CN1770622A - 放大器 - Google Patents

Abstract

提供一种放大器，用于组合多个放大电路的输出以产生放大器输出。放大器包括：第一放大电路，用于操作AB类的第一放大装置，其中，所述第一放大电路是所述多个放大电路当中的一个；第二放大电路，用于操作B类或C类的第二放大装置，其中，所述第二放大电路是所述多个放大电路当中的一个；求和结点，在该求和结点处，所述第一放大电路的输出经由包含电长度不为λ/4的传输线的第一阻抗变换器与所述第二放大电路的输出组合。所述第二放大装置经由输出匹配电路以及包含传输线的第二阻抗变换器连接到所述求和结点。

Description

放大器

技术领域

本发明涉及放大器；并且更特别地，涉及改进的多赫蒂(Doherty)放大器，尤其当使用在传统的多赫蒂放大器中难于进行阻抗匹配的放大装置等等时，改进的多赫蒂放大器能够增强其性能，或者能够增强其功率效率。

背景技术

传统地，当例如CDMA信号或者多载波信号这样的功率放大无线电频率信号被放大时，向普通的放大器增加失真补偿单元，使得普通放大器的工作范围可以扩展到包括饱和区，以实现低功率消耗。尽管存在例如前反馈失真补偿或者预失真补偿这样的失真补偿方法，这些方法具有对实现所述低功率消耗的限制。因此，多赫蒂放大器近来作为候选的高效率放大器而引起注意。

图1显示了传统的多赫蒂放大器的结构图。输入到输入端1的信号被分配器2分开。所述分开的信号的其中之一被输入到载波放大电路4中。载波放大电路4包括用于实现放大装置42的输入侧的阻抗匹配的输入匹配电路41、包含例如一个或多个晶体管的放大装置42、以及用于实现放大装置42的输出侧的阻抗匹配的输出匹配电路43。λ/4变换器61连接到载波放大器4的输出端，以变换其输出阻抗。

另一个分开的信号在其相位被相位变换器3延迟90°之后被输入到峰值放大电路5。类似于载波放大电路4，峰值放大电路5包括输入匹配电路51、包含有例如一个或多个晶体管的放大装置52、以及输出匹配电路53。

λ/4变换器61的输出信号和峰值放大电路5的输出信号在求和结点62结合。结合的信号被λ/4变换器7变换，使得放大器的输出阻抗与输出负载9(即Z₀)匹配。λ/4变换器61和求和结点62的结合被称为多赫蒂组合器6。λ/4变换器7的输出经由放大器输出端8被应用到输出负载9。

载波放大电路4以及峰值放大电路5的区别在于：放大装置42按照AB类偏置，然而放大装置52按照B类或C类偏置。因此，放大装置42单独工作，直到放大器的输入电平达到开始饱和并且放大装置52开始工作的区域。即，当放大装置42的线性开始快速恶化时，放大装置52开始工作，以便放大装置52的输出信号被施加到负载，以和放大装置42一起驱动它。此时，尽管输出匹配电路43的负载线如稍后将描述的从高阻抗转为低阻抗，因为放大装置42在饱和区中，所以放大装置42的效率较高。

当从输入端1到放大器的输入电平进一步增大时，放大装置52也开始饱和。然而，即使在此时，放大器也保持高效率，因为放大装置42和52都饱和。

图2描述图1中显示的多赫蒂放大器的集电极效率或者漏极效率的理论预测值。所述集电极效率被定义为由放大晶体管的集电极输出的无线电频率输出功率除以从电源施加到集电极的DC电压与该电源提供的DC电流的乘积。同样，所述漏极效率被定义为由放大晶体管的漏极输出的无线电频率输出功率除以从电源施加到该漏极的DC电压与该电源提供的DC电流的乘积。

图2的水平轴表示放大器补偿，即，当压缩点被设置为0dB时该压缩点和放大器的输入电平之间的dB比值，其中所述压缩点被定义为放大装置42和52都达到饱和的最小输入电平。

在图2中，虚线表示传统的B类放大器的效率，以及实线表示图1中显示的多赫蒂放大器的效率。

当放大器的输入电平在范围A中时，载波放大电路基本上单独工作。当放大器补偿达到大约6dB时，载波放大电路电路4开始达到饱和，以及多赫蒂放大器的效率达到大约传统B类放大器的最大效率。此时，载波放大电路4的输出功率大约为Po/4，其中Po是所述多赫蒂放大器的最大输出功率。

在所述放大器补偿为0dB到6dB之间的范围B中，随着多赫蒂放大器的输入电平的增大，载波放大电路4的输出功率从大约0.25Po增加到0.5Po，以及峰值放大电路5的输出功率从0Po增大到0.5Po。此外，在范围B中，载波放大电路4的输出功率和峰值放大电路5的输出功率之和以与范围A相同的比例常数，与多赫蒂放大器的输入功率成比例。当峰值放大电路5开始工作时，多赫蒂放大器的效率暂时降低一点。然而，多赫蒂放大器的效率开始再次增大，以便在峰值放大电路5开始达到饱和的压缩点达到其峰值。在压缩点，载波放大电路4的输出功率基本上等于峰值放大电路5的输出功率。

通常，CDMA信号和多载波信号具有高峰值系数，即，峰值功率和平均功率的比值。然而，传统的放大器在压缩点之下具有操作点，以便对应于范围从7dB到12dB的峰值系数。

以下，参考图1，将描述多赫蒂放大器中的组件以及他们的阻抗。由于所述输出负载Zo的阻抗为常数，其被设定为参考值。如果我们将从结点62看到的λ/4变换器7的输入阻抗定义为Z₇，以及将λ/4变换器7的特性阻抗定义为Z₂，则以下等式成立：

