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CN1663111A - 近似n次函数发生装置和温度补偿晶体振荡电路 - Google Patents

近似n次函数发生装置和温度补偿晶体振荡电路 Download PDF

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CN1663111A
CN1663111A CN038139278A CN03813927A CN1663111A CN 1663111 A CN1663111 A CN 1663111A CN 038139278 A CN038139278 A CN 038139278A CN 03813927 A CN03813927 A CN 03813927A CN 1663111 A CN1663111 A CN 1663111A
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Abstract

一种用于产生n次分量的电路，包括：六个差分放大器(15A到15F)，其使得公共线性输入信号和预定电平的恒定电平信号施加到一对输入端，输出与该线性输入信号反相或同相的信号，并具有将所述输出信号限制到预定最大值和最小值的限制函数；恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述六个差分放大器的每一个；电流镜电路(14)，用于控制流动在所述差分放大器(15A到15F)中的电流；以及相加电阻(16A，16B)，用于相加所述差分放大器(15A到15F)的输出电流。通过增加第六差分放大器(15F)的流动电流从而增加所述电阻值，可以获得关于所述输入信号有更陡倾角的5次函数分量的高精确度输出电流。

Description

近似n次函数发生装置和温度补偿晶体振荡电路
技术领域
本发明涉及用于产生近似n次的函数的近似n次函数发生装置以及使用该装置的温度补偿晶体振荡电路。
背景技术
对于通常用于晶体振荡器的AT切的晶体谐振器而言，温度变化与固有自然共振频率的关系可以表示为如图17所示的近似三次函数。此温度特性可以近似为下面的公式(1)。
Y＝α(t-t0)3+β(t-t0)+γ  …………(1)
其中，Y是输出频率，α是三次系数，β是温度特性的倾角，γ是频率偏移量，t0是曲线的中心温度，即拐点(通常在从25到30℃的范围)。上述公式(1)中的α、β和γ中的每一个均取决于该晶体谐振器。
由于这个原因，温度补偿通常利用来自于例如专利3233946所述的近似三次函数发生装置的输出电压来实现。
具体地说，如图18所示，用于产生所述近似三次函数的近似三次函数发生装置的输出被作为用于补偿晶体温度特性的控制电压而施加到压控晶体振荡器(VCXO)上，该装置使用从温度探测电路输出的电压VIN作为输入信号，该温度探测电路用于输出主要相对于作为输入信号的所述温度变化进行变化的电压。
目前被广泛采用的压控晶体振荡电路的电压-频率特性可以用线型函数近似。因此，晶体谐振器的频率特性与温度的关系可以被近似为电压特性与该温度的关系，如图19所示。
所述控制电压的电压-温度特性可以为下述公式(2)。
f(t)＝a3(t-t0)3+a1(t-t0)+a0  …………(2)
具体地说，与公式(2)中的控制电压相配的电压由所述近似三次函数发生装置产生，并被输入到所述压控晶体振荡器中，从而补偿所述晶体谐振器的温度特性。
但是，所述晶体谐振器的频率-温度特性包括比三次分量更高次的分量。因此，存在近似三次函数和数据之间的差别，使得即使产生了能够严格地补偿该近似三次函数的控制电压，该差别仍将作为不能进行温度补偿的因素。
为解决该问题，可以用更高次的函数近似所述晶体谐振器的温度特性，并用相应的更高次函数的电压控制所述压控晶体振荡器，以减少所述差别。
例如，在用三次函数近似一个晶体谐振器上的频率-温度特性数据的情形下，在-30到85℃的温度范围内的近似表达式和数据之间的差最大为0.320ppm。如果用四次函数近似，其变为0.130ppm。如果进一步用五次函数近似，其变为0.126ppm。于是可以调整系数并通过使用用于产生高次函数的装置来产生所述控制电压，从而用更高次精确度来实现温度补偿。
对于目前用于输出成比例于所述三次或更高次函数的信号的电路而言，例如图1所示的函数发生装置已为日本专利公开8-116214所披露。
从此电路输出的信号可以用诸如公式(3)的多项式表示，以下为通式。
f(x)＝anxn+an-1xn-1+……+a2x2+a1x+a0
    ＝an′(x-x0)n+……+a1′(x-x0)+a0′   ……(3)
例如，四次函数发生装置的输出信号可以用以下公式(4)表示。
f(x)＝a4x4+a3x3+a2x2+a1x+a0
