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CN1765029A - 高频开关模块及其控制方法 - Google Patents

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CN1765029A
CN1765029A CN200580000046.2A CN200580000046A CN1765029A CN 1765029 A CN1765029 A CN 1765029A CN 200580000046 A CN200580000046 A CN 200580000046A CN 1765029 A CN1765029 A CN 1765029A
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Abstract

本发明涉及一种控制高频开关模块的控制方法，该高频开关模块具有：由将入射到天线中的信号分频为第1发送接收系统的接收信号与第2及第3发送接收系统的接收信号的第1及第2滤波器电路(F1、F2)所构成的分频电路；设置在第1滤波器电路(F1)的后段，通过控制电路(VC1)所供给的电压来切换第1发送接收系统的发送电路(TX1)与接收电路(RX1)的第1开关电路(SW1)；及设置在第2滤波器电路(F2)的后段，通过控制电路(VC2、VC3)所供给的电压来切换第2和第3发送接收系统的发送电路(TX2)和第2发送接收系统的接收电路(RX2)与第3发送接收系统的接收电路(RX3)的第2开关电路(SW2)，在通过从上述控制电路(VC1)将正电压输入给上述第1开关电路(SW1)，将上述第1发送接收系统的发送电路(TX1)与天线相连接的同时，从上述控制电路(VC3)输入正电压。

Description

高频开关模块及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种能够在多个不同的通信系统中使用的无线通信器(移动电话机等)中所使用的高频复合部件，特别是处理3个以上通信系统的无线通信器中所使用的高频开关模块。
背景技术
移动无线通信系统中，具有使用例如主要盛行于欧洲的EGSM(Extended Global System for Mobile Communications)方式以及DCS(Digital Cellular System)方式、盛行于美国的PCS(PersonalCommunication Service)方式以及日本所采用的PDC(Personal DigitalCellular)方式等时分多址连接(TDMA)的各种各样的系统。伴随着最近的移动电话的急剧普及，特别是发达国家的主要大都市中，分配给各个系统的频带中无法满系统的用户，产生了连接困难，或通话中连接中断等问题。因此，为了让用户能够利用多个系统，实质上增加可使用的频率，进一步有人提出扩展服务区域、有效利用各个系统的通信资源的提案。
作为与多个通信系统相对应的小型轻量的高频电路部件，有人提出了对应于EGSM、DCS以及PCS这3个系统的移动通信器中所使用的3频段的对应高频开关模块(WO00/55983号)的提案。图5为WO00/55983号3频段对应高频开关模块的方框图，图6为其等价电路图(为了方便起见而变更了控制端子符号)。该高频开关模块切换3个发送接收系统，由(a)将入射到通信ANT中的信号分频为第1发送接收系统的接收信号与第2、第3发送接收系统的接收信号的第1与第2滤波器电路F1、F2所构成的分频电路(双工器)、及(b)设置在第1滤波器电路F1的后段，通过控制电路VC1所供给的电压来切换第1发送接收系统的发送电路TX1与接收电路RX1的第1开关电路SW1、及(c)设置在第2滤波器电路F2的后段，通过控制电路VC2、VC3所供给的电压，来切换第2、第3发送接收系统的发送电路TX2与第2发送接收系统的接收电路RX2以及第3发送接收系统的接收电路RX3的第2开关电路SW2所构成。该文献中所例示的是第1通信系统为EGSM(发送频率：880～915MHz，接收频率：925～960MHz)，第2通信系统为DCS(发送频率：1710～1785MHz，接收频率：1805～1880MHz)，第3通信系统为PCS(发送频率：1850～1910MHz，接收频率：1930～1990MHz)的情况。下面对第1～第3控制电路与二极管开关的动作进行说明。
(A)DCS/PCS TX模式
在第2及第3发送电路TX2与第2滤波器电路F2相连接的情况下，从控制电路VC2输出正电压，从控制电路VC3输出0电压。控制电路VC2所输出的正电压，被电容器CP2、CP3、CP4、CP5、CP6以及CF4将其直流成分截止，加载给包含有二极管DP1、DP2的电路，二极管DP1、DP2变为ON状态。二极管DP1变为ON状态之后，第2以及第3发送电路TX2与输入输出端子IP2之间的阻抗降低。通过已经变为ON状态的二极管DP2与电容器CP6将传输线路LP2高频接地，通过这样进行共振，从输入输出端子IP2侧看输出端子IP3的阻抗非常变得非常大。另外，通过让二极管DD2变为OFF状态，输出端子IP3与第3接收电路RX3之间的阻抗增大。结果是，来自第2以及第3发送电路TX2的发送信号不会泄漏到第2接收电路RX2以及第3接收电路RX3中，而传输给第2滤波器电路F2。
(B)DCS RX模式
