CN1717877A

CN1717877A - 无线电接收机的低复杂度均衡器

Info

Publication number: CN1717877A
Application number: CNA200380104155XA
Authority: CN
Inventors: R·迪洛伊斯
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-11-27
Filing date: 2003-11-14
Publication date: 2006-01-04
Anticipated expiration: 2023-11-14
Also published as: EP1568154A1; CN100505579C; JP2006508578A; KR20050085201A; JP4463689B2; GB0227626D0; AU2003276573A1; US20060234662A1; WO2004049595A1; KR101059608B1; US7266355B2

Abstract

一种分集接收机(60)，其具有由天线馈送的两个不同信道，每个信道有一个自适应均衡器(20，30)，以及一个系数适配器(40)用于以时间共享的方式为所述均衡器适配两组系数。一个组合器组合均衡后的信号。通过在两个或多个均衡器间共享一个适配器以用于适配系数，减轻了计算负荷。这对于用于GSM、UMTS或其他无线电网络的电池供电的小型移动终端来说非常有用。本发明可以应用于任何类型的均衡器，以及采用任何方式的时间共享。组合器可以利用均衡后的信号之间的任何类型的分集。通过重复使用相同的系数，均衡器可以在连续的时隙里输出两个均衡后的信号值，同时计算新的系数。

Description

无线电接收机的低复杂度均衡器

发明领域

本发明涉及分集接收机、具有这种接收机的移动终端以及用这种终端提供通信服务的方法。

背景

无线电通信系统经常遭受多路径传播(也称为多路径衰落)的影响，其中由于所发射的信号会被大量的物体散射和反射，所以所发射的信号会经由多个不同的路径到达接收机。在移动通信系统中，不同的路径及其对应的信号强度会随着移动终端的移动而快速变化。接收机接收到这些不同路径上的信号的叠加，导致接收信号幅度的变化，其中所述信号的相加会产生有益或有害的影响。如果移动终端移动的距离超过半个波长的量级(1.8GHz对应7.5cm)，干扰就可以由有害变为有益，反之亦然。高速移动的接收机可以在短时期内经历多个衰落。情况不好时，接收机可能在接收信号处于深衰落的某个特定位置完全停止接收。维持良好的通信于是可能变得非常困难。为此，已有各种已知的分集技术(例如天线分集、偏振分集、时间分集等等)用于减轻信道衰落的负面影响。当前移动通信系统中所用的分集方法是频率和时间分集，由于尺寸、功耗以及处理能力的限制，空间和偏振分集未被采用(至少对于移动接收机)。在天线分集中，为一个接收机提供了两个或更多个接收天线。这些天线充分隔离，因此在一个天线上接收到的信号与另一天线上接收到的信号基本不相关，当一个天线接收不到信号时，另一天线可能能够接收到良好的信号。

瑞克接收机是一种已知的提高接收性能的方法，其通过收集在一个天线上接收的可分辨多路径干扰的信号能量实现。然而，要具有多路径增益，两条路径之间的时间延迟差必须大于一个码片周期(约270ns，其中码片被定义为用于CDMA编码的扩频码的一部分)。在某些环境(典型的户外环境)中这个条件可以满足，而在其他类型的环境中，比如室内或徒步(也就是说室外基站和室内移动站)，多路径增益很低，瑞克接收机性能迅速下降。为了提高性能，已知采用双天线接收机以利用空间分集。

瑞克接收机可以分辨的多路径数目是：

其中L是多路径的路径数，τ是延迟扩展，T_c是码片持续时间。当τ＞T_c(室内或工厂)时，多路径分集不起作用，性能急速下降。已经在室外和室内环境中进行了仿真，并且显示出其对瑞克接收机性能的影响。为了解决这个问题，采用了分集技术，但是必须在每个天线上具有不相关的衰落以便提高性能。相关系数随着天线隔离度的增加而降低。