    ＝a4′(x-x0)4+a2′(x-x0)2+a1′(x-x0)+a0′
    …………(4)
其中，
a4′＝a4，a2′＝a2-6a4x0 2，a1′＝a1+2a2x0-8a4x0 3，a0′＝a0+a1x0+a2x0 2-3a4x0 4，x0＝-a3/(4a4)
对于近似四次函数发生装置而言，可以使用如上述公式(4)中的x0以忽略第n-1项，即三次项，并减小了电路规模。
但是，该常规例子仍有未解决的问题，即很难实现用公式(4)的结构来产生所述控制电压的电路。
所述未解决的问题将以具体的例子加以描述。如果一个晶体谐振器上的频率-温度特性数据首先被描述为具有被公式(4)所忽略的三次项的公式，表示该函数拐点的t0变为-149℃，显然超出了-30到85℃的正常补偿范围。t0的显著偏差意味着所述电路必须具有用于产生与之相应的控制电压的功能电路的宽输入范围，而且该电路必须考虑超出调整范围之外的温度。图20示出了各次分量，可以理解的是，当一个晶体谐振器的频率-温度特性在±10ppm之间，这些次分量使得最大为±1500ppm的显著偏差宽度附加在所述函数上。因此，为了补偿该晶体谐振器的频率-温度特性，各次参数a4′到a0′的调整范围必须较宽以适合所述控制电压，并且用于执行该补偿的电路将因为动态范围而变得非常不方便。因此，会产生这样的问题，即如果将所述控制电压从所述三次函数扩展到所述四次函数会导致噪声的显著增加以及电路规模的扩大。于是，尽管考虑到有获得更高次精确度的优势，但这样做还是不实际的。
因此，本发明的实现注意到了所述常规例子中未解决的问题。并且其中一个目的是提供能够精确地提供三次或更高次的高次分量的电路以及用于所述温度补偿并使用了所述函数发生装置的精确可调晶体振荡器。
发明内容
根据本发明的权利要求1的k次分量发生电路，其特征在于，包括：i(i为5或大于5的整数)个差分放大器，其使得公共线性输入信号输入到一个输入端，预定电平的恒定电平信号输入到另一个输入端，输出与所述线性输入信号反相或同相的信号，并具有将输出信号限制到预定最大和最小值的限制函数；以及恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述i个差分放大器的每一个，其中：所述i个差分放大器中的第一、第二和第三差分放大器被设置为使所述恒定电平信号以逐渐增加的更高电平依次输入；所述第一和第三差分放大器的输出信号与所述第二差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；所述i个差分放大器中的第四差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为与要输入到所述第二差分放大器的恒定电平信号相同电平的信号，并将其输出信号设置为与所述第一和第三差分放大器的输出信号相同的极性而且还将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第二差分放大器的大；所述i个差分放大器中除了所述第一、第二、第三和第四差分放大器之外的(i-4)个差分放大器中的每一个把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平或高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，且所述(i-4)个差分放大器的输出信号与所述第二差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性，于是将所述第一、第二、第三和所述(i-4)个差分放大器的输出信号相加以形成k次函数分量输出信号(k为3或大于3的奇数)；并且所述第四差分放大器被构造用于形成线性分量输出信号，该线性分量用于抵消所述n次函数分量的线性分量，从而通过相加所述i个差分放大器的输出信号而产生不包括线性分量的k次函数分量。
据此，可以通过调整所述(i-4)个差分放大器的激励电流，以形成在所述输入信号大于所述最大值或小于所述最小值的范围内对该输入信号倾角更陡的输出信号，从而产生具有高精确度的近似k次函数(k为3或大于3的奇数)。
根据本发明权利要求2的三次分量发生电路，其特征在于，权利要求1中的i和k分别被设置为i＝5且k＝3。
于是，可以从用于产生k次奇数分量的电路中构造出三次专用电路(cubic-specific circuit)，从而输出具有高精确度的三次函数。
根据本发明权利要求3的三次分量发生电路，其特征在于，在权利要求2中，所述第五差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第一差分放大器的小。
于是，在只向所述输入信号拐点的更高侧扩展该输入信号范围的情形下，可以输出具有高精确度的所述三次函数。