在第2接收电路RX2与第2滤波器电路F2相连接的情况下，来自控制电路VC2、VC3的电压为0。二极管DP1、DP2、DD1以及DD2变为OFF状态。通过让二极管DP1变为OFF状态，输出端子IP2与第2、第3发送电路TX2之间的阻抗增大。另外通过让二极管DD2变为OFF状态，输出端子IP3与第3接收电路RX3之间的阻抗增大。这样，经传输线路LP2与传输线路LD1将输入输出端子IP2与第2接收电路RX2相连接。结果是，来自第2滤波器电路F2的接收信号不会泄漏到第2与第3发送电路TX2以及第3接收电路RX3中，而传输给第2接收电路RX2。
(C)PCS RX模式
在第3接收电路RX3与第2滤波器电路F2相连接的情况下，从控制电路VC3输出正电压，而来自控制电路VC2的电压为0。控制电路VC3所输出的正电压，被电容器CDP1、CDP2、CDP3以及CP5将其直流成分截止，加载给包含有二极管DD1、DD2的电路，二极管DD1、DD2变为ON状态。通过让二极管DD2变为ON状态，第3接收电路RX3与输出端子IP3之间的阻抗降低。通过已经变为ON状态的二极管DD1与电容器CDP2将传输线路LD1高频接地，通过这样进行共振，第2接收电路RX2在输出端子IP3侧的阻抗非常变得非常大。另外，通过让二极管DP1变为OFF状态，让输入输出端子IP2与第2以及第3发送电路TX2之间的阻抗增大。结果是，来自第2滤波器电路F2的接收信号，不会泄漏到第2以及第3发送电路TX2与第2接收电路RX2中，而传输给第3接收电路RX3。
(D)EGSM RX模式
在第1接收电路RX1与第1滤波器电路F1相连接的情况下，控制电路VC1的电压为0。二极管DG1、DG2变为OFF状态。通过变为OFF状态的二极管DG2，经传输线路LG2将输入输出端子IP1与第1接收电路RX1相连接。另外，由于二极管DG1变为OFF状态，输入输出端子IP1与第1发送电路TX1之间的阻抗增大。结果是，来自第1滤波器电路F1的接收信号不会泄漏到第1发送电路TX1中，而传输给第1接收电路RX1。
(E)EGSM TX模式
在第1发送电路TX1与第1滤波器电路F1相连接的情况下，从控制电路VC1输出正电压。正电压被电容器CG6、CG5、CG4、CG3、CG2以及CG1将其直流成分截止，加载给包含有二极管DG2、DG1的电路，二极管DG2、DG1变为ON状态。由于二极管DG1变为ON状态，第1发送电路TX1与输入输出端子IP1之间的阻抗降低。通过已经变为ON状态的二极管DG2与电容器CP6将传输线路LG2高频接地进行共振，从输入输出端子IP1侧看第1接收电路RX1的阻抗非常变得非常大。结果是，来自第1发送电路TX1的发送信号不会泄漏到第1接收电路RX1中，而传输给第1滤波器电路F1。
以上的控制逻辑总结为表1所示。通过像这样从控制电路输入电压，控制二极管开关处于ON/OFF状态，来选择第1～第3发送接收系统的任一个模式。
[表1]
  模式   VC1   VC2   VC3
  EGSM TX(发送)   High   Low   Low
  DCS/PCS TX(发送)   Low   High   Low
  EGSM RX(接收)   Low   Low   Low
  DCS RX(接收)   Low   Low   Low
  PCS RX(接收)   Low   Low   High
高频开关模块中，插入损耗在发送模式下影响到移动电话的电池的动作时间，在接收模式下影响到接收灵敏度，因此最好将其尽可能降低。至于高频产生量，为了能够在各个系统中限制不需要的功率，最好也尽可能少。特别是限制2次谐波是非常重要的。例如，希望在EGSM侧有-35dB以上，在DCS/PCS侧有-25dB以上的衰减量。为了抑制高次谐波的产生，以前就提出了各种对策，但现在为了提高小数点dB水平，而将高频开关模块的分频器电路的低频侧滤波器或发送用低通滤波器的特性最佳化。但是，这样的对策是有限度的，很难得到上述水平以上的高次谐波衰减量。
发明内容
本发明的目的在于提供一种以较高的高次谐波衰减水平控制高频开关模块的方法，以及能够实现较高的高次谐波衰减的高频开关模块。
本发明的另一个目的在于为了便于安装在移动电话中，而在1个层积体内构成，实现了小型轻量化的高频开关模块。
根据上述目的锐意研究的结果是，本发明人着眼于二极管开关的特性及其ON/OFF控制的控制逻辑，通过从双模式的开关电路的控制电路付与电压，来进行高频开关模块中的1个模式的选择，通过这样，发现了能够进行增大了高频衰减量的控制，于是得到本发明。
本发明的高频开关模块的控制方法，控制具有由将入射到天线中的信号分频为第1发送接收系统的接收信号与第2及第3发送接收系统的接收信号的第1及第2滤波器电路(F1、F2)所构成的分频电路、设置在第1滤波器电路(F1)的后段，通过控制电路(VC1)所供给的电压来切换第1发送接收系统的发送电路(TX1)与接收电路(RX1)的第1开关电路(SW1)、及设置在第2滤波器电路(F2)的后段，通过控制电路(VC2、VC3)所供给的电压来切换第2和第3发送接收系统的发送电路(TX2)和第2发送接收系统的接收电路(RX2)与第3发送接收系统的接收电路(RX3)的第2开关电路(SW2)的高频开关模块，特征在于，在通过从上述控制电路(VC1)将正电压输入给上述第1开关电路(SW1)，将上述第1发送接收系统的发送电路(TX1)与天线相连接的同时，从上述控制电路(VC3)输入正电压。