在UMTS下行链路中，信号以同步的方式发送，因此在基站处扩频码完全正交。然而，由于多路径传播带来的不同延迟，扩频序列的正交性降低或者被破坏，导致输出相干的瑞克接收机上的多址干扰MAI。这个影响是由于瑞克接收机将MAI当作不相关的噪声的处理并不是最理想的。

在少量的用户处于活跃状态的情况下(N_user/SF≤0.25)，传统的瑞克接收机足以胜任，并且不需要更多的信号处理(假设高扩频因子256或128)。然而，当用户数目增加到逼近扩频因子的数值时，即使是在理想的功率控制条件下，其性能都可能受到灾难性的影响。这种情况下可以使用抗干扰技术。

PCT专利申请WO 0113530示出了一个将瑞克接收机应用于CDMA系统的实例。在该例中，从所有L个天线分支接收的信号通过射频部件传送到与天线分支连接的延迟估计器。在延迟估计器中，搜索可听度最佳的多路径传播的信号分量的延迟。分配一个瑞克接收机耙指(Rake finger)用于处理所搜索到的多路径传播的信号分量。延迟估计器将所找到的延迟通知给每个瑞克接收机分支。延迟估计器对于每个天线分支包括一个匹配滤波器，因此，匹配滤波器的数目也是L。在匹配滤波器中，为了估计各多路径传播的信号分量的延迟，对接收到的不同延迟的射频信号执行预定数量的并行相关计算。在相关计算中，利用预定的延迟，采用已知的扩频码对包括在接收的无线电信号中的扩频导频部分进行解扩。

在所计算的相关的基础上，位于延迟估计器中的一个分配器选择至少一个延迟，通过所述延迟接收到一个多路径传播的信号分量。通过将所找到的延迟通知给一个瑞克接收机的耙指，分配器分配所述瑞克接收机的耙指用来处理所找到的信号分量。要执行这个选择，典型地，每个匹配滤波器的相关结果在分配器中组合。如果相关性很高，那么就找到一个延迟，该延迟表示无线电信号的多路径传播的信号分量到达所讨论的天线分支的延迟。

这在所有情形下都将大大增加复杂度，因此对于一个需要低计算负荷、低功耗、低成本的移动站来说不实用。

发明概要

本发明的一个目的在于提供一种解决上述问题的改进的设备或方法。根据本发明的第一方面，提供一种使用一个或多个天线的接收机，所述接收机具有：

由所述一个或多个天线馈送的两个或多个不同的信道，

两个或多个自适应均衡器，每个均衡所述信道之一的信号，每个均衡器具有一组系数，

一个系数适配器，用于以时间共享的方式适配两组或更多组所述系数，以及

一个组合器，用于组合均衡后的信号。

通过在两个或更多个均衡器间共享一个适配器以适配系数，可以减轻计算负荷。这对于电池供电的小型移动终端尤其有用。其可以应用在任何类型的均衡器中，以及使用任何方式的时间共享。组合器可以利用均衡后的信号间的任何类型的分集，也可以与任意形式无线电调制一起使用。这是基于这样一个认识：所要处理的主要类型的干扰(即多址干扰)变化得足够慢，使得没有必要与更新均衡器的输出的采样时间一样频繁地更新系数。因此，相对于已知的瑞克接收机，其在更好的抗干扰方面(导致增加的网络容量)具有改善的性能，同时由于所述组合而带来的好的对衰落效应的衰减(导致提高的网络效率)。相比于二维瑞克接收机，可以以更低的计算复杂度实现上述方面，这就意味着更低的功耗，这对于小型移动终端的接收机当然尤其重要。

一些实施例的一个附加特征是：通过重复使用同样的系数，均衡器被安排成在连续的时隙里输出两个或更多个均衡后的信号值，同时在每个连续时隙里为另一个不同的均衡器计算新的系数。这种安排有助于最大限度的利用适配器的更简单的安排。