根据本发明权利要求4的三次分量发生电路，其特征在于，所述第五差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第三差分放大器的小。
于是，在只向所述输入信号拐点的更低侧扩展该输入信号范围的情形下，可以输出具有高精确度的所述三次函数。
根据本发明权利要求5的三次分量发生电路，其特征在于，权利要求1中的i和k分别被设置为i＝6且k＝5。
于是，可以从用于产生k次奇数分量的电路中构造出专用于五次的电路，从而输出具有高精确度的五次函数。
根据本发明权利要求6的五次分量发生电路，其特征在于，在权利要求5中，所述第五差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第一差分放大器的小，并且所述第六差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第三差分放大器的小。
于是，在只向拐点的更高侧扩展所述输入信号范围的情形下，可以输出具有高精确度的所述五次函数。
根据本发明权利要求7的m次分量发生电路，其特征在于，包括：j(j为4或大于4的整数)个差分放大器，其将公共线性输入信号输入到一个输入端，将预定电平的恒定电平信号输入到另一个输入端，输出与该线性输入信号反相或同相的信号，并具有将输出信号限制到预定最大和最小值的限制函数；以及用于输出恒定输出信号的恒定信号输出电路；恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述j个差分放大器的每一个，其中：所述j个差分放大器中的第一、第二、第三和第四差分放大器被设置为使所述恒定电平信号以逐渐增加的更高电平依次输入；所述第一和第二差分放大器的输出信号与所述第三和第四差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；于是将所述j个差分放大器的输出信号相加以形成m次函数分量的输出信号(m为4或大于4的偶数)；以及恒定信号输出电路，被构造以形成零次分量输出信号，该零次分量用于抵消所述m次函数分量的零次分量，从而通过相加所述j个差分放大器和所述恒定信号输出电路的输出信号而产生不包括零次分量的m次函数分量。
于是，可以产生具有高精度且不包括零次分量的m次偶数分量。
根据本发明权利要求8的m次分量发生电路，其特征在于，在权利要求7中，j为6或大于6的偶数，所述j个差分放大器中除了所述第一、第二、第三和第四差分放大器之外的(j-4)个差分放大器中的每一个把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到第一差分放大器的恒定电平信号的电平或高于要输入到第四差分放大器的恒定电平信号的电平。
于是，可以通过调整所述(j-4)个差分放大器的激励电流以形成在所述输入信号大于所述最大值或小于所述最小值的范围内对该输入信号倾角更陡的输出信号，从而产生具有高精确度的近似m次函数。
根据本发明权利要求9的四次分量发生电路，其特征在于，权利要求7中的j和m分别被设置为j＝4且m＝4。
于是，可以从用于产生m次偶数分量的电路中构造出专用于四次的电路，从而输出具有高精确度的四次函数。
根据本发明权利要求10的近似n次函数发生装置，其特征在于，包括：零次分量发生部分，用于使得恒定信号输入并产生恒定分量；线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；至少一个k次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的k次分量(k为3或大于3的奇数)发生电路以及用于使得该k次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；至少一个m次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的m次分量(m为4或大于4的偶数)发生电路以及用于使得该m次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；以及相加电路，用于相加所述零次分量发生部分、所述线性分量发生部分、所述k次分量发生部分和所述m次分量发生部分的输出信号，在其中近似n次函数(n为4或大于4的整数)得以产生。
于是，可以通过忽略二次项并使用接近其拐点的拐点x0来对所述三次函数主要部分给予补偿。由于除了三次之外的n≥4的n次分量变得更小，还可以使用所述常用拐点x0作为结构(configuration)并实现偏移量+线性分量+三次分量+修正的高次分量的结构，从而减少对电路规模的影响。
