CN1736053A - 信号传输方法和多天线设备 - Google Patents

Abstract

本发明属于具有多个发射天线的无线通信系统领域，它对应于MIMO(多输入多输出)系统或对应于MISO(多输入单输出)系统。根据本发明，准备发射的各符号由特定的线性预先编码矩阵加以预先编码，然后根据空间－时间块编码加以编码，从而最大地从时间和空间分集中得益，允许在接收时特别容易和有效地进行线性解码。

Description

信号传输方法和多天线设备

技术领域

本发明属于具有多个发射天线的无线通信系统领域，它对应于MIMO(多输入多输出)系统或对应于MISO(多输入单输出)系统。

背景技术

通常使用无线通信系统中的多个发射天线来减少多路径衰减效应从而提高系统的服务质量。此技术充分地公开于S.M.Alamouti所写名为“无线通信所用简单发射分集技术”的文件[1]中(IEEE JSAC，Vol.16，NO.8，1998年10月)。在此文件中，Alamouti定义了一个空间-时间块编码技术，允许在一个双发射天线和M个接收天线的系统中完全地利用空间分集。这种编码被阐述于附图1、2a、2b、3a和3b中。

图1所显示的无线通信系统包括两个发射天线E₁和E₂以及一个接收天线R₁。在一个时间长度为T的时间间隔内每个发射天线发射一个符号，今后该时间间隔被称为发射间隔。对于符号的这种发射，认为在两个连续的发射间隔内衰减是不变的。对于瑞利信道，我们因而认为，在头两个标记为IT₁和IT₂的发射间隔期间，天线E₁和R₁之间的信道等于 $h_1={\mathrm{\α}}_1{e}^{j{\mathrm{\β}}_1},$ 而在后续两个标记为IT₃和IT₄的发射间隔期间，它等于 $h_3={\mathrm{\α}}_3{e}^{j{\mathrm{\β}}_3}.$ 类似地，在标记为IT₁和IT₂的发射间隔期间，天线E₂和R₁之间的信道等于 $h_2={\mathrm{\α}}_2{e}^{j{\mathrm{\β}}_2},$ 而在两个标记为IT₃和IT₄的发射间隔期间，它等于 $h_4={\mathrm{\α}}_4{e}^{j{\mathrm{\β}}_4}.$

下面给出文件[1]中所描述的以及应用于所发射的符号的空间-时间块编码技术的两个实例：

-两个符号s₁和s₂的发射；

-四个符号s₁、s₂、s₃和s₄的发射。

在第一个实例中，文件[1]的空间-时间编码在于从天线E₁和E₂分别在时间间隔IT₁内同时发射符号s₁和s₂，然后在时间间隔IT₂内发射符号-s₂ ^*和s₁ ^*。每个发射天线的发射功率为p/2。

如图2a中所示，如果我们忽略发射时的噪声，则在间隔IT₁和间隔IT₂内由接收天线R₁分别接收的信号r₁和r₂为：

■r₁＝h₁·s₁+h₂·s₂

■ $r_2=-h_1\·s_2^{*}+h_2\·s_1^{*}$

其中*是复数共轭运算符。

图2b是图2a中空间-时间块编码的一个虚拟的但等效的线性表示。它是通过将r₂变换为-r₂ ^*而获得的。因而空间-时间编码的算术矩阵表示如下：

$\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2^{*}\\ h_2& h_1^{*}\end{array}\right]$

如果在接收时我们将编码矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2^{*}\\ h_2& h_1^{*}\end{array}\right]$ 的转置共轭(ransconjugated)的解码矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2^{*}\\ -h_2& h_1\end{array}\right]$ 用作解码矩阵而应用于所接收信号上，则我们获得：

$\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2^{*}\\ h_2& h_1^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2^{*}\\ -h_2& h_1\end{array}\right]$

这是 $\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A\end{array}\right],$ 其中A＝|h₁|²+|h₂|²。当给出编码/解码矩阵 $\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A\end{array}\right]$ 为对角矩阵时，所发射符号很容易在接收时加以检测。

