波中心频率时钟之比确定)小波表示。

第一和第二LPF 1060和1065以及第一和第二BPF 1080和1085用来从所处理的信号中除去无关的频率成分。优选的是，它们的参数如上面对图2的电路内所用的滤波器所指出的那样确定。

加法器1090将第一和第二小波码产生器1040和1045的输出相加，提供一个可以在两个频带广播的信号。

开关1095使设备可以有选择地选择将一个传输部件接到第一小波码产生器1040的输出端上(即，只传输第一频带)、接到第二小波码产生器1045的输出端上(即，只传输第二频带)或者接到加法器1090的输出端上(即，传输第一和第二频带的组合)。

在图10所揭示的实施例中，时钟信号产生器1025提供如下各个时钟信号。不加改变地提供向量调制器1020的输出(即，基本频率)，作为第一码片率时钟，而使基本频率通过×N电路1021，以提供频率为第一码片率时钟的N倍的第二码片率时钟。

使基本频率通过除L₁电路1027，以提供第一比特率时钟，而将×N电路1021的输出提供给除L₂电路1028，以提供第二比特率时钟。因此，第一比特率时钟等于第一码片率时钟除以L₁，而第二比特率时钟等于第二码片率时钟除以L₂。

最后，使基本频率通过×M₁电路1022，以提供第一小波中心频率时钟，而将×N电路1021的输出提供给×M₂电路1023，以提供第二小波中心频率时钟。因此，第一小波中心频率时钟等于第一码片率时钟乘以M₁，而第二小波中心频率时钟等于第二码片率时钟乘以M₂。

在这个实施例中，L₁为第一频带所用码字集的长度；L₂为第二频带所用码字集的长度；N为第一频带与第二频带的中心频率之比；M₁为第一频带的一个小波内的周期数；以及M₂为第二频带的一个小波内的周期数。

在另一些实施例中，时钟信号产生器1025可以以不同方式实现。例如，在一个变换实施例中，不加改变地提供向量调制器1020的输出(即，基本频率)，作为第二小波中心频率，而使基本频率通过除N电路，以提供频率为第二小波中心频率时钟的1/N的第一小波中心频率时钟。使基本频率通过除M₂电路，以提供第二码片率时钟，而将除N电路的输出提供给除M₁电路，以提供第一码片率时钟。最后，将除M₂电路的输出提供给除L₂电路，以提供第二比特率时钟，而将除×N电路的输出提供给除L₁电路以提供第一比特率时钟。在这个实施例中，参数L₁、L₂、N、M₁和M₂与在图10的实施例中的相同。

在另一个实施例中，不加改变地提供向量调制器1020的输出(即，基本频率)作为第一码片率时钟，使向量调制器1020的输出通过除L₁电路，以提供第一比特率时钟，而将向量调制器1020的输出提供给×M₁电路，以提供第一小波中心频率时钟。然后，将×M₁电路的输出提供给×N电路，以提供小波中心频率时钟，将×N电路的输出提供给除M₂电路以提供第二码片率时钟，而除M₂电路的输出提供给除L₂电路，以提供第二比特率时钟。在这个实施例中，参数L₁、L₂、N、M₁和M₂与在图10的实施例中的相同。

在又一个实施例中，向量调制器1020的输出(即，基本频率)不加改变地被提供作为第一小波中心频率时钟，并通过除M₁电路以提供第一码片率时钟。然后第一码片率时钟通过除L₁电路以提供第一比特率时钟。然后，将×M₁电路的输出提供给×N电路，以提供第二小波中心频率时钟，将×N电路的输出提供给除M₂电路以提供第二码片率时钟，而将除M₂电路的输出提供给除L₂电路以提供第二比特率时钟。在这个实施例中，参数L₁、L₂、N、M₁和M₂与在图10的实施例中的相同。

在另一些实施例中，可以用多个加法器或一个复合的多路服用器来提供不同的频带组合。开关1095于是可以在这些可用输出选项之间选择。由于时钟源是共同的，可以迫使两个频带内的小波与一个相位对准，使两个小波具有受控的正交关系。

图11示出了按照本发明的一个优选实施例设计的小波码产生器通路的另一个实施例。如图11所示，一个常规的小波码产生器通路可以通过添加T触发器(T-flip-flop)1110、D触发器1120和白化混合器1130来提供一个替代的小波编码器。

在这个实施例中，T触发器1110和D触发器1120串联配置。由于数据是随机、不相关和零均值的，因此在它正馈入白化混合器1130(位于调制器1070、1075与带通滤波器1080、1085之间)时，白化混合器1130将使在普通的编码器内留下的任何寄生音调白化。例如，如果第一或第二小波中心频率时钟通过调制器1070、1075泄漏入数据流，白化混合器就可以消除这种泄漏。