以上将正电压作为控制电压输入，但如果将上述二极管的极性反转，并将负电压作为控制电压输入，也能够进行同样的控制。因此，“输入正电压”，也包括“通过将二极管极性反转来输入负电压”的情况。
本发明的高频开关模块，具有由将入射到天线中的信号分频为第1发送接收系统的接收信号与第2及第3发送接收系统的接收信号的第1及第2滤波器电路(F1、F2)所构成的分频电路、设置在第1滤波器电路(F1)的后段，通过控制电路(VC1)所供给的电压来切换第1发送接收系统的发送电路(TX1)与接收电路(RX1)的第1开关电路(SW1)、及设置在第2滤波器电路(F2)的后段，通过控制电路(VC2、VC3)所供给的电压来切换第2和第3发送接收系统的发送电路(TX2)和第2发送接收系统的接收电路(RX2)与第3发送接收系统的接收电路(RX3)的第2开关电路(SW2)，其特征在于：
上述第1开关电路(SW1)具有：被输入第1发送接收系统的接收信号，同时输出发送信号的输入输出端子(IP1)、被输入来自第1发送接收系统的发送电路(TX1)的发送信号的连接端(P13)、将第1发送接收系统的接收信号输出给接收电路(RX1)的连接端(P16)、设置在上述输入输出端子IP1与连接端P13之间的第1二极管(DG1)、设置在连接端(P13)与地之间的第1电感元件(LG1)、设置在上述输入输出端子(IP1)与连接端(P16)之间的第2电感元件(LG2)、及设置在连接端(P16)与地之间的第2二极管(DG2)；
上述第2开关电路(SW2)具有：被输入第2及第3发送接收系统的接收信号，同时输出发送信号的输入输出端子(IP2)、被输入来自第2及第3发送接收系统的发送电路(TX2)的发送信号的连接端(P7)、输出第2及第3发送接收系统的接收信号的输出端子(IP3)、将第2发送接收系统的接收信号输出给接收电路(RX2)的连接端(P9)、将第3发送接收系统的接收信号输出给接收电路(RX3)的连接端(P10)、设置在上述输入输出端子IP2与连接端P7之间的第3二极管(DP1)、设置在连接端(P7)与地之间的第3电感元件(LP1)、设置在上述输入输出端子IP2与输出端子(IP3)之间的第4电感元件(LP2)、设置在输出端子(IP3)与地之间的第4二极管(DP2)、设置在上述输出端子(IP3)与连接端(P9)之间的第5电感元件(LD1)、设置在连接端(P9)与地之间的第5二极管(DD1)、设置在上述输出端子(IP3)与连接端(P10)之间的第6二极管(DD2)、及设置在连接端(P10)与地之间的第6电感元件(LD2)；
为了连接上述第1发送接收系统的发送电路(TX1)与输入输出端子(IP1)，使得上述第1二极管(DG1)与上述第2二极管(DG2)、上述第5二极管(DD1)、上述第6二极管(DD2)为ON状态。
本发明的高频开关模块中，最好通过调整上述第6电感元件(LD2)的常数，并调整上述第3发送接收系统的接收电路RX3侧的阻抗，来调整天线端子中的接收电路RX3的频带(相当于欲在第1发送时衰减的两倍频带)附近的阻抗。这样，例如在传输线路的情况下，可以适当调整其长度以及粗细，如果是电感器则可以调整电感值。
本发明的高频开关模块中，最好让上述分频电路由LC电路构成，上述第1及第2开关电路由开关元件构成，上述开关电路的各个发送系统具有由LC电路所构成的低通滤波器，上述分频电路的LC电路、上述低通滤波器的LC电路及上述开关电路的电感元件的至少一部分，由构成层积体的电介质层中所形成的电极图形构成，构成上述开关元件及上述LC电路的一部分的芯片元件安装在上述层积体上。作为上述开关元件，可以使用二极管、场效应晶体管等。
本发明的高频开关模块中，还具有与上述层积体一体构成的高频放大器部，上述高频放大器部至少具有半导体元件与电压供给电路与匹配电路，构成上述电压供给电路与上述匹配电路的电感元件及LC电路的至少一部分，由上述电介质层中所形成的电极图形构成，构成上述开关元件及上述LC电路的一部分的芯片元件安装在上述层积体上。
另外，上述电感元件既可以是通过电极图形所形成的传输线路或电感器，或安装在层积体上的芯片电感器。
发明效果
根据本发明的高频开关模块及其控制方法，由于通过从双模式的开关电路的控制电路输入电压，来进行1个模式的选择，因此，能够增大功率放大器所引起的高次谐波的衰减量，并且还能够抑制高频开关模块内可能产生的高次谐波。另外，如果将本发明的天线开关模块与功率放大器连接同一个天线并复合化在层积体中，就能够得到一种能够满足移动电话等无线通信器用小型轻量化要求的层积体模块。
附图说明
图1为说明本发明的高频开关模块之一例的等价电路的图。
图2(a)为说明本发明的控制逻辑中的EGSM TX模式下的2倍频衰减量的特性曲线图。
图2(b)为说明以前的控制逻辑中的EGSM TX模式下的2倍频衰减量的特性曲线图。
图3为说明功率放大器电路之一例的等价电路的图。
图4为说明构成本发明的高频开关模块的层积体之一例的印刷电路基(green sheet)板的分解图。
图5为说明对应3频段的以前的高次谐波模块的方框图。
图6为说明以前的高频开关模块之一例的电路的图。
具体实施方式
以前的高频开关模块的控制方法中，通过1个控制电路的电压控制来进行1个模式的选择，与此相对，本发明的高频开关模块的控制方法中，1个模式的选择是通过双模式(例如EGSM与DCS/PCS)的开关电路的控制电路加载电压来进行的。也即，本发明的控制方法进行双向的电压控制。参照表1，在EGSM TX发送模式下，是从第1开关电路SW1的控制电路VC1以及第2开关电路SW2的控制电路VC3加载正电压的控制逻辑。此时，构成第1开关电路SW1的二极管(DG1、DG2)与构成第2开关电路SW2的一方控制电路的二极管(DD1、DD2)变为ON状态。一般来说，变为OFF状态的二极管会引起失真并产生高次谐波，因此，通过像这样让第2开关电路的二极管也处于ON状态，能够抑制高次谐波。这是本发明的重要特征之一。