在发射四个符号s₁、s₂、s₃和s₄的实例中，它们分别在四个发射间隔内进行发射。发射图如下：

	IT1	IT2	IT3	IT4
					天线E1	s1	-s2 *	s3	-s4 *
天线E2	s2	-s1 *	s4	s3 *

如图3a中所示，分别在间隔IT₁、IT₂、IT₃和IT₄中由接收天线R₁接收的信号r₁、r₂、r₃和r₄如下：

■r₁＝h₁·s₁+h₂·s₂

■ $r_2=-h_1\·s_2^{*}+h_2\·s_1^{*}$

■r₃＝h₃·s₃+h₄·s₄

■ $r_4=-h_3\·s_4^{*}+h_4\·s_3^{*}$

图3b是图3a中空间-时间块编码的一个等效的线性表示。图3b中的空间-时间编码可由以下矩阵乘积表示：

$\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& s_3& s_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& -h_2^{*}& 0& 0\\ h_2& h_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& h_3& -h_4^{*}\\ 0& 0& h_4& h_3^{*}\end{array}\right]$

如果在接收时我们将解码矩阵 $\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^{*}& h_2^{*}& 0& 0\\ -h_2& h_1& 0& 0\\ 0& 0& h_3^{*}& h_4^{*}\\ 0& 0& -h_4& h_3\end{array}\right]$ 应用于此矩阵乘积上，则我们获得：

$\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& s_3& s_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0\\ 0& 0& B& 0\\ 0& 0& 0& B\end{array}\right]$

其中A＝|h₁|²+|h₂|²以及B＝|h₃|²+|h₄|²。

如同以前实例中那样，当给出编码/解码矩阵为对角矩阵时，所发射符号很容易在接收时加以检测。

空间-时间编码的不方便之处在于它无法推广到多于两个发射天线的系统。

某些作者例如M.M.Da Silva和A.Corréia在他们的名为“编码率为1的4天线的空间-时间块编码”的文件[2](IEEE 7^th Int.Symp.OnSpread-Spectrum Tech.And Appl.，Prague，2002年9月2-5日)中定义了一个用于四个发射天线的空间-时间编码。

图4显示一个无线通信系统，它包括四个发射天线E₁、E₂、E₃和E₄以及一个接收天线R₁，其中应用了所述编码。

文件[2]中描述的发射图如下：

	IT1	IT2	IT3	IT4
					天线E1	s1	-s2 *	-s3 *	s4
天线E2	s2	s1 *	-s4 *	-s3
					天线E3	s3	-s4 *	s1 *	-s2
天线E4	s4	s3 *	s2 *	s1

在每个间隔ITi内每个符号以p/4的功率对每个天线发射。如图5a中所示，如果我们忽略发射时的噪声，则在间隔IT₁、IT₂、IT₃和IT₄间隔内分别由接收天线R₁所接收的信号r₁、r₂、r₃和r₄为：

■r₁＝h₁·s₁+h₂·s₂+h₃·s₃+h₄·s₄

■ $r_2=-h_1\·s_2^{*}+h_2\·s_1^{*}-h_3\·s_4^{*}+h_4\·s_3^{*}$

■ $r_3=-h_1\·s_3^{*}-h_2\·s_4^{*}+h_3\·s_1^{*}+h_4\·s_2^{*}$

■r₄＝h₁·s₄-h₂·s₃-h₃·s₂+h₄·s₁

图5b是图5a中空间-时间块编码的一个等效的线性表示。图5b中的空间-时间编码可由以下矩阵乘积表示：

$\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& s_3& s_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& -h_2^{*}& -h_3^{*}& h_4\\ h_2& h_1^{*}& -h_4^{*}& -h_3\\ h_3& -h_4^{*}& -h_1^{*}& -h_2\\ h_4& h_3^{*}& h_2^{*}& h_1\end{array}\right]$

如果在接收时我们将解码矩阵 $\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^{*}& h_2^{*}& h_3^{*}& h_4^{*}\\ -h_2& h_1& -h_4& h_3\\ -h_3& -h_4& -h_1& h_2\\ h_4^{*}& -h_3^{*}& -h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right]$ 应用于此矩阵乘积上，则我们获得：

$\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& s_3& s_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cccc}A+B& 0& 0& \mathrm{In}\\ h_2& A+B& -\mathrm{In}& 0\\ 0& -\mathrm{In}& A+B& 0\\ \mathrm{In}& 0& 0& A+B\end{array}\right]$

其中 $\mathrm{In}=2\·\mathrm{Re}\{h_1\·h_4^{*}-h_2\·h_3^{*}\}$

编码/解码矩阵不再是对角式，以及具有已知为符号间干扰元素的元素。此干扰很强，以及一般需要使用一个复杂得难于实施的最大似然检测法来检测各符号。为最好地利用分集，Da Silva和Correia建议在符号的空间-时间编码之前预先将它们编码。

为此目的，他们建议使用一个如下定义的复数正交旋转矩阵A8：

$A_8=\left[\begin{array}{cc}{A}_4& A_4\\ A_4^{*}& -A_4^{*}\end{array}\right]/2\sqrt{2}$