根据本发明权利要求11的近似n次函数发生装置，其特征在于，包括：零次分量发生部分，用于使得恒定信号输入并产生恒定分量；线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；至少一个k次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求1的k次分量(k为3或大于3的奇数)发生电路以及用于使得该k次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；至少一个m次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求7的m次分量(m为4或大于4的偶数)发生电路以及用于使得该m次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；以及相加电路，用于相加所述零次分量发生部分、所述线性分量发生部分、所述k次分量发生部分和所述m次分量发生部分的输出信号，在其中近似n次函数(n为4或大于4的整数)得以产生。
于是，可以通过忽略二次项并使用接近其拐点的拐点x0来补偿所述能够精确产生主要部分的三次分量。由于除了三次之外的n≥4的n次分量变得更小，还可以使用所述常用拐点x0作为所述结构并实现偏移量+线性分量+三次分量+修正的高次分量的结构，从而减少对电路规模的影响。
根据本发明权利要求12的近似三次函数发生装置，其特征在于，包括：零次分量发生部分，用于使得恒定输入信号输入并产生恒定分量；线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；三次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求2或权利要求4的三次分量发生电路以及用于使得该三次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；以及相加电路，用于相加所述零次分量发生部分、所述线性分量发生部分和所述三次分量发生部分的输出信号。
于是，可以产生具有高精确度的近似三次函数。
根据本发明权利要求13的近似四次函数发生装置，其特征在于，包括：零次分量发生部分，用于使得恒定输入信号输入并产生恒定分量；线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；三次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求2或权利要求4的三次分量发生电路以及用于使得该三次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；四次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求9的四次分量发生电路以及用于使得该四次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；以及相加电路，用于相加所述四次分量发生部分、所述三次分量发生部分、所述线性分量发生部分和所述零次分量发生部分的输出信号。
于是，可以产生具有高精确度的近似四次函数。
根据本发明权利要求14的近似五次函数发生装置，其特征在于，包括：零次分量发生部分，用于使得恒定输入信号输入并产生恒定分量；线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；三次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求2或权利要求4的三次分量发生电路以及用于使得该三次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；四次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求9的四次分量发生电路以及用于使得该四次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；五次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求5或权利要求6的五次分量发生电路以及用于使得该五次分量发生电路的输出信号输入的第三增益可变放大电路；以及相加电路，用于相加所述五次分量发生部分、所述四次分量发生部分、所述三次分量发生部分、所述线性分量发生部分和所述零次分量发生部分的输出信号。
于是，可以产生具有高精确度的近似五次函数。
根据本发明权利要求15的近似n次函数发生装置，其特征在于，使得所述线性输入信号输入，输出与n次函数成比例的n次输出信号，该n次函数由n次多项式表示且该n次多项式中不包括二次项。