一些实施例的一个附加特征是：系数适配器被安排成使用同样的算法为每个均衡器适配系数。这种安排同样有助于使适配器更简单，因此实现起来更容易、更便宜。

一些实施例的一个附加特征是：适配器被安排成采用线性算法。这比非线性的替换方案更简单，因此实现起来更容易、更便宜。

一些实施例的一个附加特征是：适配器具有一个来自组合后的均衡后的信号的反馈输入端。这有助于提供更直接的反馈，以使适配过程能够比其他替换方案收敛更迅速或更准确。

一些实施例的一个附加特征是：适配器被安排成利用要被均衡的信号以及所估计的无线路径特性来对系数进行适配。这是大量可能的方案之一，其优点是具有更好的适配，这是由于系数更直接地与信道特性相关，这在终端终端移动、路径特性快速变化的情况下尤其有用。

一些实施例的一个附加特征是：用于对组合的均衡后的信号进行解调和CDMA解码的电路。这是较广泛应用的具有商业价值的调制方案之一，并且尤其易受MPI和MAI的影响，因此上面列出的技术特征的优点更加与该方案相关。

一些实施例的一个附加特征是：用于对来自天线的信号进行IF处理的电路。这是一种为均衡过程预备信号的便利的方法。

一些实施例的一个附加特征是：用于在均衡过程之前将来自天线的信号转换成复数字形式的电路。这对于要被均衡的信号是一种尤其便利的格式，因为它能保持信号的相位信息。

一些实施例的一个附加特征是：接收机由一个和多个集成电路实现。这相比于软件实现方式可以提供增强的处理速度，并且通过集成更多的部件，制造成本通常能降低。

本发明的另一方面是提供一种移动终端，其具有一个天线、耦合到所述天线的前述接收机以及耦合到接收机的处理器，该处理器用于处理由接收机接收到的信号。这被明确要求保护，因为所述优点可以实现更好的终端，其具有比单独一个接收机部件的价值大得多的附加价值。

本发明的另一方面是提供一种使用该终端提供通信服务的方法。这也被明确要求保护，因为所述终端的优点可以实现相应地改进的服务，其具有比单独一个接收机部件的价值大得多的附加价值。

本领域技术人员将很清楚，上述任何附加特征可以随意组合或者与本发明的任一方面组合。对于本领域技术人员来说其他的好处也可能很明显，尤其是结合发明人所不知道的其他的现有技术。

附图简述

以下通过举例并参照附图来描述本发明的各实施例，其中：

图1示出了耦合到网络的一个终端中的接收机的一个实施例，

图2示出了均衡器和系数适配器在一个时隙序列中的操作，

图3示出了接收机和天线的实例，

图4示出了用于图3中的自适应算法的实例，以及

图5示出了自适应算法的另一实例。

详细描述

图1，耦合到网络的接收机的实施例

图1显示了接收机60的一个实施例，其通过无线链路耦合到一个或多个网络90的基站3。一个特定应用是接收由运营商通过网络提供的与通信服务相关的数据，例如语音服务或信息服务。本例中的接收机合并在移动终端70中，尽管原则上它可以应用于基站。所述移动终端包括一对天线1、2，它们彼此分隔开并耦合以受益于空间分集接收。来自天线的信道信号馈送到均衡器。原则上，这些信道信号可以由单根天线馈送，并利用其他类型的分集技术(比如时间分集或偏振分集等)。可以有多于两个的天线和/或多于两个的信道。移动终端的其他部件(例如用户接口、数据或语音处理功能等等)由部件80表示。所述接收机可以应用于任何类型的终端，并使用任何类型的调制类型以及任意种空中接口标准。

接收机包括第一和第二均衡器20、30，其输出由组合器50组合，并且馈送到其他部件以进一步处理均衡后的信号。均衡过程是用来减小MPI或MAI。均衡器可以是任意种类的自适应类型，例如包括横向滤波器、判决反馈均衡器的线性类型，或包括最大似然序列估计器MLSE的非线性类型。它们利用可被适配的系数(对于MLSE称为概率分布函数)来对均衡器进行适配。计算负荷中的大部分通常是由于计算更新的系数而占用的。系数适配器40在两个均衡器间共享。通过适配器的时间共享，可以达到前述的优点。图2示出了如何实行该安排的例子。