其中

此预先编码技术允许修改各符号的全局发射/接收矩阵而仍然通过最大似然检测法检测各符号。

本发明的一个目的是建议一种方法，允许在接收时不用最大似然检测法检测各符号。

本发明的另一个目的是建议一种发射各符号的方法，允许使用两个或更多天线进行发射以及在接收时简单地检测所发射符号。

发明内容

根据本发明，这些目的通过以下方法达到：使用一个特定的预先编码矩阵来完成预先编码阶段，从而允许在接收时应用逆预先编码矩阵来检测各符号。

本发明涉及一种发射信号的方法，该信号具有来自n_e个发射天线的多个符号，n_e是大于或等于2的整数，该方法包括以下阶段：

-将准备发射的各符号预先编码，从而为包括m个准备发射的连续符号的每个分组生成各符号的m个线性组合，m是大于或等于n_e的整数，该预先编码在于对准备发射的包含m个连续符号的每个向量应用一个维数为m×m的复数正交预先编码矩阵，从而建立各符号的所述m个线性组合；以及

-对于准备发射的包括m个连续符号的每个分组，根据一个空间-时间编码算法将所述m个线性组合进行编码，从而一块接一块地发射q个编码线性组合的各块，其中q是小于或等于m的整数，包含q个编码的线性组合的每块从q’个发射天线发射，其中q’是大于或等于q的整数，q个编码线性组合的所述块的每个编码线性组合在特定于所述块的q”个连续时间发射间隔内从所述n_e个发射天线中的一个天线发射，其中q”是大于或等于q的整数。

如果我们使用文件[1]中提出的空间-时间编码技术，

-则在两个连续时间间隔(q”＝2)内在两块(q＝2)内发射被编码线性组合；

-被编码线性组合从n_e个天线发射，其中n_e从2到m；

-两个线性组合的每块从两个发射天线(q’＝2)发射；

-如果n_e＝m，则每个被编码线性组合从对它特定的发射天线发射。

优选地，该方法还包括一个在空间-时间编码阶段之前的线性组合交织阶段，用于修改后者的时间顺序，因而增加发射的空间分集。为完成交织而用的矩阵维数是m’×m’，其中m’大于或等于m。

根据本发明，预先编码阶段包括对发射的每个包含p个连续符号的向量应用一个维数为m×m的复数正交预先编码矩阵，从而建立各符号的所述m个线性组合。所述预先编码矩阵优选地是属于特定单一组SU(m)的一个矩阵或矩阵组合。

所述预先编码矩阵可以是一个m/k阶的Hadamard矩阵与特定单一组SU(k)矩阵的Kronecker乘积，其中k是大于或等于2的整数。

特定单一组SU(2)矩阵可以是

$\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]=\left[\begin{array}{cc}a& b\\ -b^{*}& a^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}^{i{\mathrm{\θ}}_1}\cos \mathrm{\η}& e^{i{\mathrm{\θ}}_2}\sin \mathrm{\η}\\ -e^{-i{\mathrm{\θ}}_2}\sin \mathrm{\η}& e^{-i{\mathrm{\θ}}_1}\cos \mathrm{\η}\end{array}\right]$ 类型，其中

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{4}+k^{\′}\frac{\mathrm{\π}}{2},{\mathrm{\θ}}_1=-{\mathrm{\θ}}_2+\frac{\mathrm{\π}}{2}+k^{\″}\mathrm{\π}$ 和 ${\mathrm{\θ}}_2={\mathrm{\θ}}_1-\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 以及k’和k”是整数。

在接收时，根据本发明应用逆空间-时间编码矩阵和逆预先编码矩阵来寻找所发射的各符号就已足够。

因此本发明也涉及一种利用n_r个接收天线来接收信号的方法，该信号具有自n_e个发射天线发射的多个符号，其中n_e大于或等于2，及n_r是大于或等于1的整数，而所述各符号是根据先前定义的发射方法被发射的，该方法在于通过对所述发射方法的各符号应用一个逆空间-时间编码阶段和一个逆线性预先编码阶段，从而将所述n_r个接收天线中的每一个天线上接收的所述m个编码线性组合进行解码，因而从曾被发射的所述m个编码线性组合中检索m个被发射的各符号。

根据一个选代方案，该逆预先编码阶段在于对从逆空间-时间编码中导得的线性组合应用一个复数正交逆预先编码矩阵，这些m个检索到的符号对应于一个全局矩阵的应用结果，该全局矩阵所具有的各对角元素与一个对角矩阵的对角元素的总和成正比，而它的至少几个非对角元素与对角矩阵的对角元素之间的差别成正比，以及其它非对角元素为零，该对角矩阵对应于各符号的m个线性组合变换为从逆空间-时间编码中导得的线性组合。