$Z_7=\frac{{Z_2}^2}{Z_o}$ 等式1

因此，从输出匹配电路43看到的λ/4变换器61的输入阻抗Z₄可以如下获得。在范围A中，由于输出匹配电路53的输出阻抗实际为无穷大，Z₄和Z₅可以由以下等式获得：

$Z_4=\frac{{Z_1}^2}{Z_7}=\frac{{Z_1}^2}{({Z_2}^2/Z_o)}=Z_o\frac{{Z_1}^2}{{Z_2}^2}$ (在范围A中)等式2

Z₅＝∞                (在范围A中)等式3

其中Z₁是λ/4变换器61的特性阻抗。

然而，在其中输入电平高于压缩点的范围C中，Z₇可以被认为是平行的一对从结点62看到的λ/4变换器61的输出阻抗和输出匹配电路53的输出阻抗，其中所述输出阻抗相等。因此，在范围C中，Z₄和Z₅可以获得为：

$Z_4=\frac{{Z_1}^2}{2Z_7}=\frac{1}{2}{Z}_o\frac{{Z_1}^2}{{Z_2}^2}$ (在范围C中)等式4

Z₅＝2Z₇                (在范围C中)等式5

在范围B中，Z₄和Z₅在范围A和范围C中那些界限内变化。

以上结果可以如下解释。当在高频操作中使用多赫蒂放大器时，当输出电平相对较高时(即，在范围C中)的Z₄的值是当输出电平相对较低时(即，在范围A中)的Z₄的值的一半。例如，如果Z₇＝25Ω以及Z₁＝50Ω，Z₄在100～50Ω的范围中变化。因此，放大装置42的阻抗也根据其而变化。

除上述传统的多赫蒂放大器之外，已知一种改进的多赫蒂放大器，其能够通过基于漏电流控制门偏置电压来补偿其特性失真(例如，参见日本专利公开待审申请No.2004-260232)。

此外，还已知一种改进的多赫蒂放大器，在其中，所有的放大电路都被配置为两级或多级(例如，参见日本专利公开待审申请No.2004-173231)。

此外，还已知一种改进的多赫蒂放大器，在其中，所有的谐波组分都被结合，从而被抵偿(例如，参见日本专利公开待审申请No.H6-82998)。

然而，当通过使用半导体放大装置在高频操作中使用传统的多赫蒂放大器时，因为从放大装置42看到的负载线根据输出匹配电路43的行为而变化，所以从放大装置42看到的阻抗不能容易地被调整，以使得其与基于多赫蒂理论而获得的值一致。

图3是表现负载阻抗的典型变化的史密斯圆图。Z_A、Z_B和Z_C是放大装置42的负载阻抗。这些阻抗都在2Ω到20Ω之间或更小(与Z₄相比明显小)，并且不是完全地有阻抗的。这个史密斯圆图是由在Z_A和Z_C之间任意选择的阻抗标准化的。在它们的中心位置包括Z_A的三个闭合的曲线是分别表示0.9P、0.5P以及0.25P的恒定输出功率曲线，其显示了输出功率随着阻抗匹配变得不准确而减小。正如其中所示，当放大装置42的负载阻抗为Z_A时可以获得最大输出功率P。

此外，穿过所述恒定输出功率曲线的四个点线曲线都是恒定效率曲线，分别表示效率a、b、c和d(以此顺序下降)。

输出匹配电路43将放大装置42的负载阻抗变换为Z₄，即，λ/4变换器61的输入阻抗。输出匹配电路43，如果被配置为集总组件电路，根据所述史密斯圆图上的恒定电阻圆或恒定电导系数圆来变换阻抗。尽管图3为了简单只描述了两个虚线曲线作为典型的阻抗变换路径，但是阻抗变换的实际路径是可以任意变化的。

由于随着输出电平的增大，Z₄从Z_oZ₁ ²/Z₂ ²，即Z₄(A)，减小到Z_oZ₁ ²/2Z₂ ²，即Z₄(C)，如果Z₄(C)被匹配到Z_A来获得在范围C中的最大输出功率，则Z₄(A)与Z_B匹配。然而，鉴于只要阻抗在对应于0.25Po的恒定输出功率曲线上变化，任何阻抗都将产生0.25Po的输出功率，需要注意：与Z_C匹配的情况在效率上要高于与Z_B匹配的情况。即，当放大装置42的负载阻抗随着输入电平的增大从Z_C降到Z_A时，放大装置42最有效的进行工作。

以上描述是对于只考虑输出功率和效率的情况。然而，通常不仅通过输出功率和效率来描述放大器的性能而且通过增益以及失真来描述。即使考虑这种满足特定类型放大装置42的输出功率、效率、增益和失真的特定状况的阻抗匹配，也存在一些情况，其中，随着输入电平的增大，放大装置42的负载阻抗相对于史密斯圆图的中心向外变化要优于向内变化。此外，还存在一些情况，其中，最好阻抗从具有良好特性的任意点变化到Z_A。

然而，传统的匹配电路有时难于将相对于史密斯圆图的中心向内变化的Z₄变换为相对于史密斯圆图的中心向外变化的阻抗，所以表示图3中的阻抗变换路径的两个虚线曲线可以相互交叉。因此，在传统的多赫蒂放大器中，随着阻抗在Z_B和Z_A之间变化，输出匹配电路43只可以实现这种阻抗匹配，由此增大了对提高性能的限制。