图2，均衡器和系数适配器在一个时隙序列中的操作

图2示出了一个时隙序列以及均衡器和系数适配器在每个时隙中的操作。这可以是图1中的均衡器和适配器的操作，也可以是其他的均衡器和适配器的操作。第一行表示标题(heading)，其指示时隙号码。第二行指示系数适配器的动作。第三和第四行表示均衡器的动作。在时隙1和3中，适配器为第一均衡器EQZ 20计算系数。在时隙2和4中，适配器为第二均衡器EQZ30计算系数。在时隙2中，第一均衡器采用在时隙1计算的系数。在时隙3中，第一均衡器对于来自其天线的新的输入重复使用相同的系数。在时隙4中，第一均衡器采用在时隙3为其计算的新系数，依此类推。同时，对应地，第二均衡器EQZ30在时隙3采用在时隙2为其计算的系数。在时隙4中，第二均衡器对来自其天线的新的输入重复使用相同的系数，并且在时隙5(未示出)中，第二均衡器将采用在时隙4计算的新系数，依此类推。

图3，接收机的实施例

图3示出了接收机的实施例的示意性框图。所述接收机可以是图1中的接收机的一个实例，也可以是其他的接收机。通过天线100接收射频(RF)信号，来自每个天线的信号通过处理元件链，这对每个天线基本上相同。该元件链包括天线滤波器120，以及低噪声放大器(LNA)120。在这一级，RF信号包括其中包含想要的信号的第一频带以及包含不想要的邻近信道的信号的第二和第三频带。

LNA的输出端连接到IF混频器130，该IF混频器130由本地振荡器140馈送。混频器的输出端通过一个IF滤波器150馈送。带有自动增益控制的线性IF放大器级160接着馈送一对正交混频器180、190，以分别产生同相位和正交IF信号。第二本地振荡器170馈送这些正交混频器。所述正交信号由抗混叠带通滤波器200、210滤波，并且其输出被馈送到模数转换器220，以产生用于均衡的复数字信号。所述模数转换器可以是多电平或单比特模数转换器(ADC)，其带有限幅器，用于在ADC的输入端之前去除幅度信息。

接着，所述复数字信号由均衡器230进行均衡(均衡器230由经适配的系数加权)，并在组合器270中与来自一个或多个其他天线的相应信号进行组合。所述组合器在形式上可以是一个用于选择较好的信号的简单开关，也可以是一个加法器，或者是一个反映各信号的相应信噪比的加权组合。然后，所述信号被传递到基带处理元件，其中，所述信号由解码器280解码，并由QPSK解调器290解调。通过采用I和Q信道的基带处理，可以去除各IF级中的频谱折叠的影响。

用于均衡器的系数通过逻辑电路250进行适配，逻辑电路250包括均衡器系数适配算法260，其具有作为输入的先前系数、用于反馈的输出的误差信号以及表示所估计的信道冲激响应的值h₁，所述冲激响应由信道估计部件240从天线输入导出。该算法的另一个输入可选择地可以是一个反馈信号，其来自于解码和解调后的接收机输出。

图4，采用线性系数自适应算法的均衡过程

信道的线性均衡可以采用线性横向滤波器实现。图4显示了整体结构的示例。其包括均衡器230，均衡器230具有由一系列延迟元件z、一系列系数乘法器300、一个加法器310以及一个阈值元件320组成的加权部件。用于适配系数的部件260由一个误差估计器330、一个更新算法340组成，并且利用信道估计部件240的输出。均衡器的输入由来自ADC的输出端的样本{θ_k}形成。线性均衡器的输出是一个序列

其表示对符号{d_k}的估计。抽头C_k的个数是2K+1，其中k＝-K…K。均衡器如下定义：

F (z) = Σ_{k = - K}^{k} C_{k} z^{- k}

阈值检测器允许从样本确定符号{d_k}。无误差时，我们应有

{{\hat{d}}_{k} = d_{k}},

信号误差定义为

{e_{k} = {\tilde{d}}_{k} - d_{k}} .