本发明的另一个特征是EGSM TX发送模式下的2倍频衰减量较大。理由之一是由于以前的控制方法与本发明的控制方法中DCS以及PCS侧的高频等价电路不同。以前的控制逻辑中，通过给第1控制电路VC1加载电压而切换成EGSM TX发送模式时，第2控制电路VC3并不进行控制。因此，形成通过传输线路LP2以及LD1，从DCS以及PCS侧的第2滤波器电路F2连接到DCS RX端子的状态。也即，从天线端子看DCS以及PCS侧，是经传输线路直接连接到DCS RX接收端子的。该状态下的DCS以及PCS侧电路中，GSM带的2倍频附近几乎不衰减。另外，本发明的控制逻辑中，在通过给第1控制电路VC1加载电压来切换到EGSM TX发送模式的同时，从第2控制电路的一方VC3输入正电压，因此，二极管(DD1、DD2)变为ON状态。因此，从DCS以及PCS侧的第2滤波器电路向前方的电路构成中，连接有传输线路LP2，其前方变为，DCS RX侧通过传输线路LD1高频短路，PCS RX侧通过传输线路LD2高频断路，一直连接到PCS RX端子的状态。也即，在从天线端子看DCS以及PCS侧的情况下，DCS RX侧变得几乎开路(高阻抗)，PCS RX侧通过传输线路LP2与传输线路LD2连接有λ/4共振电路，同时一直连接到PCS RX端子。传输线路LP2为DCS带的波长的约λ/4的长度，传输线路LD2为PCS频带的波长的约1/4的长度。DCS频带与PCS频带的波长几乎相等，是GSM频带的波长的约1/2。在该状态下，PCS侧的电路让EGSM频带的2倍频短路，因此，EGSM的2倍频附近产生衰减。
另一个理由是调整天线端子中的GSM2倍频带的阻抗。一般来说，端子间的通过特性与表现从各个端子所看到的阻抗者是等价的。本发明的情况下，从天线端子与GSM TX发送端子所看到的各个阻抗给通过特性带来了影响。因此，为了提高通过特性，通过调整端子之间的诸电路从而调整各个阻抗，能够得到所期望的特性。但是，因为天线端子与其他线路的端子连接，有时会受到其他线路的阻抗的影像。只是，如前所述，通过在电路中想办法或通过动作模式，让不需要的线路、端子被看作开路(高阻抗)，使其不给天线端子带来影响。以前的控制方法中，在EGSM TX发送模式下，从天线所看到的GSM TX(TX1)与DCS RX(RX2)侧的线路的阻抗为50Ω，DCS线路的阻抗并不小，给该模式下的发送特性带来了影响，还影响到高次谐波的产生量。但是，本发明的控制逻辑中，也从控制电路VC3加载正电压，因此，PCS RX(RX3)侧变为ON状态，代替DCS线路，PCSRX线路侧的阻抗为50Ω。也即，通过与上述相同的理由，让PCS线路的阻抗不给发送特性带来影响。此时，与DCS侧线路相比，PCS侧线路的阻抗及相位的状态更好，因此抑制了高次谐波(增大了2倍频衰减量)。
这里，可以得知为了进一步增大2倍频衰减量，调整传输线路LD2是很有效果的。PCS侧线路比DCS侧线路更容易获得阻抗匹配的理由是，如前所述，看作DCS接收线路从天线端子经传输线路之间连接到DCS RX接收端子。也即，调整机构只有线路长度与线路宽度，如果以得知λ/4长以及50Ω而进行调整为前提，则几乎没有调整范围。假设能够稍微调整线路长度与线路宽度，即使再增加电容器的元件，也会给DCS接收特性带来很大影响，有可能会导致通过损耗的增加、绝缘特性的恶化。另外，由于PCS侧线路以传输线路LD2为主进行调整，因此是适当调整并联线路而不是通过线路的长度与宽度，即使调整了从天线端子所看到的GSM2倍频带的阻抗，对PCS接收特性的影响也很小。具体的说，如果将传输线路LD2的长度调整得较长，则从天线端子所看到的GSM2倍频带的阻抗在史密斯圆图中反时针方向旋转。另外，如果将宽度调整的较细，则靠近史密斯圆图的中央。当然，如果调整方向相反，则阻抗的运动也相反。通过将它们组合起来，就能够对从天线端子所看到的GSM2倍频带的阻抗进行细调。另外，还可以不调整传输线路，但能够调整电感等。这种情况下，虽然能够调整史密斯圆图的半径方向的运动，但相位旋转方向的调整则只能够稍稍进行。因此，需要通过电容器等的组合来进行旋转调整的校准。另外，例如通过传输线路LP2的调整也能够进行旋转调整。
[1]第1实施例
图1为说明与图5相同的高频开关模块的等价电路的图。图2为说明图1的高频开关模块中的2倍频衰减量的特性曲线图。给和图6中相同的元件标注相同的符号，以不同的部分为中心进行说明。
图1中，由第1滤波器电路F1与第2滤波器电路F2所形成的分频器(双工器Dip)，由传输线路LL1～LL3、电容器CL1以及传输线路LH1、电容器CH1～CH3构成。传输线路LL2以及电容器CL1形成串联共振电路，具有在DCS带域(发送频率：1710～1785MHz，接收频率：1805～1880MHz)及PCS带域(发送频率：1850～1910MHz，接收频率：1930～1990MHz)共振的频率。本实施例中，两者的衰减极是1.8GHz。另外，传输线路LH1与电容器CH1形成串联共振电路，具有在EGSM带域(发送频率：880～915MHz，接收频率：925～960MHz)共振的频率。本实施例中，两者的衰减极是0.9GHz。通过该电路，能够将EGSM系统的信号与DCS/PCS系统的信号分频或合成起来。最好将传输线路LL1、LL3的长度设定为对于DCS/PCS系统的信号频率为高阻抗。通过这样，DCS/PCS系统的信号很难传输到EGSM系统的线路中。另外，传输线路LL3也可以省略。反之，最好将电容器CH2、CH3设为较小的电容值，使其对于EGSM系统的信号频率是高阻抗。通过这样，EGSM系统的信号很难传输到DCS/PCS系统的线路中。另外，电容器CH3兼作图6中所示的电容器CF4。