本发明也涉及另一种利用n_r个接收天线来接收信号的方法，该信号具有自n_e个发射天线发射的多个符号，其中n_e大于或等于2，及n_r是大于或等于1的整数，而所述各符号是根据前述具有交织的发射方法被发射的，该方法在于通过对所述发射方法的各符号应用一个逆空间-时间编码阶段、一个逆交织阶段和一个逆线性预先编码阶段，从而将所述n_r个接收天线中的每一个天线上接收的所述m个编码线性组合进行解码，因而从曾被发射的所述m个编码线性组合中检索被发射的各符号。

根据一个选代方案，该逆预先编码阶段在于对从逆空间-时间编码中导得的线性组合应用一个复数正交逆预先编码矩阵，这些m个检索到的符号对应于一个全局矩阵的应用结果，该全局矩阵所具有的各对角元素与一个对角矩阵的对角元素的总和成正比，而它的非对角元素与对角矩阵的至少两个对角元素之间的差别成正比，该对角矩阵对应于各符号的m个线性组合变换为从逆空间-时间编码和从逆交织阶段中导得的线性组合。

本发明还涉及一种无线通信系统，它包括用于实施例如先前描述的发射各符号方法的发射装置。

根据一种选代方案，此系统还包括用于实施例如先前描述的接收各符号方法的装置。

附图说明

结合附图阅读以下说明时，将能更好地理解本发明的这些特性和优点以及其它优点，附图中：

-图1，早已描述，表示一个具有两个发射天线和一个接收天线的无线通信系统；

-图2a和2b，早已描述，阐述在一个具有两个发射天线的系统中根据第一已知方法发射两个符号；

-图3a和3b，早已描述，阐述在一个具有两个发射天线的系统中根据所述第一已知方法发射四个符号而不预先编码；

-图4，早已描述，表示一个具有四个发射天线和一个接收天线的无线通信系统；

-图5a和5b，早已描述，阐述在一个具有四个发射天线的系统中根据所述第二已知方法发射四个符号；

-图6原理性地表示根据本发明的发射方法和接收方法的操作；

-图7a和7b阐述在一个具有两个或四个发射天线的系统中根据本发明的发射方法发射四个预先编码符号；及

-图8阐述本发明方法的以误码率表示的性能。

在以下描述中，n_e和n_r表示无线通信系统的发射天线数量和接收天线数量。

为简化起见，我们将首先考虑n_r＝1。

参照图6，发射在于使用一个特定线性预先编码矩阵将准备发射的m个符号的分组进行预先编码，然后根据空间-时间编码把从这个预先编码操作中导得的线性组合进行编码。在接收时，通过应用逆空间-时间编码矩阵和逆预先编码矩阵将所接收各符号解码。

线性预先编码操作在于将一个属于特定单一组(Special Unitarygroup)SU(m)的线性预先编码矩阵PREC应用于准备发射的m个符号的分组。

为发射例如四个连续符号的分组，我们使用以下PREC矩阵：

$\mathrm{PREC}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]& \left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]\\ \left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]& [-\mathrm{SU}\left(2\right)]\end{array}\right]$

如上表示为[SU(2)]的SU(2)组的矩阵是维数为2的方矩阵，它具有以下特性：

■ $\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]=\left[\begin{array}{cc}a& b\\ -b^{*}& a^{*}\end{array}\right],$ 其中det[SU(2)]＝1以及det[A]是矩阵[A]的行列式和a，b是复数；及

■ ${\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]}^{-1}={\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]}^H=\left[\begin{array}{cc}{a}^{*}& -b\\ b^{*}& a\end{array}\right],$ 其中[SU(2)]^H是矩阵[SU(2)]的转置共轭矩阵。

以上给出的实际上属于SU(4)组的预先编码PREC矩阵能够通过完成一个2阶Hadamard矩阵H₂与一个矩阵[SU(2)]的Kronecker相乘而获得：

$\mathrm{PREC}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]\⊗\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{H}_2\⊗\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]$

然后我们把从预先编码阶段中导得的各符号的线性组合进行空间-时间编码。今后将阐述使用Alamouti的空间-时间编码(文件[1])的本发明方法。也可使用其它空间-时间编码例如在V.Tarokh，H.Jafarkhani和A.R.Calderbank所写名为“来自正交设计的空间-时间块编码”(IEEE Transactions on Information Theory，Vol.45，NO.5，1999，pp.1456-1467)的文件[3]中所公开的编码。