此外，在传统的多赫蒂放大器中，当串联地连接多个放大器以实现高增益公共放大器时，分配器2的分离损耗变高，并且功率效率或功率增加效率变低。

图10是传统的两级公共放大器的结构图。由前置放大器20放大的信号被分配器2以被分离的信号具有相同的效率的方式分离为两个信号，这意味着产生3dB的损耗。即，因为输入阻抗根据输入电平以复杂的方式变化，所以有效地使用分离的信号的所有电功率是不可能的。

至少，在范围A中，所有的分配到峰值放大电路5的电功率被浪费。即，分配到峰值放大电路5的电功率的大部分被反射，以及反射波通常在例如绝缘体(未示出)中被浪费，或者如果分配器2是威尔金森(Wilkinson)类型的，在假电阻(未示出)中被浪费。此外，在范围B中，分配到峰值放大电路5的电功率被部分反射。然而，因为B类或C类放大电路的输出功率逐渐地增大以及反射功率减小，当范围A的增益(即，线性)被保持时，可以在图10的结点62执行求和。

因此，我们需要考虑上述大约3dB的损耗，其将被称为“分离损耗”。

图11是描述载波放大器4、峰值放大器5以及两者的标准化的输入功率以及输出功率的图表。图11也显示在分离损耗为零的情况下作为单体的载波放大器4的假定输出功率。正如其中所示，峰值放大电路5的输出功率在6dB的放大器补偿附近快速增大，因此，在放大器补偿为6dB或更小的范围B内，载波放大电路4和峰值放大电路5一起分享所述负载。此外，我们可以看出：例如，与作为单体的载波放大电路相比，由于分离损耗，增益减小非常大。

此后，将描述在假定前置放大器20以及多赫蒂放大器10的实际规格的情况下，如何计算公共放大器的功率增加效率。放大器补偿被设定为标准值(7dB到10dB)，使得峰值放大电路5的输入功率由于反射而被浪费，以及前置放大器20被选定为传统的AB类放大器，而不是多赫蒂放大器。

多赫蒂放大器10的规格如下：

输出功率：20W

增益：9dB(包括分离损耗)

集电极效率：35％

输入功率：2.5W

前置放大器20的规格如下：

输出功率：2.5W(比20W小9dB)

输入功率：0.156W

增益：12dB(包括分离损耗)

集电极效率：20％

因此，我们获得以下结果：

多赫蒂放大器的功率消耗为20/0.35＝57.1W；

前置放大器的功率消耗为2.5/0.2＝12.5W；以及

公共放大器的功率增加效率为(20-0.156)/(57.1+12.5)＝27.5％。

正如以上可以看到的，尽管多赫蒂放大器的集电极效率增大到与35％一样高，作为公共放大器的总功率效率减小到27.5％。

此外，尽管也能够串联地连接多个多赫蒂放大器，但是多级放大器结构会引起性能失真，因为多赫蒂放大器包括相位变换器3和多赫蒂组合器6，并且其特性随着频率很大地变化。

发明内容

因此，本发明的目标是提供一种改进的多赫蒂放大器，其中通过实现适当的阻抗匹配使其性能优于传统的多赫蒂放大器。

本发明的另一个目的是提供一种改进的多赫蒂放大器，其中其增益较大，以及其功率增加效率至少基本上与传统的多赫蒂放大器的一样高。

根据本发明的一个方面，提供了一种放大器，用于组合多个放大器电路的输出，以产生放大器输出，包括：第一放大电路，用于操作AB类的第一放大装置，其中，第一放大电路是多个放大电路中之一；第二放大电路，用于操作B类或C类第二放大装置，其中，第二放大电路是多个放大电路中之一；以及求和结点，在该处，第一放大电路的输出经由第一阻抗变换器与第二放大电路的输出组合，所述第一阻抗变换器包含有电长度不为λ/4的传输线。

最好，第二放大装置经由输出匹配电路以及包含传输线的第二阻抗变换器连接到求和结点。

最好，放大器还包括分配器，用于将放大电路的输入信号分离为多于一个分离的信号；第一前置放大器，用于通过按照AB类进行操作来放大多个分离的信号之一，以将放大的信号发送到第一放大电路；以及第二前置放大器，用于通过按照AB类、B类或C类进行操作来放大多个分离的信号之一，以将放大的信号发送到第二放大电路。

根据本发明的另一方面，提供一种放大器，包括：分配器，用于将放大电路的输入信号分离为至少两个分离的信号；第一前置放大器，用于放大分离的信号之一，以及第二前置放大器，用于放大分离的信号中的另一个；载波放大电路，用于放大第一前置放大器的输出；峰值放大电路，如果第二前置放大器的输出高于阈值电平，则用于放大第二前置放大器的输出；以及多赫蒂组合器，用于将载波放大电路的输出和峰值放大电路的输出进行组合。

根据本发明的又一方面，提供一种放大器，包括：分配器，用于将放大电路的输入信号分离为两个电功率基本相同的分离信号；第一前置放大器，用于放大分离的信号之一，其中，第一放大器按照AB类偏置；第二前置放大器，用于放大所述分离的信号中的另一个，其中第二放大器按照C类偏置；载波放大电路，用于放大第一前置放大器的输出，其中载波放大电路按照AB类偏置；峰值放大电路，如果第二前置放大器的输出等于或高于阈值电平，则用于放大第二前置放大器的输出，其中峰值放大电路按照B类或C类偏置；以及多赫蒂组合器，用于将载波放大电路的输出和峰值放大电路的输出进行组合。