第1开关电路SW1，由电容器CG1、CG6、传输线路LG1、LG2、二极管DG1、DG2以及阻抗R1构成。传输线路LG1、LG2的长度被设定为在EGSM的发送频带中变为λ/4共振器的长度。但是，传输线路LG1可以通过在EGSM的发送频率中看作不接地(高阻抗状态)的扼流圈来代替。这种情况下，扼流圈的阻抗最好约为10～100nH。阻抗R1在控制电路VC1为High状态下，决定第1与第2二极管DG1、DG2中所流动的电流。本实施例中，阻抗R1最好为100Ω～200Ω。电容器CG1、CG6对于控制电源的DC截止是必需的。在控制电路VC1为High时，由于二极管DG2中存在连接线等的寄生电感，因此，为了将其消除而与电容器CG6串联共振。CG6的电容值可以适当设定。
第2开关电路SW2，由电容器CP5、CP6、CP9、CDP2、传输线路LP1、LP2、LD1、LD2、二极管DP1、DP2、DD1、DD2以及阻抗R2、R3构成。传输线路LP1、LP2、LD1、LD2的长度被设定为DCS/PCS信号的频带中变为λ/4共振器的长度。各个传输线路LP1、LP2可以通过分别在DCS的发送频率、PCS的发送频率中看作不接地(高阻抗状态)的扼流圈来代替。这种情况下，扼流圈的阻抗最好约为5～60nH。阻抗R2在控制电路VC2为High状态下，决定第3与第4二极管DP1、DP2中所流动的电流。本实施例中，阻抗R2最好为100Ω～200Ω。阻抗R3在控制电路VC3为High状态下，决定第5与第6二极管DD1、DD2中所流动的电流。本实施例中，阻抗R2最好为100Ω～2kΩ。电容器CP6、CP5、CDP2对于控制电源的DC截止是必需的。另外，在控制电路VC2为High时，由于二极管DP2中存在连接线等的寄生电感，因此，适当设定CP6的电容值使其与电容器CP6并联共振。
二极管DG1、DG2、DP1、DP2的消耗电流可以为约8mA，但不通大功率的接收电路的二极管DD1、DD2，最好采用1mA以下的，例如约0.8mA且低消耗功率型。
第1低通滤波器LPF1，是由传输线路LG3以及电容器CG3、CG4、CG7所构成的π型低通滤波器。传输线路LG3与CG7构成并联共振电路，其共振频率最好被设置为EGSM的发送频率的2倍或3倍的频率。本实施例中被设置为3倍值2.7GHz。通过以上的构成，能够将功率放大器所输入的EGSM侧发送信号中所包含的高次谐波失真去除。
图示的例子中，第1低通滤波器LPF1位于第1高频开关SW1的第1二极管DG1与传输线路LG1之间，但也可以设置在双工器Dip与第1高频开关SW1之间，或传输线路LG1与EGSM发送端子Tx1之间。如果第1低通滤波器LPF1的接地电容器CG3、CG4与传输线路LG1并联，则构成并联共振电路，由于传输线路LG1的线路长度可以短于λ/4，还可以减小扼流圈的阻抗。
第2低通滤波器LPF2，是由传输线路LP3以及电容器CP3、CP4、CP7所构成的π型低通滤波器。传输线路LP3与电容器CP7构成并联共振电路，其共振频率最好被设置为DCS/PCS发送频率的2倍或3倍的频率。本实施例中被设置为3倍值3.6GHz。通过以上的构成，能够将功率放大器所输入的DCS/PCS侧发送信号中所包含的高次谐波失真去除。
图示的例子中，第2低通滤波器LPF2位于第2高频开关SW2的二极管DP1与传输线路LP1之间，但与第1低通滤波器LPF1一样，也可以设置在双工器Dip与第2高频开关SW2之间，或传输线路LP1与DCS/PCS发送端子Tx2之间。
第1以及第2低通滤波器LPF1、LPF2的上述配置在电路设计上是很理想的，但并不是必须的。低通滤波器可以设置在让发送信号通过的双工器～发送端子之间。
EGSM系统还可以进一步分为GSM850(发送频率：824～849MHz，接收频率：869～894MHz)与ESGM，与4频段对应。这种情况下，发送系统可以使用共通端子，接收系统可以通过将对应于上述3频段的天线开关的EGSM接收端子部，连接用来切换GSM850与EGSM的开关来构成。另外，代替上述开关，还可以使用作为EGSM带的λ/4共振器的传输线路，即使二者间的频率分开，也能够对应4频段。这种情况下，通过本发明的控制方法也能够得到相同的效果。
通过本实施例的高频开关模块中的第1～第3控制电路VC1～VC3所进行的二极管开关的控制逻辑，在(A)DCS/PCS TX模式、(B)DCS RX模式、(C)PCS RX模式、及(D)EGSM RX模式的情况下，与表1中所示的以前的控制逻辑相同，但在(E)EGSM TX模式的情况下不同。这里，省略对(A)～(D)模式的情况的说明，下面对EGSM TX模式的情况进行详细说明。