使用Alamouti编码，以每两块为单位的线性组合从该系统的发射天线发射出去。在两个连续发射间隔期间线性组合的块是一块接一块地从两个发射天线发射的。线性组合中的每块是以p/2的强度从两个发射天线中与所述块相关联的那个天线发射的。

对于具有四个发射天线的系统，如图7a中所示，线性组合是在例如四个连续发射间隔期间用四个符号的分组发射的。该发射图总结如下表：

	IT1	IT2	IT3	IT4
					天线E1	s1	-s2 *	0	0
天线E2	s2	s1 *	0	0
					天线E3	0	0	s3	-s4 *
天线E4	0	0	s4	s3 *

每个符号的发射功率是p/2。这些线性组合也可从两个而不是四个发射天线发射。然后我们得到图3a中的发射图，其中所发射各符号是预先编码的。在此实例中，天线E₁和E₃是同一个天线。类似地，天线E₂和E₄是同一个天线。

如果我们忽略发射时的噪声，接收天线R1在时间间隔IT₁、IT₂、IT₃和IT₄内分别接收的信号r₁、r₂、r₃和r₄是：

■r₁＝h₁·s₁+h₂·s₂

■ $r_2=-h_1\·s_2^{*}+h_2\·s_1^{*}$

■r₃＝h₃·s₃+h₄·s₄

■ $r_4=-h_3\·s_4^{*}-h_4\·s_3^{*}$

图7b是图7a中空间-时间块编码的一个等效的线性表示。图7b中的空间-时间编码可由以下矩阵乘积表示：

$\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& s_3& s_4\end{array}\right]\·\begin{array}{}\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& -h_2^{*}& 0& 0\\ h_2& h_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& h_3& -h_4^{*}\\ 0& 0& h_4& h_3^{*}\end{array}\right]\end{array}$

在应用逆空间-时间编码矩阵 $\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^{*}& h_2^{*}& 0& 0\\ -h_2& h_1& 0& 0\\ 0& 0& h_3^{*}& h_4^{*}\\ 0& 0& -h_4& h_3\end{array}\right]$ 和逆预先编码矩阵 ${\mathrm{PREC}}^{-1}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]}^{-1}& {\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]}^{-1}\\ {\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]}^{-1}& {[-\mathrm{SU}\left(2\right)]}^{-1}\end{array}\right].$ 之后，我们获得以下全局矩阵G：

$G=\mathrm{PREC}\·\left[\begin{array}{cccc}A& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0\\ 0& 0& B& 0\\ 0& 0& 0& B\end{array}\right]\·{\mathrm{PREC}}^{-1}=\frac{1}{2}\·\left[\begin{array}{cccc}A+B& 0& A-B& 0\\ 0& A+B& 0& A-B\\ A-B& 0& A+B& 0\\ 0& A-B& 0& A+B\end{array}\right]$

这是 $G=\frac{A+B}{2}I+J$

其中I是4×4单位矩阵，及

矩阵J已知为干扰矩阵，定义为：

$J=\frac{1}{2}\·\left[\begin{array}{cccc}0& 0& A-B& 0\\ 0& 0& 0& A-B\\ A-B& 0& 0& 0\\ 0& A-B& 0& 0\end{array}\right]$

一般而言，用于定义矩阵G的以上等式中的比例系数(在此实例中是1/2)是从功率的标准化和从取决于相乘的矩阵大小的矩阵乘积而导得的。

注意到，此矩阵表达式应用于包括两个或四个发射天线的系统。

由矩阵G的 $\frac{A+B}{2}=\frac{1}{2}({{|h}_1|}^2+{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2+{\left|h_4\right|}^2)$ 给出的对角各元素服从x₂ ⁸定律(瑞利信道彼此之间是独立的)。因此在接收时很容易检索各符号。

由 $\frac{A-B}{2}=\frac{1}{2}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2-{\left|h_3\right|}^2-{\left|h_4\right|}^2)$ 给出的符号间干扰元素是由于两个x₂ ⁴定律的差别所造成的。这些元素因此是最小的并且可在接收时加以忽略。因此可在应用逆预先编码矩阵之后直接检测这些符号。可以使用最大似然算法来检测而不用逆预先编码阶段。这将带来稍好些的结果但却可观地增加接收机的复杂性。

矩阵[SU(2)]的值a和b由下式给出： $a=e^{i{\mathrm{\θ}}_1}\·\cos \mathrm{\η}$ 和 $b=e^{i{\mathrm{\θ}}_2}\·\sin \mathrm{\η}.$ 某些值η、θ₁和θ₂允许在发射各符号期间减少误码率。