样本通过下述表达式得到：这是由加权部件执行的。在数字通信中通常采用的最优化准则是

{\tilde{d}}_{k} = Σ_{j = - K}^{K} C_{j} θ_{k - j}

误差概率最小化。不幸地是，误差概率是系数的非线性函数。因此在实际中很难实现这一点，或者由于计算太昂贵以至于不能解决。为了避免这个问题，可以采用其他的准则。第一种类型的均衡器被称为基于峰值失真准则的迫零均衡器。第二种类型的均衡器是基于最小化均方误差E{|e(k)|²}的最小均方误差均衡器。基于非线性均衡的其他技术作为替换选择也可以采用，以下参考图5进行描述。

迫零包括通过应用最小化峰值失真准则进行适配。首先，考虑无限数目的系数，这在理论上可以完全消除干扰，z变换中的全局冲激响应由下给出：

Q(z)＝F(z)·Θ(z)等式1-1

其中

●Θ(z)是信道冲激响应的z变换

●F(z)是均衡器冲激响应的z变换

当Q(z)＝1时干扰完全消除，因此如果将这个关系代入方程1-1中，得到：

Θ (z) = \frac{1}{F (z)}

等式1-2

迫零均衡器通过对信道F(z)进行逆滤波来抵消干扰。由信道产生的任何衰减可以通过均衡器中的放大来补偿。有限长度ZF均衡器具有2K+1个系数，通过求解下列线性系统得到所述系数：

Σ_{j = - K}^{K} C_{j} θ_{k - j} = δ_{0}^{j}

等式1-3

迫零均衡器的适配包括在每个系数C_j ⁿ上加上一个校正dC_j ⁿ，其中n表示迭代。系数如下得到：

C_{j}^{n + 1} = C_{j}^{n} + d C_{j}^{n},

其中j＝-K…K

这种方法是所有类似自适应均衡器的基础。为了找到最佳地调节均衡器系数的所述校正，利用在误差信号和符号之间缺少相关性的特性，并且假设各个符号彼此互不相关。

这种情况下，强制信道样本为零等效于抵消E[e_n·d^· _n-j]。因此，想要的系数可以通过表达式

C_{j}^{n + 1} = C_{j}^{n} + μ e_{n} d_{n - j}^{*}

得到，其中μ是介于0和1之间的一个范围因子。

MMSE均衡器操作来最小化二次误差，并由下定义：

ε＝E{|d_n- d_n|²}等式1-4均衡器的输出由

{\tilde{d}}_{k} = Σ_{j = - K}^{K} C_{j} θ_{k - j}

给出。如果将前一关系式代入等式1-4，则给出：

ϵ_{k} = E {{| d_{n} - Σ_{j = - K}^{K} C_{j} θ_{k - j} |}^{2}}

等式1-5

相对于系数最小化等式1-5等效于强制误差与信号样本θ_k-j正交，其给出

E {ϵ_{k} θ_{k - j}^{\cdot}} = 0,

其中ε_k可以由

d_{n} - {\tilde{d}}_{n} = d_{n} - Σ_{j = - K}^{K} C_{j} θ_{k - j}

代替。最后得到

Σ_{j = - K}^{K} C_{j} E {| θ_{k - j} θ_{k - i}^{\cdot} |^{2}} = E {d_{k} θ_{k - i}^{\cdot}},

其中

E {| θ_{k - j} θ_{k - i}^{\cdot} |^{2}} = Γ = [γ_{ji}]

并且

E {d_{k} θ_{k - 1}^{\cdot}} = A = [a_{1}] .