最好，阈值电平与低于放大器的压缩点6dB的电平相对应，第一前置放大器的失真量不同于第二前置放大器的失真量，峰值放大电路包括半导体装置，载波放大电路包括与峰值放大电路中的半导体装置的配置相同的另一个半导体装置，峰值放大电路的饱和输出电平与载波放大电路的基本相同，以及多赫蒂组合器通过利用电长度不为λ/4的传输线来实现阻抗变换。

根据本发明的又一方面，提供一种放大器，包括：分配器，用于将放大电路的输入信号分离为n个分离的信号；第一前置放大器，用于放大分离的信号的其中一个，其中第一放大器按照AB类偏置；第二至第n前置放大器，用于放大分离的信号的中的其它信号，其中第二至第n放大器按照C类偏置；载波放大电路，用于放大第一前置放大器的输出，其中载波放大电路按照AB类偏置；第二至第n峰值放大电路，如果第二至第n前置放大器的输出等于或高于阈值电平，则用于放大第二至第n前置放大器的输出，其中第二至第n峰值放大电路按照B类或C类偏置；以及多赫蒂组合器，用于将载波放大电路的输出和第二至第n峰值放大电路的输出进行相互组合。

根据本发明的又一方面，提供一种放大器，包括：分配器，用于将放大电路的输入信号分离为两个或多个分离的信号；一个或多个第一前置放大器，用于放大所述分离的信号的其中一个，其中至少一个第一放大器按照AB类偏置；一组或多组级联的第二前置放大器，用于放大其它分离的信号，其中每一组级联的第二前置放大器被配置为使得第二前置放大器中前端的一个按照C类偏置；载波放大电路，用于放大第一前置放大器的输出；一个或多个峰值放大电路，如果上述一组或多组第二前置放大器的输出高于阈值电平，则用于放大上述一组或多组级联的第二前置放大器的输出；以及多赫蒂组合器，用于将载波放大电路的输出和上述一个或多个峰值放大电路的输出进行组合。

最好，多个第一前置放大器都被串联地连接，以及第一前置放大器中的前端的一个按照C类偏置。

附图简述

通过以下结合附图给出的优选实施例的描述，本发明的上述及其它目的、特征将变得更加明显，其中：

图1显示了传统的多赫蒂放大器的结构图；

图2描述了图1中显示的多赫蒂放大器的集电极效率或漏极效率的理论预测值；

图3是表示负载阻抗的典型变化的史密斯圆图；

图4描述了根据本发明之第一实施例的放大器的结构图；

图5是描述通过使用输出匹配电路43以及阻抗变换器64进行阻抗匹配的史密斯圆图。

图6是显示在阻抗变换器的电长度为零的情况下根据本发明之第一实施例的放大器的配置图；

图7描述了根据本发明之第二实施例的放大器的结构图；

图8提供了根据本发明之第三实施例的放大器的结构图；

图9显示了根据本发明之第四实施例的放大器的结构图；

图10是传统的两级公共放大器的结构图；

图11是描述载波放大器4、峰值放大器5以及两者的输出功率的图；

图12描述了根据本发明之第五实施例的公共放大器的结构图；以及

图13描述了根据本发明之第六实施例的公共放大器的结构图。

具体实施方式

在下文中，参考附图，将描述本发明的优选实施例。

(实施例1)

图4描述了根据本发明之第一实施例的放大器的结构图。图4中显示的放大器与图1中显示的放大器的不同之处在于：λ/4变换器61被替换为安装有一个任意电力长度的传输线的阻抗变换器64，以及相位变换器3被替换为相位变换器31。除一些组件的规格可能不同之外，图4中显示的放大器的其它配置与图1中显示的放大器的相同。

输入信号被输入到输入端1。输入信号被分配器2分离，分配器2例如是3dB的耦合器或者在接线板上形成的T型分支线。相位变换器31大体上是一个传输线，其可以产生与阻抗变换器64的延迟相对应的延迟。当在节点62组合阻抗变换器64的输出信号和输出匹配电路53的输出信号时，相位变换器31使得阻抗变换器64的输出信号的相位等于输出匹配电路53的输出信号的相位。因为由阻抗变换器64引起的相位差和由载波放大电路4以及峰值放大电路5引起的相位差必须被计算，所以相位变换器31的延迟可能与阻抗变换器64的延迟不同。

载波放大电路4包括：输入匹配电路41，用于实现与放大装置42之输入侧的阻抗匹配；放大装置42，其包含，例如，一个或多个晶体管；以及输出匹配电路43，用于实现与放大装置42之输出侧的阻抗匹配。阻抗变换器64被连接到载波放大器4的输出端，以变换其的输出阻抗。用于放大信号的放大装置42按照AB类偏置。在范围A中，输出匹配电路43和阻抗变换器64一起将放大装置42的负载阻抗变换为在其中心部分包含Z_A的近似圆形的曲线上的阻抗。在范围C中，输出匹配电路43和阻抗变换器64一起将放大装置42的负载阻抗变换为Z_A。

其它分离的信号在其相位被相位变换器31延迟之后被输入到峰值放大电路5。类似于载波放大电路4，峰值放大电路5包括输入匹配电路51；包含，例如，一个或多个晶体管的放大装置52；以及输出匹配电路53。放大装置52按照B类或者C类偏置。通常，放大装置42和52都是半导体装置，例如LD-MOS(Lateral Double-diffusedMOS，横向双扩散MOS)、GaAs-FET、HEMT或者HBT。在范围A中，输出匹配电路53将放大装置52的负载阻抗变换为Z₅。在范围C中，输出匹配电路53将放大装置52的负载阻抗变换为基本上为无穷大的值。输入匹配电路41和51以及输出匹配电路43和53可以被配置为集总常数电路、分布常数电路、或者其结合体。此外，输出匹配电路43和53可以包括有杂散电容或电感。