优选地，我们将选择 $\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{4}+k^{\′}\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 以便公正合理地平衡由Alamouti的空间-时间编码所利用的分集，及选择 ${\mathrm{\θ}}_1=-{\mathrm{\θ}}_2+\frac{\mathrm{\π}}{2}+k^{\′\′}\mathrm{\π}$ 以便使矩阵G的行列式最大和使各干扰元素最小。k’和k”是整数。此外，我们已经通过经验确定，当 ${\mathrm{\θ}}_2={\mathrm{\θ}}_1-\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 时误码率的性能最好。

在一个优选实施例中，我们选择：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{4}$

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{5\mathrm{\π}}{4}$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{3\mathrm{\π}}{4}$

预先编码矩阵PREC的大小可扩展为8×8。矩阵PREC即等于：

$\mathrm{PREC}=\frac{1}{\sqrt{2}}{H}_4\⊗\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]$

其中H₄是4阶Hadamard矩阵。

然后将空间-时间编码技术应用于两个、四个或八个发射天线。准备发射的各符号以八个符号的分组被预先编码。在八个发射间隔内完成这些八个符号的线性组合的发射。

因此该编码/解码矩阵如下：

$\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& B& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& B& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& C& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& C& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& D& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& D\end{array}\right]$

其中A＝|h₁|²+|h₂|²，B＝|h₃|²+|h₄|²，C＝|h₅|²+|h₆|²和D＝|h₇|²+|h₈|²，而h_i表示发射天线之一与接收天线之间的第i个信道(两个连续发射间隔内的稳定信道)。

因此全局矩阵G如下：

$\left[\begin{array}{cccccccc}A+B+C+D& 0& A-B-C+D& 0& A+B-C-D& 0& A-B+C-D& 0\\ 0& A+B+C+D& 0& A-B-C+D& 0& A+B-C-D& 0& A-B+C-D\\ A-B+C-D& 0& A+B+C+D& 0& A-B-C+D& 0& A+B-C-D& 0\\ 0& A-B+C-D& 0& A+B+C+D& 0& A-B-C+D& 0& A+B-C-D\\ A+B-C-D& 0& A-B+C-D& 0& A+B+C+D& 0& A-B-C+D& 0\\ 0& A+B-C-D& 0& A-B+C-D& 0& A+B+C+D& 0& A-B-C+D\\ A-B-C+D& 0& A+B-C-D& 0& A-B+C-D& 0& A+B+C+D& 0\\ 0& A-B-C+D& 0& A+B-C-D& 0& A-B+C-D& 0& A+B+C+D\end{array}\right]$

一般而言，在不用交织时，全局矩阵具有数个不等于零的非对角元素，它们正比于编码/解码对角矩阵的相同元素之间的差别。

有用元素(对角元素)服从x₂ ¹⁶定律。

对于建立于相同原理上的预先编码矩阵，我们可归纳：

预先编码矩阵	预先编码矩阵的大小	对角元素的分集	干扰元素的分集
				H2SU(2)	4×4	x2 8	x2 4的差别
H4SU(2)	8×8	x2 16	x2 8的差别
				H2SU(4)	8×8	x2 16	x2 8的差别
Hm/2SU(2)	m×m	x2 2m	x2 m的差别
				Hm/kSU(k)	m×m	x2 2m	x2 m的差别

当m的乘积增加时，x₂ ^2m定律向高斯定律靠近(中央极限理论)，从而改进对分集的利用。

本发明的重要特性是我们能够以独立方式确定发射天线的数量n_e和预先编码矩阵的大小m。相同大小m×m的预先编码矩阵能够应用于不同数量从2到m个发射天线。在图7a的例子中，我们选择m≥4和n_e＝4。

对于一个具有2^M个状态的调制过程而言，随着预先编码矩阵大小的增加，分集的利用也增加，而复杂性与矩阵大小的关系是m³。通过使用快速Hadamard变换，我们能将此复杂性变换为m.log(m)。

如果我们在接收时使用一个最大似然检测器，复杂性以M^m的程度增加。

我们还能通过将从预先编码阶段中导得的线性组合进行交织而改进系统的分集。下面是维数为8×8的交织矩阵ENT的例子：

$\mathrm{ENT}=\left[\begin{array}{cccccccc}0& 1& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1& 0\end{array}\right]$