所述线性系统可以表示为矩阵形式：

ΓC_opt＝AC_opt＝Γ^-1A

确定MMSE均衡器的系数需要计算[2K+1]×[2K+1]的矩阵Γ的逆。由于这在实际操作中计算量太大，因此经常采用LMS算法。这种算法是一种自适应算法，其中由下得到：

C_{j}^{n + 1} = C_{j}^{n} - {ΔG}_{n}

梯度由G_n＝-E[ε_nθ_n]给出，于是得到：

C_{j}^{n + 1} = C_{j}^{n} + μE [ϵ_{n} θ_{n}]

在实际中，梯度必须由

{\hat{G}}_{n} = - ϵ_{n} θ_{n}

和

C_{j}^{n + 1} = C_{j}^{n} + ϵ_{n} θ_{n}

估计，其中

C_{j}^{0} = 0 .

如上讨论的那样，以这种方式估计系数适配的单个处理部件可以在两个或多个均衡器之间共享。这种共享可以是任意形式的时间共享。优选的时间共享频度是每一个时隙切换一次，即2560个码片，每个码片持续时间是260ns，于是给出665μs，如UMTS标准所定义的那样，但是原则上，也可以采用其他的共享频度。

图5，非线性均衡

图5示出了非线性均衡器的一个例子DFE(判决反馈均衡器)。它由两个横向滤波器组成：一个前向滤波器350和一个后向滤波器360，还有一个加法器380和一个阈值检测器

370。前向滤波器接收来自于信道的样本θ_k。这个滤波器的目的是去除由之前符号产生的干扰。后向滤波器接收阈值检测器之后的符号。后向滤波器的输出被反馈并且加到阈值检测器的输入端处的信号上。这个滤波器的作用是去除由在先符号产生的干扰。均衡器的输出来自阈值滤波器。尽管采用了两个线性均衡器，阈值检测器的存在使得DFE为非线性的。

DFE的输出由下给出：

{\tilde{d}}_{k} = Σ_{j = - K}^{0} C_{j} θ_{k - j} + Σ_{j = k}^{K} C_{j} {\hat{d}}_{k - j}

前向滤波器由K+1个系数形成，后向滤波器由K个系数形成。前面的准则可以应用在DFE上，DFE的性能要高于线性均衡器。

也可以采用其他的自适应非线性算法的例子。

其他变型以及结论：

参考CDMA系统描述了本发明的各实施例，但是很显然本发明也可以应用在其中可采用天线分集的任何通信系统中，例如UMTS(通用移动电信系统)、GSM(全球移动通信系统)、蓝牙或DECT。空间分集安排带来的有益效果的多少在某种程度上依赖于来自不同天线的信号之间的低相关性。相关程度是天线隔离度的函数，其往往表现为一个贝塞尔函数，实验结果显示接近0.25λ的隔离距离就足够得到每根天线上的不相关的衰落。在手持移动终端上使用具有上述隔离量(也即几个厘米)的两个天线是可以实现的。

描述了一种用于接收机(比如W-CDMA接收机)的新的体系结构。系统利用空间分集以减轻快速衰落，并增强某些环境中的性能，例如室内或更普遍来说时间分散较小的环境。尤其在干扰级别很高时，接收机利用自适应算法去除干扰。其根本的步骤是进行新的假设，即干扰(MAI或MPI)在连续的时隙中近似恒定。这意味着不必在每个时隙都更新系数。此外，对两根天线只采用一种算法。这种算法允许接收机为第一根天线找到系数，这些系数用于接下来的时隙，并且在此时间内，该算法为第二根天线计算更新后的系数。这种设备减小了基带算法的计算复杂度，因此允许实现适合于与移动站相关联的各项限制(价格，消耗，尺寸，重量等等)的最优处理。该设备可以用于双天线接收机，以提供适合于手机的低复杂度。该设备可以使用组合技术来最大化SINR(信号对噪声加干扰比)。权重系数可以由标准的线性算法(例如LMS(最小均方误差))得到。为了减小复杂度，采用单个算法。由算法确定第一根天线的系数以用于接下来的时隙，同时第二根天线的均衡器使用在前一时隙中为其计算的系数。因此由于实际上两个天线只使用一个干扰抵消系统，因此相对于传统的经典2D瑞克接收机降低了整体的复杂度。