阻抗变换器64的输出信号与输出匹配电路53的输出信号在求和结点62组合。阻抗变换器64是一个电长度1为0～λ/2或更长的传输线。在阻抗变换器64的电长度为零的情况下，它与图6中显示的理想导线相同。Z₁，即，阻抗变换器64的特性阻抗等于2Z₇＝2Z₂ ²/Z_o。

在结点62组合的信号被输入到λ/4变换器7，其将Z₇，即，从结点62看到的λ/4变换器7的输入阻抗，变换为Z_o，即输出负载阻抗。λ/4变换器7可以被配置为在接线板上形成的印刷电路，宽度与特性阻抗Z₂相对应以及长度与电长度λ/4相对应。尽管通过使用λ/4变换器可以在相对较宽的频率范围中实现阻抗匹配，但是也可以使用除λ/4变换器之外的其它设备，只要能实现阻抗匹配。

图5是描述通过使用输出匹配电路43以及阻抗变换器64进行阻抗匹配的史密斯圆图。输出匹配电路43被配置为使得当输出匹配电路43的负载阻抗Z₉等于Z₁时，其输出功率为Po(它是作为单体的载波放大器4的最大功率)。即，在范围C中，放大装置42的负载电阻和Z_A相等，其中阻抗变换器64用作一个传输线。

在范围A中，输出匹配电路53的输出阻抗基本为无穷大。因此，Z₉在l＝0或λ/2的情况下被变换为由点a表示的Z₇，以及在l＝λ/4的情况下被变换为由点b表示的Z₁ ²/Z₇。此外，如果l在0和λ/2之间的范围内变化，则Z₉沿着以Z₁为中心的圆顺时针方向变化。

由以Z₁为中心的圆表示的阻抗通过输出匹配电路43被映射到将Z_A包含在其中心位置的近似圆形的曲线上。点a、b和c分别与点a′、b′和c′相对应，其意味着通过改变1可以将阻抗变换为a′、b′和c′。因此，优选的设定l，使得c′为载波放大电路或放大器的性能最好的点。l的最优值是由，例如，反复试验来确定的。可以执行试验来观察作为单体的载波放大电路的性能。然而，更优选地，执行试验来观察整个放大器的性能。

根据实施例1，即使当最优点沿着将Z_A包在其中心位置的近似圆形的曲线变化时，只通过变化l就可以实现阻抗匹配，而不管放大装置等等的类型。

图6显示在阻抗变换器的电长度l为零的情况下，根据本发明之第一实施例的放大器的结构图。可以根据装置的状况，当最好使阻抗变换器64中的损耗为零时使用图6中显示的结构。

此外，尽管在以上描述中电长度l为0到λ/2，但是l可以长于λ/2。另外，Z₁不是必须完全地等于2Z₇，有时可以稍有不同。

(实施例2)

图7描述根据本发明之第二实施例的放大器的结构图。图7中显示的放大器与图4中显示的放大器的不同之处在于：阻抗变换器65连接在输出匹配电路53和结点62之间，以及相位变换器31被替换为相位变换器33。除一些组件的规格可能不同之外，图7中显示的放大器的其它配置都与图4中显示的放大器的相同。

当放大装置52由于其输入电平低而不工作时，阻抗变换器65将输出匹配电路53的输出阻抗Z₂₀变换为较大的值Z₂₁。由此抑制流入载波放大电路4的信号。阻抗变换器65具有例如与阻抗变换器64相同的任意长度传输线。

相位变换器33产生与阻抗变换器65的相位延迟相应的相位延迟。相位变换器33在放大电路4的相位与峰值放大电路5的相位有很大差别的情况下可以被插入到载波放大电路4中。相位变换器33调整由阻抗变换器64、载波放大电路4以及峰值放大电路5引起的相位差。

根据第一实施例，传统的输出匹配电路53的输出阻抗在输入电平小时不会变得足够大，由此引起载波放大电路4中的功率损耗。然而，根据第二实施例，通过添加阻抗变换器65可以使从结点62看到的峰值放大电路5的输出阻抗变大，因此可以抑制载波放大电路4的功率损耗。

(实施例3)

图8提供根据本发明之第三实施例的放大器的结构图，图8中显示的放大器与图4中显示的放大器的不同之处在于：其中设置有多个载波放大电路或者多个峰值放大电路，分配器2被替换为分配器21，以及λ/4变换器7被替换为阻抗变换器71。除一些组件的规格可能不同之外，图8中显示的放大器的其它配置都与图4中显示的放大器的相同。该实施例是优选的，尤其当两个放大器不能提供足够大的需要的输出功率时。

分配器21将输入到输入端1的信号分离为n个。4-1、4-2、...4-k(0＜k＜n)是对应于图4中的载波放大电路4的k个载波放大电路。5-1、5-2、...5-m是对应于图4中的峰值放大电路5的m个峰值放大电路。4-1至4-k以及5-1至5-m也能够被连接到与图7中显示的一样的阻抗变换器65或者相位变换器33。尽管图8中未示出，载波放大电路4-1至4-k以及峰值放大电路5-1至5-m的输出的相位都被调整，以便这些输出可以在求和结点以相同的相位被组合。阻抗变换器71将放大器的输出阻抗变换为Z₀。阻抗变换器71是例如λ/4变换器。

根据第三实施例，输入信号被分配器21分离为n个，其中的k个都被在从小信号输入到大信号输入的范围内工作的AB类放大器放大，其中的m个都被在大信号输入范围内工作的B类或C类放大器放大。峰值放大电路可以在相同的输入电平开始工作。然而，峰值放大电路也可能具有不同的偏置电平，以及随着输入电平的增大一个接一个开始工作。