在接收时，在逆空间-时间编码阶段和逆预先编码阶段之间有一个交织分配阶段。该交织分配阶段是依靠矩阵ENT_-1＝ENT^T(ENT^T是ENT的转置矩阵)完成的。

然后我们获得：

$\mathrm{ENT}.\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& A& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& B& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& B& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& C& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& C& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& D& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& D\end{array}\right].\mathrm{EN}{T}^{-1}=\left[\begin{array}{cccccccc}A& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& C& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& B& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& D& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& A& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& C& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& B& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& D\end{array}\right]$

该系统的全局矩阵(预先编码、交织、编码、逆编码、交织分配、逆预先编码)成为：

$G=\left[\begin{array}{cc}\left[G_1\right]& \left[G_2\right]\\ \left[G_2\right]& \left[G_1\right]\end{array}\right]$

其中

$\left[G_1\right]=\begin{array}{}\left[\begin{array}{cccc}A+B+C+D& j(A+B-C-D)& A-B+C-D& j(A-B-C+D)\\ -j(A+B-C-D)& A+B+C+D& -j(A-B-C+D)& A-B+C-D\\ A-B+C-D& j(A-B-C+D)& A+B+C+D& j(A+B-C-D)\\ -j(A-B-C+D)& A-B+C-D& -j(A+B-C-D)& A+B+C+D\end{array}\right]\end{array}$

以及

$\left[G_2\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]$

在交织的情况下，一般而言，全局矩阵G具有数个不等于零的非对角元素，它们正比于对角矩阵的不同元素之间的差别。

因此我们注意到交织技术允许在对角矩阵上获得x₂ ¹⁶阶的分集而不是不用交织的x₂ ⁸阶的分集。

	交织	预先编码矩阵的大小	对角元素的分集	干扰元素的分集
Hm/kSU(k)	否	m×m	x2 2m	x2 m的差别
					Hm/kSU(k)	是交织矩阵的大小m’×m’(m’≥m)	m×m	x2 4m	x2 2m的差别

只描述过将本发明应用于具有一个接收天线的系统。当然，它也能应用于具有n_r个接收天线的系统。

图8中本发明方法的性能是通过误码率TEB与信噪比Eb/NO的关系曲线来阐述的。此图包括8条曲线：

■AWGN：高斯信道；

■SISO：具有一个发射天线、一个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

■MISO 2X1 A1.：使用Alamouti空间-时间块编码的具有两个发射天线、一个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

■MISO 2X2：使用Alamouti空间-时间块编码的具有两个发射天线、两个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

■2A1.+prec4+entrIQ：使用从各矩阵SU(2)中获得的4×4预先编码矩阵和一个交织IQ(同相和正交上的不同交织)的具有两个发射天线、一个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

■2A1.+prec8+entrIQ：使用从各矩阵SU(2)中获得的8×8预先编码矩阵和一个交织IQ(同相和正交的不同交织)的具有两个发射天线、一个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

■2A1.+prec16+entrIQ：使用从各矩阵SU(2)中获得的16×16预先编码矩阵和一个交织IQ(同相和正交的不同交织)的具有两个发射天线、一个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

■2A1.+prec32+entrIQ：使用从各矩阵SU(2)中获得的32×32预先编码矩阵和一个交织IQ(同相和正交的不同交织)的具有两个发射天线、一个接收天线和一个瑞利信道的发射系统；

我们能注意到：如果我们增加预先编码矩阵的大小，则我们继续改进对分集的利用。的确，对于大小为4×4的矩阵，其性能优于已知的Alamouti系统。使用更大矩阵，我们甚至能胜过具有最佳4阶的分集的MIMO 2×2系统并且具有更低信噪比。如果存在的话，此具有最佳4阶的分集系统对应于具有四个天线利用最大分集的空间-时间编码。

Claims (15)

1.一种发射信号的方法，该信号具有来自n_e个发射天线的多个符号，n_e是大于或等于2的整数，该方法包括以下阶段：

-将准备发射的各符号预先编码，从而为包括m个准备发射的连续符号的每个分组生成各符号的m个线性组合，m是大于或等于n_e的整数，该预先编码在于对准备发射的包含m个连续符号的每个向量应用一个维数为m×m的复数正交预先编码矩阵，从而建立各符号的所述m个线性组合；以及

-对于准备发射的包括m个连续符号的每个分组，根据一个空间-时间编码算法将所述m个线性组合进行编码，从而一块接一块地发射q个编码线性组合的各块，其中q是小于或等于m的整数，包含q个编码的线性组合的每块从q’个发射天线发射，其中q’是大于或等于q的整数，q个编码线性组合的所述块的每个编码线性组合在特定于所述块的q”个连续时间发射间隔内从所述n_e个发射天线中的一个天线发射，其中q”是大于或等于q的整数。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于q、q’和q”等于2。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于n_e等于2。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于发射天线的数量n_e等于m，每个编码的线性组合从一个特定于它的发射天线发射出去。