EGSM TX模式下，在第1发送电路TX1与第1滤波器电路F1相连接的情况下，从控制电路VC1输入正电压。正电压其直流成分被电容器CG6、CG5、CG4、CG3、CG2及CG1所截止，并加载给包括二极管DG2以及DG1的电路。其结果是，二极管DG2及DG1变为ON状态。通过让二极管DG1变为ON状态，第1发送电路TX1与输入输出端子IP1之间的阻抗降低。另外，通过变为ON状态的二极管DG2以及电容器CG6，将传输线路LG2高频接地并共振，从输入输出端子IP1看第1接收电路RX1的阻抗变得非常大。其结果是，从第1发送线路TX1所发送的信号，不会泄漏到第1接收电路RX1中，而传输给第1滤波器电路F1。
在从控制电路VC1输入正电压时，从控制电路VC3输入正电压。此时，控制电路VC2的电压保持0。通过控制电路VC3所输入的正电压，让二极管DD1及DD2变为ON状态。另外，二极管DP1、DP2保持OFF状态，因此，结果变为与PCS RX模式相同的动作。但是，来自第2滤波器电路F2的接收信号这里并不传送。以上的控制逻辑归纳如表2所示。
[表2]
  模式   VC1   VC2   VC3
  EGSM TX(发送)   High   Low   High
  DCS/PCS TX(发送)   Low   High   Low(High)
  EGSM RX(接收)   Low   Low   Low
  DCS RX(接收)   Low   Low   Low
  PCS RX(接收)   Low   Low   High
在EGSN TX模式下，从控制电路VC1与VC3输入正电压，变为High状态。像这样在1个控制模式下控制两个控制电路，由于变为ON状态的二极管增加，因此，通过这样能够抑制高次谐波。也即，EGSM TX模式下，来自功率放大器(有时也称作高功率放大器)的发送信号，经双工器Dip从天线ANT发射，有时候一部分信号泄漏到第2开关电路SW2侧，让OFF状态的二极管(DP1、DP2、DD1、DD2)失真，产生高次谐波噪声。如果所有的二极管都变为ON状态，则能够消除失真，但是，另一方面又产生了从功率放大器所泄漏的高次谐波噪声通过其他线路，从天线发射出去的问题。这里，通过让构成第2开关电路SW2的二极管中消耗功率低的二极管DD1以及DD2变为ON状态，来抑制二极管的失真所引起的高次谐波噪声的产生。
另外，EGSM TX模式下，变为起动了PCS RX模式的状态，但这样的模式从阻抗调整的观点来看，是相当理想的状态。因此，高频开关模块全体的2被波衰减量增大。图2(a)中显示了使用本发明的控制逻辑的情况下的EGSM TX模式下的2倍频衰减量，图2(b)中显示了使用以前的控制逻辑的情况下的EGSM TX模式下的2倍频衰减量。特别是在2倍频带的高域，以前的控制逻辑(图2(b))的情况下的衰减量约为-40dB，与此相对，本发明的控制逻辑(图2(a))下能够得到约-50dB的衰减量。表2中，DCS/PCS TX模式下的VC3的控制逻辑中，High状态记录在括号内，这是为了提高从DCS/PCS TX端子到DCS RX端子的绝缘，而让DCS/PCSTX模式下的第2控制电路的VC3处于ON状态。这样一来，从输出端子IP3看DCS RX端子(第2接收电路RX2)的阻抗变得非常大。其结果是，从DCS/PCS TX(第2发送线路TX2)所发送的信号，不会泄漏到DCS RX端子(第2接收电路RX2)中，而传输给第2滤波器电路F2，并从天线ANT发射出去。3频段对应的天线开关电路中，由于PCS TX带域与DCS RX带域中所使用的通信带域部分重叠，因此，从DCS/PCS TX端子到DCS RX端子的绝缘非常重要。
[2]第2实施例
移动电话的小型轻量化的要求增大，多个部件的模块化也在不断发展。上述高频开关模块，可以用作切换共有1个天线的3个发送接收系统的所谓的3频段型天线开关模块，或4频段型天线开关模块。这种情况下，构成分频电路的LC电路、低通滤波器的LC电路以及构成开关电路的传输线路，可以由形成在各个电介质印刷电路基板上的电极图形构成，将具有电极图形的多个印刷电路基板层积成层积体，同时，将二极管或LC电路等开关元件安装在层积体上，作为单芯片式部件。
本实施例中，将上述高频开关模块(天线开关模块)与高功率功率放大器(高频放大器)一体模块化。消耗DC功率的大部分的高功率放大器，要求DC-RF功率变化效率(也称作功率附加效率)增高且小型化。这种情况下，由于插入损耗的降低与高次谐波衰减量的提高对于高效率化是非常重要的，因此，能够使用上述控制逻辑。
图3中显示了功率放大器的电路。例如，高频放大器的匹配电路的输出端子P0，与图1中所示的天线开关模块的EGSM TX的发送端子P1相连接，将所放大的发送信号发送给天线开关侧。输出端子P0经直流截止电容器Ca2，与传输线路ASL1的一端相连接。传输线路ASL1中连接有一端接地的电容器Ca3、Ca4，构成输出匹配电路。传输线路ASL1的另一端，与作为半导体元件的一种的场效应开关晶体管(FET)Q1的漏极D相连接。另外，FET Q1的源极接地，栅极与双极开关元件(B-Tr)Q2的集电极相连接。
传输线路ASL1的另一端与场效应开关晶体管FET Q1的漏极D之间的接点，经λ/4带状线等所构成的电感元件SL1与电容器Ca5的串联电路接地，电感器SL1与电容器Ca5之间的接点与漏极电压端子Vdd1相连接。也即，场效应开关晶体管FET Q1的栅极与双极开关元件(B-Tr)Q2的集电极之间的接点，经电容器Ca6接地，同时还与栅极电压端子Vg相连接。