于是，可以对所述三次分量主要部分进行补偿，并使用接近其拐点的拐点x0。由于除了三次之外的n≥4的n次分量变得更小，还可以使用所述常用拐点x0作为所述结构并实现偏移量+线性分量+三次分量+修正的高次分量的结构，从而减少对电路规模的影响。
根据本发明权利要求16的温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求15的近似n次函数发生装置。
于是，可以构造这样的温度函数发生电路，其能够向所述近似n次函数发生装置提供作为输入信号的所述温度探测电路的探测信号，该电路还可以产生能够修正晶体温度特性的电压。
根据本发明权利要求17的温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求16的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似n次函数输入的晶体振荡电路。
于是，可以构造能够进行具有高精确度温度补偿的温度补偿晶体振荡电路。
根据本发明权利要求18的温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求10或11的近似n次函数发生装置。
于是，可以构造这样的温度函数发生电路，其能够产生通过使用所述具有高精确度的近似n次函数发生装置来修正所述晶体温度特性的电压。
根据本发明权利要求19的温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求18的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似n次函数输入的晶体振荡电路。
于是，可以构造能够进行具有高精确度的温度补偿的温度补偿晶体振荡电路。
根据本发明权利要求20的温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求12的近似三次函数发生装置。
于是，可以构造专用于所述三次函数的温度函数发生电路。
根据本发明权利要求21的温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求20的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似三次函数输入的晶体振荡电路。
于是，可以构造专用于所述三次函数的温度补偿晶体振荡电路。
根据本发明权利要求22的温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求13的近似四次函数发生装置。
于是，可以构造专用于所述四次函数的温度函数发生电路。
根据本发明权利要求23的温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求22的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似四次函数输入的晶体振荡电路。
于是，可以构造专用于所述四次函数的温度补偿晶体振荡电路。
根据本发明权利要求24的温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求14的近似五次函数发生装置。
于是，可以构造专用于所述五次函数的温度函数发生电路。
根据本发明权利要求25的温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求24的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似五次函数输入的晶体振荡电路。
于是，可以构造专用于所述五次函数的温度补偿晶体振荡电路。
根据本发明权利要求26的温度补偿调整方法，其特征在于，对于包括了含有温度探测电路和近似n次函数发生装置(n为3或大于3的整数)的温度补偿电路以及压控晶体振荡电路的温度补偿晶体振荡电路而言，当对其进行温度补偿调整时，在预定温度环境中进行在所述温度补偿电路的输出电压VCOUT的n次分量VCOUTn到零次分量VCOUT0上的测量，并且还在期望温度补偿范围内的多个温度进行输入电压VCIN上的测量，其中从所述压控晶体振荡电路输出的振荡频率在该电压上与预置选择频率相配，而且所述测得的输出电压VCOUT的n次分量VCOUTn在每一个温度上近似为温度T的函数：
VCOUTn′(T)＝VCOUTn(T)-VCOUT0(T)，
并且所述输出电压VCOUT可以被描述为所述温度T的函数：
VCOUT(T)＝αnVCOUTn′(T+ΔT)+…………
        +α3VCOUT3′(T+ΔT)+α1VCOUT1′(T+ΔT)
        +VCOUT0′(T+ΔT)+α0，
并且所述温度补偿电路的系数αn到α3，α1，α0和ΔT被调整使得所述输入电压VCIN与在每一个所述温度上测得的输出电压VCOUT相配。