5.根据权利要求1至4中任何一项的方法，其特征在于它还包括一个在空间-时间编码阶段之前的所述线性组合的交织阶段，用于修改后者的时间顺序。

6.根据权利要求5的方法，其特征在于所述交织阶段是利用维数为m’x m’的交织矩阵完成的，其中m’大于或等于m。

7.根据以前任何一项权利要求的方法，其特征在于所述预先编码矩阵是属于特定单一组SU(m)的一个矩阵或矩阵组合。

8.根据权利要求7的方法，其特征在于所述预先编码矩阵是一个m/k阶的Hadamard矩阵与特定单一组SU(k)矩阵的Kronecker乘积，

其中k是大于或等于2的整数。

9.根据权利要求8的方法，其特征在于特定单一组SU(2)矩阵是 $\left[\mathrm{SU}\left(2\right)\right]=\left[\begin{array}{cc}a& b\\ -b^{*}& a^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}^{{\mathrm{i\θ}}_1}\cos \mathrm{\η}& e^{i{\mathrm{\θ}}_2}\sin \mathrm{\η}\\ -e^{-i{\mathrm{\θ}}_2}\sin \mathrm{\η}& e^{-i{\mathrm{\θ}}_2}\cos \mathrm{\η}\end{array}\right]$ 类型，其中 $\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\π}}{4}+k^{\′}\frac{\mathrm{\π}}{2},$ ${\mathrm{\θ}}_1=-{\mathrm{\θ}}_2+\frac{\mathrm{\π}}{2}+k^{\′\′}\mathrm{\π}$ 和 ${\mathrm{\θ}}_2={\mathrm{\θ}}_1-\frac{\mathrm{\π}}{2},$ k’和k”是整数。

10.一种利用n_r个接收天线用来接收信号的接收方法，该信号具有自n_e个发射天线发射的多个符号，其中n_e大于或等于2，及n_r是大于或等于1的整数，所述各符号是根据前述任一权利要求所述的发射方法被发射的，该接收方法的特征在于通过对所述发射方法的各符号应用一个逆空间-时间编码阶段和一个逆线性预先编码阶段，从而将所述n_r个接收天线中的每一个天线上接收的所述m个编码线性组合进行解码，因而从曾被发射的所述m个编码线性组合中检索m个被发射的各符号。

11.根据权利要求10的接收方法，其特征在于：

-该逆预先编码阶段在于对从逆空间-时间编码中导得的线性组合应用一个复数正交逆预先编码矩阵，

-m个检索到的符号对应于应用一个全局矩阵的结果，该全局矩阵所具有的各对角元素与一个对角矩阵的对角元素的总和成正比，而它的至少几个非对角元素与对角矩阵的对角元素之间的差别成正比，以及其它非对角元素为零，该对角矩阵对应于各符号的m个线性组合变换为从逆空间-时间编码中导得的线性组合。

12.一种利用n_r个接收天线用来接收信号的接收方法，该信号具有自n_e个发射天线发射的多个符号，其中n_e大于或等于2，n_r是大于或等于1的整数，所述各符号是根据权利要求5或6的发射方法被发射的，该接收方法的特征在于通过对所述发射方法的各符号应用一个逆空间-时间编码阶段、一个逆交织阶段和一个逆线性预先编码阶段，从而将所述n_r个接收天线中的每一个天线上接收的所述m个编码线性组合进行解码，因而从曾被发射的所述m个编码线性组合中检索被发射的各符号。

13.根据权利要求12的接收方法，其特征在于：

-该逆预先编码阶段在于对从逆空间-时间编码中导得的线性组合应用一个复数正交逆预先编码矩阵，

-这些m个检索到的符号对应于应用一个全局矩阵的结果，该全局矩阵所具有的各对角元素与一个对角矩阵的对角元素的总和成正比，而它的非对角元素与对角矩阵的至少两个对角元素之间的差别成正比，该对角矩阵对应于各符号的m个线性组合变换为从逆空间-时间编码和从逆交织阶段中导得的线性组合。

14.一种无线通信系统，其特征在于它包括用于实施权利要求1至9中的任何一项的发射各符号的方法的发射装置。

15.根据权利要求14的系统，其特征在于它还包括用于实施权利要求10至13中的任何一项的接收各符号的方法的装置。

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