(实施例4)

图9显示根据本发明之第四实施例的放大器的结构图。图9中显示的放大器与图8中显示的放大器的不同之处在于：前置放大器被串联地连接到载波放大电路或峰值放大电路。这个实施例可以提高功率效率。

通常，放大器使用多个放大装置，以获得足够高的增益。例如，前置放大器可以串行地连接到图4、6或7中显示的放大器。然而，因为图4、6以及7中显示的放大器包括分配器2，所以传送到峰值放大电路的电功率在图4、6以及7中显示的放大器在峰值放大电路不工作的范围C中的情况下没有被有效使用。即，尽管被前置放大器放大的信号被输入到输入端1，其中的输入功率被部分浪费，在最坏的情况下为3dB。传统的多赫蒂放大器之功率增加效率由于这个分离损耗而减小。

在图9中，44-1至44-k以及54-1至54-m都是前置放大器，其分别被连接在分配器21和放大电路4-1至4-k以及5-1至5-m之间。如果需要，这些前置放大器可以具有输入匹配电路或者输出匹配电路。这些前置放大器可以具有相同的结构，或者按照不同类型偏置。此外，这些前置放大器可以以多级方式被连接。多个前置放大器(例如，44-1到44-k)也可以联合起来作为公共放大器。

根据第四实施例，输入信号在输入信号为小电平时被分配器21分离，由此减小分离损耗以提高放大器的功率效率。这是显而易见的，尤其当例如放大装置42的增益较小时。

与传统的多赫蒂放大器相比，根据第一到第四实施例的放大器通过适当地调整阻抗匹配可以增强性能。

(实施例5)

图12描述了根据本发明之第五实施例的公共放大器的结构图。图12中显示的公共放大器与图10中显示的公共放大器的不同之处在于：两个前置放大器91和92都设置在分配器2和放大电路4和5之间。在图12中，具有与图10相同的参考数字的组件与图10中这些组件的规格相同。

10′是传统的多赫蒂放大器的靠后的部分。其中，除分配器2以及相位变换器3都不包括在其中之外，传统的多赫蒂放大器的靠后的部分与传统的多赫蒂放大器的结构相同。输入信号被分配器2分离，分配器2是例如在接线板上形成的威尔金森分配器。相位变换器3可以产生与λ/4变换器61的相对应的时间延迟或相位延迟。相位变换器3调整由阻抗变换器64、载波放大电路4以及峰值放大电路5引起的相位差。当在结点62组合λ/4变换器61的输出信号和峰值放大电路5的输出信号时，相位变换器31使得λ/4变换器61的输出信号的相位等于峰值放大电路5的输出信号的相位。因为时间差或相位差不仅可以由λ/4变换器61引起，而且可以由前置放大器91和92以及放大电路4和5引起。所以相位变换器31的时间延迟或相位延迟可能与λ/4变换器61的时间延迟或相位延迟不同。相位变换器3可以被配置使得时间延迟或相位延迟可以被有效控制。

用于接收分离的信号之一以放大所接收的信号的前置放大器91按照AB类偏置，以维持载波放大电路4的输入信号需要的足够的直线性。前置放大器91的放大器补偿被指定为例如，与载波放大电路4的基本相同或者稍大。

用于接收另一个分离的信号以放大所接收的信号的前置放大器92按照C类偏置，以维持峰值放大电路5的输入信号需要的足够的直线性。因此，前置放大器91的输出信号可能与前置放大器92的不同。

载波放大电路4接收前置放大器91的输出信号，以放大所接收的信号，并且峰值放大电路5接收前置放大器92的输出信号，以放大所接收的信号。通常，前置放大器91和92以及放大电路4和5使用的放大器装置都是半导体装置，例如LD-MOS(LateralDouble-diffused MOS，横向双扩散MOS)、GaAs-FET、HEMT或者HBT。载波放大电路4使用的放大装置与峰值放大电路5所使用的放大装置可以具有基本上相同的配置。

λ/4变换器61包含用于实现阻抗匹配的传输线。代替λ/4变换器61，由传输线以类似于图4的方式制成的阻抗变换器可以被用于实现阻抗匹配，其中所述传输线具有0～λ/2或更长的电长度l，以及其中的特性阻抗为Z₁＝2Z₂ ²/Zo。

λ/4变换器61的输出信号和峰值放大电路5的输出信号在求和结点62被组合，在结点62组合的信号被输入到λ/4变换器7，λ/4变换器7将Z₇，即，从结点62看到的λ/4变换器7的输入阻抗，变换为Z₀，即，输出负载阻抗。λ/4变换器7可以被配置为在接线板上形成的印刷电路，宽度与特性阻抗Z₂相对应以及长度与电长度λ/4相对应。尽管通过使用λ/4变换器可以在整个相对较宽的频率范围中实现阻抗匹配，但是也可以使用除λ/4变换器之外的其它装置，只要能实现阻抗匹配。

此后，将估计图12中显示的公共放大器的功率增加效率。其中每个组件的特性被假定为与图10中相对应的组件相同，以及只要输入电平是常数，公共放大器的输出电平就被假定为常数。前置放大器91和92分别配置为按照AB类以及C类偏置。前置放大器91的配置与前置放大器92的配置相同。前置放大器91和92的效率以及增益都与图10中放大器20的相同，但是前置放大器91和92的输出电平低于前置放大器20的输出电平。图3中显示的公共放大器的输入电平和输出电平都被设定为与图5中显示的公共放大器的输入电平和输出电平相同。