此外，另一些实施例可以采用各种方法来提高UWB传输的数据率。一些实施例可以将每个符号映射为多个比特(即，P可以大于1)，对于P大的值这可能需要用QPSK波形调制。其他一些实施例可以用较短的码字长度，这可能需要前向纠错。

工作频谱模式

图5所示电路提供了低频带模式、高频带模式和双频带模式三种工作频谱模式：在低频带模式，设备只用低频带610进行工作；在高频带模式，设备只用高频带710进行工作；而在双频带模式，设备用低频带610和高频带710进行工作。

如果使用低频带模式，设备局限于较低的数据率，但是享用比高频带模式宽的范围。这是因为在其他一切都不变时数据率与范围之间的固有关系的缘故。类似，如果使用高频带模式，可以获得较高的数据率，但是具有比低频带模式窄的范围。而如果使用双频带，可以获得比低频带或高频带模式都高的数据率，但是设备将被限制在高频带的范围。

使用只是低频带模式或只是高频带模式也提供允许邻接的网络从事频分多路复用。这可用来代替基于利用不同码字的码分多路复用体制或与码分多路复用体制一起使用。

图9为示出按照本发明的一个优选实施例设计的使用频分多路复用和码分多路复用的多网络结构的示意图。如图9所示，多个无线网络620A、620B、620C、620D、630A、630B和630C组建成相互邻接，示为一系列近旁的房间610。在这个实施例中，有两个频带(高频带和低频带)和四个码字集供选择。因此，有八个不同的频带代码组合可以使用。

增添了在两个频带之间改变的能力使得一个网络避免网络间干扰可用的选项数加倍。如果使用两个以上频带，这种灵活性就可以进一步增大。

使用双频带模式还可以提供某些独特的优点。例如，使用双频带模式可以进行真正的双工通信。用一个适当的双工器，一个收发机可以在一个频带(高频带或低频带)上发射，而另一个收发机在另一个频带上发射。

此外，在另一些实施例中可以使用前向纠错(FEC)。FEC将增加复杂性，但是提高了数据率。因此，这些实施例可以折衷考虑实现所希望的FEC程度所得到的性能的改善和引起的成本/复杂性的增加。

重要的是应注意到在图2和5所示的电路内每个频带的中心频率和带宽在另一些实施例中可以是不同的。这为这些电路设计提供了适合诸如可用频谱指配改变之类的环境改变的极大灵活性。可以通过改变每个频带的基准频率时钟和带通滤波器来改变这些电路的响应。

如果可用的频谱分配减少，图2和5的电路可以很容易修改成避免任何新禁用的频率。例如，如果频谱保护的范围为4.9-5.0GHz，图5的电路可以修改成使得低频带610可以避免这些频率。

类似，如果可用的频谱分配增多，图2和5的电路可以很容易修改成利用任何新的可用频率。

此外，虽然在这里只是揭示了单频带和双频带的实施例，但使用更多频带的多频带模式也是可行的。为了使用附加的频带，另一些实施例可以增添一些图2这种电路，调整电路的各个参数，以获得所希望的频率响应。在这些实施例中，单个基准频率产生器可以供所有频带使用。

然而，尽管为简单起见所揭示的所有优选实施例都使用单个基准频率产生器，但另一些实施例可以使用多个频率产生器。

本说明意图阐明怎样构成和使用按照本发明设计的各种实施例，而不是限制本发明正式所要求保护的中肯范围和精神。以上说明并不是穷举性的或要将本发明限制在拘泥于所揭示的形式。根据上述精神，许多修改或变动都是可行的。所以选择和说明这些实施例是为了提供对本发明及其实际应用的原则的最佳例示，使一般熟悉该技术领域的人员可以将本发明用于各种实施例和作出不同修改以适合所预期的具体用途。所有这样的修改和变动都在如所给出的、在本申请专利待审期间可能修订的本发明的专利保护范围及其所有等效范围之内。