双极开关元件Q2的发射极接地，基极与传输线路SL3的一端相连接。双极开关元件Q2的集电极，经带状线等所构成的电感元件SL2与电容器Ca7的串联电路接地，电感器SL2与电容器Ca7之间的接点与集电极电压端子Vc相连接。另外，电感器SL2与电容器Ca7之间的接点，还和双极开关元件Q2的基极与传输线路SL3的一端的接点相连接。传输线路SL3的另一端经电容器Ca8接地，同时还与输入端子Pin相连接。
图1及图3的等价电路中，传输线路及电感通常由带状线构成，但也可以由微带状线、共面引导线等构成。晶体管Q1为FET，晶体管Q2为B-Tr，但也可以分别为Si-MOSFET、GaAsFET、Si双极晶体管、GaAs HBT(杂质接合双极晶体管)、HEMT(高电子移动度晶体管)等其他晶体管。当然，还可以使用将多个晶体管集成化所得到的MMIC(单片微波集成电路)。本实施例中，传输线路SL3与晶体管Q2直接连接，但也可以经阻抗相连接。
图4为说明图1的天线开关模块与图3的功率放大器集成在1个层积体内的由15层所形成的层积模块中，上部的第1～第3层、中间的第7～第8层以及下部的第13～第15层电介质印刷电路基板。薄片(1)为最上层，薄片(15)为最下层(内侧)。
电介质印刷电路基板最好由能够在950℃以下进行低温烧制的LTCC材料构成。例如，以10～60质量％(Al2O3换算)的Al、25～60质量％(SiO2换算)的Si、7.5～50质量％(SrO换算)的Sr、及20质量％以下(TiO2)的Ti为主要成分，相对主成分的100质量％，包含有0.1～10质量％(Bi2O3换算)的Bi、0.1～5质量％(Na2O换算)的Na、0.1～5质量％(K2O)换算的K、0.01～5质量％(CuO换算)的Cu、及0.01～5质量％(MnO2换算)的Mn的电介质组合物。
印刷电路基板的厚度最好为40～200μm，这样较容易形成传输线路或电容器。电极图形最好通过银类浆形成。在各个印刷电路基本中形成传输线路与电容器用电极图形，适当设置过孔，构成电路。将形成有电极图形的印刷电路基板顺次层积后进行压接，例如通过950℃进行烧制，通过这样得到复合化有高频元件的层积体模块。层积体的大小为长10mm×宽8mm×高0.75mm左右，层积体的上面安装有二极管或晶体管以及芯片电感器、芯片电容器、阻抗体等芯片元件，其上被金属外壳(图中未显示)所覆盖。成品的全高例如为1.8mm。也可以代替金属外壳，使用树脂密封，这种情况下的全高例如约为1.5mm。
作为层积体内的天线开关模块部，上部层主要形成有构成分频器以及低通滤波器的传输线路LL1、LL2、LL3、LH1等电极图形，中间层主要形成有构成分频器、开关电路以及低通滤波器的电容器CL1、CH1、CG6、CDP2等的电极图形，下部层主要形成有构成开关电路的传输线路LG1、LG2、LP1、LP2、LD2、LD1等的电极图形。另外，作为高频放大器部，上部层主要形成有前段匹配电路的传输线路的电极图形，中间层主要形成有前段、后段匹配电路的电容器的电极图形，下部层主要形成有散热孔也即后段匹配电路的传输线路、电压供给线的电极图形。地电极G1、G2、G3、G4、G5及G6分别设置在第2、3、8、13、14及15层。另外，表4中并没有显示所有的地电极、传输线路及电容器。作为安装或外设在层积体中的部件，如上所述，二极管DG1～DD2、晶体管Q1～Q3、芯片电容器CG1、CP5、Ca5～Ca7、阻抗体R1～R3等。
高频放大器与天线开关模块的连接部形成在上层。为了避免互相干扰，将印刷电路基板1的传输线路ASL1(功率放大器的线路)与印刷电路基板2的传输线路ASL2(天线开关模块的缠绕线路)在不同的层上上下不重叠的设置。本实施例中，二者间隔有相位调整用高通滤波器，该LC电路由芯片电感器与芯片电容器所构成，安装在层积体上面。通过这样，即使在层积体模块制成之后，也能够进行相位调整。
如图4所示，该层积体模块中，构成功率放大器的电极图形形成在左侧区域，构成天线开关模块的电极图形形成在右侧区域，所层积的所有印刷电路基本分成两个区域。第1层的左右区域之间设有屏蔽电极列SG，在所有的印刷电路基板中设置过孔电极列HG，使其与屏蔽电极列SG在层积方向上匹配。过孔电极列HG，从屏蔽电极列SG连接到第3层的地电极G2、第8层的地电极G3、第13层的地电极G4以及最下层的地电极G6，抑制了两个高频部件之间的互相干扰，同时还抑制了上下方向的电极图形之间的互相干扰。
上述层积模块中，通过屏蔽电极列SG及/或地电极与过孔电极列HG的屏蔽效果，消除了两个高频部件之间的噪声等互相干扰，防止功率放大器的振荡等不稳定动作。另外，还能够抑制必要信号(发送信号)与不需要信号之间的寄生的产生，防止通过特性的恶化。另外，由于高频部件集成在1个层积体内，因此，层积体的占有面积，与以前的功率放大器与天线开关分别安装在基板中的情况相比，减小了约50％。因此，能够满足在安装在移动电话等通信器中时的小型轻量化的需求。
以上对照附图对本发明的实施例进行了说明，但本发明并不仅限于此，还能够在本发明的技术思想的范围内进行各种变更。例如，可以将图1中的二极管的极性反转，并加载负电压作为控制电压进行开关控制。另外，还可以将传输线路替换成芯片元件，只要能够确保特性以及安装场所。
上述实施例中，在高频放大器的半导体芯片中复合了监控输出功率的功能，但也可以通过耦合电路来检测功率。也即，天线开关模块与高频放大器之间可以具有耦合电路或绝缘电路，或在接收系统线路中插入SAW滤波器，将来自天线ANT的接收信号中不需要的频率成分去除，只将需要的成分发送给低噪声放大器，该SAW滤波器可以安装在层积模块上。