多赫蒂放大器的靠后的部分10′的规格如下：

输出功率：20W

增益：12dB(由于缺少分配器而增大3dB)

集电极效率：35％

前置放大器91的规格如下：

输出功率：1.25W

输入功率：0.078W

扩大率：12dB

集电极效率：20％

前置放大器92在7到10dB的补偿时不执行放大。放大器91的阻抗与载波放大电路4的阻抗完全地匹配，因此其间的功率损耗可以忽略。显然，当放大器在范围A中时，峰值放大电路5中浪费的电功率从1.25W降低到0.078W。

因此，我们获得以下结果：

多赫蒂放大器的功率消耗为20/0.35＝57.1W；

前置放大器的功率消耗为1.25/0.2＝6.25W；以及

公共放大器的功率增加效率为(20-0.156)/(57.1+6.25)＝31.3％。

正如以上可以看到的，与图10中显示的传统的公共放大器相比，根据第五实施例的公共放大器的功率效率增大2.8％。

载波放大电路4的饱和输出与峰值放大电路5的可以相同或者不同。此外，尽管上述公共放大器具有两级结构，但是根据本实施例的公共放大器可以具有n级(n＞2)结构，所以在维持效率的同时可以提高增益。在这种情况下，对于峰值放大的前置放大器，尽管所有都可以按照C类偏置，但是也可以只有前端上的一个按照C类偏置。

此外，根据这个实施例的公共放大器可以包括一控制电路，用于控制峰值放大电路4以及峰值放大电路5的增益或相位，以便适当地在载波放大电路4和峰值放大电路5之间分布负载阻抗的影响，或者优化多赫蒂放大器性能。在这种情况下，更优选地，控制电路被安装在一串前置放大器当中靠前级的前置放大器中。以这种方式，可以提高多赫蒂放大器的性能，同时抑制控制电路中的功率损耗。控制电路可以使用例如，PIN二极管或可变电容二极管电力控制增益或相位。

图13描述了根据本发明之第六实施例的公共放大器的结构图。第六实施例之公共放大器与第五实施例之公共放大器的区别在于：其配置使得三个放大电路的输出都被组合输出。在图13中，与图12具有相同参考数字的组件具有与图12中的这些组件相同的规格。

分配器21将输入信号分离为三个分离的信号，所分离的信号其中一个被输入到前置放大器91、另一个分离信号被输入到相位变换器3，以及其它分离的信号被输入到另一个相位变换器34。当在结点63组合λ/4变换器61的输出信号和峰值放大电路5的输出信号时，相位变换器3使得λ/4变换器61的输出信号之相位等于峰值放大电路5的输出信号之相位。当在结点66组合阻抗变换器64的输出信号和另一个峰值放大电路55的输出信号时，相位变换器34使得阻抗变换器64的输出信号之相位等于峰值放大电路55的输出信号之相位。

参考数字91、92以及93表示前置放大器。输入到前置放大器91、92以及93的分离信号分别被放大电路4、5以及55放大。载波放大电路4的输出信号经由λ/4变换器61在结点63与峰值放大电路5的输出信号组合。此后，这个组合的信号经由阻抗变换器64在结点66与峰值放大器55的输出信号组合。阻抗变换器71将放大器的输出阻抗变换为Z₀。

尽管附图中未示出，如果将第六实施例与假定的配置比较，通过如图13所示，在各个放大电路4、5以及55之前分别插入前置放大器91到93，分离损耗的绝对值被减小以及功率增加效率被提高，所述假定的配置是：包括有三个放大电路的公共放大器在输入信号以类似于图10的方式被分离输入到峰值放大电路或驱动电路之前具有前置放大器。参考第六实施例的描述，尽管没有详细描述，但是这个结果对于本领域技术人员是显而易见的。

峰值放大电路55的结构基本上和峰值放大电路5的结构相同，除设定其工作点使其在比峰值放大电路5更高的输入电平开始工作。阻抗变换器64包含传输线，其配置类似于λ/4变换器61的配置。只要可以实现阻抗匹配，也可以用其它种类的设备代替λ/4变换器61或阻抗变换器64。

此后，将描述图13中显示的公共放大器的工作。当其中的输入电平没有高到足以使峰值放大电路55工作时，图13中显示的公共放大器中的载波放大电路4之输出信号与图12中显示的公共放大器中的基本相同。因此，在这种情况下，在图13中的结点63组合的信号与在图12中的结点62组合的信号基本相同。此外，峰值放大电路55的负载阻抗实际是无穷大。阻抗变换器64变换从结点63看到的输出阻抗，以将它的影响转移到节点66。因此，当前置放大器92和/或93不工作时，分离损耗减小。

当输入电平高到足以使峰值放大电路55饱和时，从阻抗变换器64看到的输入阻抗增大，因此从结点63看到的输出阻抗变得使得供应的功率可以被有效地传输。因此，公共放大器的输出功率几乎相等地分配到放大电路4、5以及55。

通过象图12的公共放大器中的载波放大电路4那样操作图13的公共放大器中的放大电路4和5的组合体，可以容易地理解图13中的公共放大器在输入电平使得峰值放大电路55开始工作的行为。

尽管多赫蒂放大器由根据本发明第六实施例的λ/4变换器61、阻抗变换器64以及结点63和66构成，其中也可以使用其它配置，例如，仅包含单个结点的配置。此外，被多赫蒂组合器组合的分离信号的个数可以大于3。另外，也可以将多个前置放大器组合成单独的一个，以及让分离的信号共享它。正如以上所述，通过在放大电路4、5以及55之前分别插入前置放大器91到93，当峰值放大电路5以及55不工作时，分离损耗的绝对值减小，使得提高了功率增加效率。