于是，可以获得允许所述具有高精确度的温度补偿的效果。另外，可以通过独立测量各次以获得详细而且正确的数据。并且通过考虑各次分量的误差之外的误差可以基于实际数据计算更佳的系数。此外，不仅对于近似三次函数电路，而且对于n≥4的近似n次函数发生电路均可以通过一次温度扫描实现对所述温度补偿的精确调整。
附图说明
图1为框图，示出了将本发明应用到温度补偿晶体振荡电路的实施例；
图2为框图，示出了采用近似五次函数发生装置的温度补偿晶体振荡电路的具体例子；
图3为框图，示出了采用近似四次函数发生装置的温度补偿晶体振荡电路的具体例子；
图4为电路图，示出了图1中的n次分量发生部分的例子；
图5为电路图，示出了可被用于图4电路的五次分量发生电路的例子；
图6为原理电路图，用于解释图5中的五次分量发生电路如何工作；
图7A和7B为特性图，示出了每一差分对的输出特性，以解释图5中的五次分量发生电路的部分如何工作；
图8是图5的输出波形图；
图9A到9D为输出波形图，用于解释图5中的五次分量发生电路如何工作；
图10为电路图，示出了可被应用于图4电路的四次分量发生电路的例子；
图11A到11D为输出波形图，用于解释图10中的四次分量发生电路如何工作；
图12为电路图，示出了可被应用于图4电路的三次分量发生电路的基本部分；
图13A到13E为输出波形图，用于解释图12中的三次分量发生电路的基本部分如何工作；
图14为电路图，示出了适合于扩展输入电压范围情形的三次分量发生电路的例子；
图15A到15E为输出波形图，用于解释图14中的三次分量发生电路如何工作；
图16为框图，示出了可被应用于图1到3电路的线型函数发生部分；
图17为示图，示出了晶体谐振器对温度的频率特性；
图18为框图，示出了常规例子；
图19为示图，示出了要输入到压控晶体振荡器的控制电压的温度特性；
图20为特性图，示出了常规近似表达式的特性；
图21为特性图，示出了本发明的近似表达式的特性。
具体实施方式
以下将基于附图描述本发明的实施例。
首先，给出本发明的近似n次函数发生装置的规则。
n阶函数一般可以用如下公式(5)表示。
f(x)＝anxn+an-1xn-1+……+a3x3+a2x2+a1x+a0
    ＝an′(x-x0)n+an-1′(x-x0)n-1+……+a3′(x-x0)3+a1′(x-x0)+a0′  ……(5)
作为具体例子，五次函数可以用如下公式(6)表示。
f(x)＝a5x5+a4x4+a3x3+a2x2+a1x+a0
    ＝a5′(x-x0)5+a4′(x-x0)4+a3′(x-x0)3+a1(x-x0)+a0′ …………(6)
公式(6)中系数间的关系如下。
a5′＝a5
a4′＝a4+5a5x0
a3′＝a3+4a4x0+10a5x0 2
a1′＝a1-3a3x0-8a4x0 3-15a5x0 4
a0′＝a0+a1x0-2a3x0 3-5a4x0 4-9a5x0 5
另外，x0是以下三次方程的根。
10a5x0 3+6a4x0 2+3a3x0+a2＝0
对于该x0而言，可以获得一个或三个根，因此，应当选择一个接近假定值的值。在公式(6)中的x0由于此变换变为“29”，即近似等于拐点，近似为三次函数在正常补偿温度范围中心附近的相同数据。因此，在这种电路结构中三次分量为主要分量而四次和五次分量变得很小，从而使得该电路结构具有优势。
四次函数可以用如下公式(7)表示。
f(x)＝a4x4+a3x3+a2x2+a1x+a0
    ＝a4′(x-x0)4+a3′(x-x0)3+a1(x-x0)+a0′ …………(7)
公式(7)中系数间的关系如下。
a4′＝a4
a3′＝a3+4a4x0
a1′＝a1-3a3x0 2-8a4x0 3
a0′＝a0+a1x0-2a3x0 3-5a4x0 4
另外，x0是以下二次方程的根。
6a4x0 2+3a3x0+a2＝0
对于该x0而言，可以获得两个根，于是可以选择一个接近曲线中心的值。因此，x0为“31”，即近似等于拐点，近似为三次函数在正常补偿温度范围中心附近的相同数据。此外，各次(分量)表示于前述公式(7)时如图21所示，使得所述四次分量在±3ppm之间。于是，如果公式的表示中无二次分量，如公式(6)或(7)，那么主要分量为三次分量和线性分量，并且还仅存在具有近似等于所述三次分量拐点的拐点的高次分量。由于用于产生控制电压的电路的动态范围与此相等，其结构是非常具有优势的。
图1为框图，示出了根据本发明的温度补偿晶体振荡电路的实施例。
在图1中，参考数字1表示温度探测电路，该电路的模拟输出电压对于温度变化线性函数地变化。并且归因于从温度探测电路1输出的模拟电压的已探测温度值作为输入信号VIN输入到近似n次函数发生装置2以产生用于补偿晶体的温度特性的电压并将之提供给压控晶体振荡器(VCXO)3。