Claims

1.一种产生多频带超宽带宽信号的方法，所述方法包括下列步骤：

提供一个具有第一基准频率的第一基准信号；

提供一个具有与第一基准频率不同的第二基准频率的第二基准信号；

通过将第一基准信号乘以第一码片率乘法因子产生一个第一码片率时钟；

通过将第一基准信号除以第一比特率除法因子产生一个第一比特率时钟；

通过将第一基准信号乘以第一中心频率乘法因子产生一个第一中心频率时钟；

通过将第二基准信号乘以第二码片率乘法因子产生一个第二码片率时钟；

通过将第二基准信号除以第二比特率除法因子产生一个第二比特率时钟；

通过将第二基准信号乘以第二中心频率乘法因子产生一个第二中心频率时钟；

产生第一码字，其中第一码字的定时由第一码片率时钟控制；

提供第一数据比特流，其中第一数据比特流的定时由第一码片率时钟控制；

通过混合第一码字、第一数据比特流和第一中心频率时钟，产生一个第一超宽带宽信号；

产生第二码字，其中第二码字的定时由第二码片率时钟控制；

提供第二数据比特流，其中第二数据比特流的定时由第二码片率时钟控制；以及

通过混合第二码字、第二数据比特流和第二中心频率时钟，产生一个第二超宽带宽信号。

2.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第一基准信号具有与第一超宽带宽信号的中心频带相应的所述第一基准频率。

3.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第二基准信号设定第二超宽带宽信号的中心频率。

4.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第一基准频率为在300MHz到9.2GHz之间的一个频率。

5.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，所述方法还包括下列步骤：

提供分别具有第三至第N基准频率的第三至第N基准信号；以及

通过将第三至第N基准信号分别乘以第三至第N码片率乘法因子产生第三至第N码片率时钟；

通过将第三至第N基准信号分别除以第三至第N比特率除法因子产生第三至第N比特率时钟；

通过将第三至第N基准信号分别乘以第三至第N中心频率乘法因子产生第三至第N中心频率时钟；

产生第三至第N码字，其中第三至第N码字的定时分别由第三至第N码片率时钟控制；

提供第三至第N数据比特流，其中第三至第N数据比特流的定时分别由第三至第N码片率时钟控制；

分别通过混合第三至第N码字、第三至第N数据比特流和第三至第N中心频率时钟产生第三至第N超宽带宽信号，

其中所有第三至第N基准频率相互各不相同，以及

其中N为一个大于3的整数。

6.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第二基准信号是从第一基准信号得出的。

7.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第一和第二基准信号都是从一个第三基准信号得出的。

8.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第一基准信号被N乘，以得出第二基准信号，N为大于1的整数或分子为1分母为大于1的整数的分数。

9.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第一超宽带宽信号和第二超宽带宽信号是用相同码字编码的。

10.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，其中所述第一超宽带宽信号和第二超宽带宽信号是用不同码字编码的。

11.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，所述方法在一个集成电路内执行。

12.一种如在权利要求1中所述的产生多频带超宽带宽信号的方法，所述方法在一个超宽带收发机内执行。

13.一种发送超宽带宽信号的设备，所述设备包括：

一个基准频率产生器，配置成从包括具有第一基准频率的第一基准信号和具有与所述第一基准频率不同的第二基准频率的第二基准信号的基准信号组产生选择的基准信号；

一个码片率时钟产生器，配置成将所选择的基准信号乘以码片率乘法因子以产生码片率时钟；

一个比特率时钟产生器，配置成将所选择的基准信号除以比特率除法因子以产生比特率时钟；

一个中心频率时钟产生器，配置成将所选择的基准信号乘以中心频率乘法因子以产生中心频率时钟；

一个码字产生器，配置成产生一个码字，该码字的定时由所述码片率时钟控制；

一个比特源，配置成提供一个比特流，该比特流的定时由所述比特率时钟控制；

编码器，配置成将所述比特流编码成码字；

一个混合电路，配置成混合该码字、所述中心频率时钟，以产生一个超宽带宽信号；以及

一个天线，配置成发射该超宽带宽信号。

14.一种如在权利要求13中所述的发送超宽带宽信号的设备，其中所述第二基准信号是从第一基准信号得出的。

15.一种如在权利要求13中所述的发送超宽带宽信号的设备，其中所述第一基准信号被N除，以得出第二基准信号，N为一个大于1的整数。

16.一种如在权利要求13中所述的发送超宽带宽信号的设备，其中所选择的基准信号设定所述超宽带宽信号的一个中心频率。

17.一种如在权利要求13中所述的发送超宽带宽信号的设备，其中所述第一基准频率在300MHz到9.2GHz之间。

18.一种产生超宽带宽信号的方法，所述方法包括下列步骤：

提供一个具有第一基准频率的第一基准信号；

提供第二数据比特流，其中第二数据比特流的定时由第二码片率时钟控制；

有选择地通过混合第一码字、第一数据比特流和第一中心频率时钟产生第一超宽带宽信号，或者通过混合第二码字、第二数据比特流和第二中心频率时钟产生第二超宽带宽信号，或者产生第一超宽带宽信号和第二超宽带宽信号这二者。