根据第五和第六实施例的多级放大器，当输入电平较低以抑制分离损耗时，通过分离输入信号，可以使放大器的功率效率接近于多赫蒂放大器的集电极效率。

在说明中使用的术语“A类”、“AB-类”、“B类”以及“C类”应该解释为仅仅定义基于无效电流的偏置条件，并且与基于输出匹配电路之配置的操作类别(例如F类)兼容。

本发明可以由任何装置、任何电路或者任何设备实现。多个电路可以被用于实现单一的功能，以及单个电路可以实现多个功能。此外，本发明之优选实施例的功能或结构不应该被解释为本发明的本质。

虽然已经参考所述优选实施例对本发明进行了展示和描述，本领域技术人员将会理解到，在不脱离如下列权利要求中所定义的本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种变化和改进。

Claims (9)

1、一种放大器，用于组合多个放大电路的输出以产生放大器输出，所述放大器包括：

第一放大电路，用于操作AB类的第一放大装置，其中，所述第一放大电路是所述多个放大电路中之一；

第二放大电路，用于操作B类或C类的第二放大装置，其中，所述第二放大电路是所述多个放大电路中之一；以及

求和结点，在该求和结点，所述第一放大电路的输出经由包含电长度不为λ/4的传输线的第一阻抗变换器与所述第二放大电路的输出组合。

2、如权利要求1所述的放大器，其中，所述第二放大装置经由输出匹配电路以及包含传输线的第二阻抗变换器连接到所述求和结点。

3、如权利要求2所述的放大器，还包括：

分配器，用于将所述放大电路的输入信号分离为多于一个分离的信号；

第一前置放大器，用于通过按照AB类进行工作来放大所述分离的信号中之一，以将放大的信号发送到所述第一放大电路；以及

第二前置放大器，用于通过按照AB类、B类或者C类进行工作来放大所述分离的信号中的另一个，以将放大的信号发送到所述第二放大电路。

4、一种放大器，包括：

分配器，用于将放大电路的输入信号分离为至少两个分离的信号；

第一前置放大器，用于放大所述分离的信号中之一，以及第二前置放大器，用于放大所述分离的信号中的另一个；

载波放大电路，用于放大所述第一前置放大器的输出；

峰值放大电路，用于如果所述第二前置放大器的输出高于阈值电平，则放大所述第二前置放大器的输出；以及

多赫蒂组合器，用于将所述载波放大电路的输出与所述峰值放大电路的输出进行组合。

5、一种放大器，包括：

分配器，用于将放大电路的输入信号分离为两个电功率基本相同的分离的信号；

第一前置放大器，用于放大所述分离的信号中之一，其中，所述第一前置放大器按照AB类偏置；

第二前置放大器，用于放大所述分离的信号中的另一个，其中，所述第二前置放大器按照C类偏置；

载波放大电路，用于放大所述第一前置放大器的输出，其中，所述载波放大电路按照AB类偏置；

峰值放大电路，用于如果所述第二前置放大器的输出等于或高于阈值电平，则放大所述第二前置放大器的输出，其中所述峰值放大电路按照B类或者C类偏置；以及

多赫蒂组合器，用于将所述载波放大电路的输出与所述峰值放大电路的输出进行组合。

6、如权利要求5所述的放大器，其中，所述阈值电平对应于比该放大器的压缩点低6dB的电平，所述第一前置放大器的失真量不同于所述第二前置放大器的失真量，所述峰值放大电路包括半导体装置，所述载波放大电路包括另一个半导体装置，该另一个半导体装置与所述峰值放大电路中的所述半导体装置具有相同的结构，所述峰值放大电路的饱和输出电平基本上与所述载波放大电路的饱和输出电平相同，以及所述多赫蒂组合器通过使用电长度不为λ/4的传输线实现阻抗变换。

7、一种放大器，包括：

分配器，用于将放大电路的输入信号分离为n个分离的信号；

第一前置放大器，用于放大所述分离的信号中之一，其中，所述第一前置放大器按照AB类偏置；

第二至第n前置放大器，用于放大所述分离的信号中的其它信号，其中，所述第二至第n前置放大器按照C类偏置；

载波放大电路，用于放大所述第一前置放大器的输出，其中，所述载波放大电路按照AB类偏置；

第二至第n峰值放大电路，用于如果所述第二至第n前置放大器的输出等于或高于阈值电平，则放大所述第二至第n前置放大器的输出，其中所述第二至第n峰值放大电路按照B类或者C类偏置；以及

多赫蒂组合器，用于将所述载波放大电路的输出与所述第二至第n峰值放大电路的输出相互进行组合。

8、一种放大器，包括：

分配器，用于将放大电路的输入信号分离为两个或者多个分离的信号；

一个或者多个第一前置放大器，用于放大所述分离的信号中之一，其中，至少一个所述第一前置放大器按照AB类偏置；

一组或者多组级联的第二前置放大器，用于放大其它分离的信号，其中，配置所述级联的第二前置放大器的每一组，使得所述第二前置放大器的前端的一个按照C类偏置；

载波放大电路，用于放大所述第一前置放大器的输出；

一个或者多个峰值放大电路，用于如果所述一组或者多组第二前置放大器的输出高于阈值电平，则放大所述一组或者多组级联的第二前置放大器的输出；以及

多赫蒂组合器，用于将所述载波放大电路的输出与所述一个或者多个峰值放大电路的输出进行组合。

9、如权利要求8所述的放大器，其中，所述第一前置放大器被串联，以及所述第一前置放大器的前端的一个按照C类偏置。

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