该实现方式可以由采用传统语言的软件实现，该软件可以即刻对自己进行重新配置以适配均衡过程。也可以采用硬件(逻辑电路)以在两根天线间进行切换，以及甚至实现相当一部分的算法以寻找系数。还需要能够保持加权系数以在两个或多个时隙中重复使用，并且实现最优组合的算法。在遵从已有原则情况下可以采用几种自适应算法(LMS，RLS…)和传统的可重配置的硬件技术(FPGA，DPS等)。FPGA的一个好处是处理速度高以及重配置逻辑电路的重写时间短，可以低于50μs。应用领域可以包括任何手持移动终端，尤其是低成本的高数据速率接收的应用，例如GPRS、第三代以及所有的CDMA系统。更普遍的，本发明可以应用在任何天线分集的应用中，这是用于包括无线电话和无线局域网的未来多媒体系统的无线模块的关键元素。

如前所述，分集接收机具有由各天线馈送的两个不同的信道，每个信道有一个自适应均衡器，以及一个系数适配器用于以时间共享的方式为所述均衡器适配两组系数。一个组合器组合均衡后的信号。通过在两个或多个均衡器之间共享一个适配器以用于适配系数，减轻了计算负荷。这对于用于GSM、UMTS或其他无线电网络的电池供电的小型移动终端来说非常有用。本发明可以应用于任何类型的均衡器，以及采用任何方式的时间共享。组合器可以利用均衡后信号间的任何类型的分集。通过重复使用相同的系数，均衡器可以在连续的时隙里输出两个或多个均衡后的信号值，同时为另一个均衡器计算新的系数。对于本领域技术人员来说，在所附权利要求书的范围内的各种变型和实例是显而易见的。

Claims

1.一种与一个或多个天线(1，2，100)一起使用的接收机(60)，所述接收机具有：

由所述一个或多个天线馈送的两个或多个不同信道，

两个或多个自适应均衡器(20，30，230)，其中每一个用于均衡所述信道之一的信号，每个均衡器具有一组系数，以及

一个系数适配器(40)，用于以时间共享的方式适配两组或更多组所述系数，

以及一个组合器(50)，用于组合均衡后的信号。

2.如权利要求1所述的接收机，所述均衡器被安排成通过重复使用相同的系数而在连续的时隙内输出两个或更多个均衡后的信号值，同时在所述连续时隙中的每一个内，为所述均衡器中的另外一个计算新的系数。

3.如权利要求1或2所述的接收机，所述系数适配器被安排成使用相同的算法为每个均衡器适配系数。

4.如前述任一权利要求所述的接收机，所述适配器被安排成采用线性算法。

5.如前述任一权利要求所述的接收机，所述适配器具有一个来自于组合的均衡后的信号的反馈输入。

6.如前述任一权利要求所述的接收机，所述适配器被安排成利用要被均衡的信号以及所估计的无线路径特性来对系数进行适配。

7.如前述任一权利要求所述的接收机，该接收机具有电路(270，280，290)，用于对组合的均衡后的信号进行解调和CDMA解码。

8.如前述任一权利要求所述的接收机，该接收机具有电路(130，140，150，160)，用于对来自天线的信号进行IF处理。

9.如前述任一权利要求所述的接收机，该接收机具有电路(170，180，190，200，210，220)，用于在均衡之前将来自天线的信号转换为复数字形式。

10.如前述任一权利要求所述的接收机，该接收机被实现为一个或多个集成电路。

11.一种移动终端(70)，具有天线(1，2)、耦合到所述天线的前述任一权利要求所述的接收机以及耦合到所述接收机的处理器，该处理器用于处理由接收机接收的数据。

12.一种采用权利要求11所述的终端来提供通信服务的方法。