本发明除了以上之外，还可以适用于PDC800带域(810～960MHz)、GPS带域(1575.42MHz)、PHS带域(1895～1920MHz)、Bluetooth带域(2400～2484MHz)、在美国逐渐普及的CDMA2000、在中国逐渐普及的TD-SCDMA、在欧洲逐渐普及的W-CDMA等组合而成的3频段天线开关电路。
产业应用
根据本发明的高频开关模块及其控制方法，能够有效利用二极管开关的阻抗匹配特性，实现较高的高次谐波衰减水平。通过将高频开关模块的部件，或其与高频放大器的布局复合化在1个层积体内外，能够实现小型轻量化与高集成化，得到一种在移动电话等移动体通信机器中很有用的层积体模块。

Claims (5)

1.一种高频开关模块的控制方法，被控制高频开关模块具有：由将入射到天线中的信号分频为第1发送接收系统的接收信号与第2及第3发送接收系统的接收信号的第1及第2滤波器电路(F1、F2)所构成的分频电路；设置在第1滤波器电路(F1)的后段，通过控制电路(VC1)所供给的电压来切换第1发送接收系统的发送电路(TX1)与接收电路(RX1)的第1开关电路(SW1)；设置在第2滤波器电路(F2)的后段，通过控制电路(VC2、VC3)所供给的电压来切换第2和第3的发送电路(TX2)和第2发送接收系统的接收电路(RX2)与第3发送接收系统的接收电路(RX3)的第2开关电路(SW2)，该高频开关模块的控制方法特征在于：
在通过从上述控制电路(VC1)将正电压输入给上述第1开关电路(SW1)，将上述第1发送接收系统的发送电路(TX1)与天线相连接的同时，从上述控制电路(VC3)输入正电压。
2.一种高频开关模块，其具有：由将入射到天线中的信号分频为第1发送接收系统的接收信号与第2及第3发送接收系统的接收信号的第1及第2滤波器电路(F1、F2)所构成的分频电路；设置在第1滤波器电路(F1)的后段，通过控制电路(VC1)所供给的电压来切换第1发送接收系统的发送电路(TX1)与接收电路(RX1)的第1开关电路(SW1)；设置在第2滤波器电路(F2)的后段，通过控制电路(VC2、VC3)所供给的电压来切换第2和第3的发送电路(TX2)和第2发送接收系统的接收电路(RX2)与第3发送接收系统的接收电路(RX3)的第2开关电路(SW2)，其特征在于：
上述第1开关电路(SW1)具有：被输入第1发送接收系统的接收信号，同时输出发送信号的输入输出端子(IP1)、被输入来自第1发送接收系统的发送电路(TX1)的发送信号的连接端(P13)、将第1发送接收系统的接收信号输出给接收电路(RX1)的连接端(P16)、设置在上述输入输出端子IP1与连接端P13之间的第1二极管(DG1)、设置在连接端(P13)与地之间的第1电感元件(LG1)、设置在上述输入输出端子(IP1)与连接端(P16)之间的第2电感元件(LG2)、及设置在连接端(P16)与地之间的第2二极管(DG2)；
上述第2开关电路(SW2)具有：被输入第2及第3发送接收系统的接收信号，同时输出发送信号的输入输出端子(IP2)；被输入来自第2及第3发送接收系统的发送电路(TX2)的发送信号的连接端(P7)；输出第2及第3发送接收系统的接收信号的输出端子(IP3)；将第2发送接收系统的接收信号输出给接收电路(RX2)的连接端(P9)；将第3发送接收系统的接收信号输出给接收电路(RX3)的连接端(P10)；设置在上述输入输出端子IP2与连接端P7之间的第3二极管(DP1)；设置在连接端(P7)与地之间的第3电感元件(LP1)；设置在上述输入输出端子IP2与输出端子(IP3)之间的第4电感元件(LP2)；设置在输出端子(IP3)与地之间的第4二极管(DP2)；设置在上述输出端子(IP3)与连接端(P9)之间的第5电感元件(LD1)；设置在连接端(P9)与地之间的第5二极管(DD1)；设置在上述输出端子(IP3)与连接端(P10)之间的第6二极管(DD2)；及设置在连接端(P10)与地之间的第6电感元件(LD2)，
为了连接上述第1发送接收系统的发送电路(TX1)与输入输出端子(IP1)，使得上述第1二极管(DG1)与上述第2二极管(DG2)、上述第5二极管(DD1)、上述第6二极管(DD2)为ON状态。
3.如权利要求2所述的高频开关模块，其特征在于：
调整上述第6电感元件(LD2)的常数，并调整上述第3发送接收系统的接收电路(RX3)侧的阻抗，通过这样来调整天线端子中的接收电路(RX3)的频带附近的阻抗。
4.如权利要求2或3所述的高频开关模块，其特征在于：
上述分频电路由LC电路构成，上述第1及第2开关电路由开关元件构成，上述开关电路的各个发送系统具有由LC电路所构成的低通滤波器，上述分频电路的LC电路、上述低通滤波器的LC电路及上述开关电路的电感元件的至少一部分，由构成层积体的电介质层中所形成的电极图形构成，构成上述开关元件及上述LC电路的一部分的芯片元件安装在上述层积体上。
5.如权利要求3所述的高频开关模块，其特征在于：
还具有与上述层积体一体构成的高频放大器部，上述高频放大器部至少具有半导体元件与电压供给电路与匹配电路，构成上述电压供给电路与上述匹配电路的电感元件及LC电路的至少一部分，由上述电介质层中所形成的电极图形构成，构成上述开关元件及上述LC电路的一部分的芯片元件安装在上述层积体上。
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