在此，近似n次函数发生装置2产生由前述公式(5)的n次函数所表示的电压。该近似n次函数发生装置2使得输入信号VIN输入其中，且该装置包括：用于只产生前述公式(5)中的第一项的n次分量的n次分量发生部分6n，用于只产生前述公式(5)中的第n-2项的三次分量的三次分量发生部分6B，用于只产生前述公式(5)中的第n-1项的线性分量的线性分量发生部分6A，以及用于将n次分量发生部分6n，三次分量发生部分6B和线性分量发生部分6A的输出信号相加的相加电路4。
所述近似n次函数发生装置2能够将n设置为任意高次。从具体的例子来说，所述温度补偿晶体振荡电路通过采用如图2所示的近似五次函数发生装置2A或如图3所示的近似四次函数发生装置而构成。
更具体的说，关于图2中的温度补偿晶体振荡电路，其中的近似五次函数发生装置2A除了具有图1中的前述构造中的相加电路4、零次分量发生部分5、线性分量发生部分6A以及三次分量发生部分6B之外，还具有四次分量发生部分6C和五次分量发生部分6D，其中线性分量发生部分6A、三次分量发生部分6B、四次分量发生部分6C和五次分量发生部分6D的输出信号由相加电路4相加。
关于图3中的温度补偿晶体振荡电路，近似四次函数发生装置2B由图2中的结构去掉所述五次分量发生部分6D后构成。
如图4所示，图1到3中的三次分量发生部分6B、四次分量发生部分6C、五次分量发生部分6D……以及n次分量发生部分6n的每一个包括用于只产生三次、四次、五次……n次分量中一个分量的n次分量发生电路9，用于输入该n次分量发生电路9的输出的增益可变放大电路11以及用于向n次分量发生电路9提供后文将提及的恒定电平信号VREFL1到VREFH2的恒定电平信号发生电路20。
此处，五次分量发生电路将被作为奇函数的例子加以叙述。如图5所示，所述五次分量发生电路包括：电流镜电路14，该电流镜电路14包括MOS场效应晶体管Tr0，其栅极和漏极经由恒流源13连接到电源正极端VDD，其源极接地到VSS，该电路14还包括各自栅极与MOS场效应晶体管Tr0的栅极相连的六个MOS场效应晶体管Tr1到Tr6；构成第一到第六放大器的六个差分放大器15A到15F，从电流镜电路14为它们提供恒定电流；具有相同电阻值的电阻16A和16B，用于构成将差分放大器15A到15F的输出电流相加的加法器；以及差分放大器12，用于获得所述输出的电流差。差分放大器15A到15F上施加了来自于恒定电平信号发生电路20的不同的恒定电平参考电压VREFH1，VREFH2，VREFM，VREFL2和VREFL1。
此处，差分放大器15A具有分别经由电阻RA1和RA2串联到电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr1漏极的MOS场效应晶体管TrA1和TrA2。输入信号VIN被加到晶体管TrA1的栅极上，恒定电平参考电压VREFM被加到晶体管TrA2的栅极上，并且晶体管TrA1的漏极经由构成所述加法器的电阻之一的电阻16A和MOS场效应晶体管17连接到电源正极端VDD，该MOS场效应晶体管17用于从其栅极接收差分放大器12的输出，同时晶体管TrA2的漏极经由构成所述加法器的另一个电阻16B连接到电源正极端VDD。
同样地，差分放大器15B也具有分别经由电阻RB1和RB2串联到电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr2漏极的MOS场效应晶体管TrB1和TrB2。输入信号VIN被加到晶体管TrB1的栅极上，恒定电平参考电压VREFM被加到晶体管TrB2的栅极上。与前述差分放大器15A相反，晶体管TrB1的漏极经由构成所述加法器的另一个电阻16B连接到电源正极端VDD，同时晶体管TrB2的漏极经由MOS场效应晶体管17和构成所述加法器的电阻之一的电阻16A连接到电源正极端VDD，从而具有与其它差分放大器15A、15C、15D、15E和15F相反的特性。
差分放大器15C、15D、15E和15F也具有与差分放大器15A相同的结构，并分别地输入由恒定电平信号发生电路20产生的恒定电平参考电压VREFL1，VREFH1，VREFL2和VREFH2。并且MOS场效应晶体管TrA1、TrB2、TrC1、TrD1、TrE1和TrF1经由MOS场效应晶体管17连接到构成所述加法器的电阻16A，其中电阻16和晶体管17的连接点连接到运算放大器12的反相输入端。
施加到差分放大器15A到15F的恒定电平参考电压VREFH1到VREFL1的大小被设置为VREFH2＞VREFH1＞VREFM＞VREFL1＞VREFL2，并且差分放大器15B也被施加有与差分放大器15A相同的电压，恒定电平参考电压VREFM。
通过电阻16A和16B的同相(normal rotation)输出电流IPOUT与经由差分放大器15A到15F的MOS场效应晶体管TrA1到TrF1、电阻RA1到RF1及MOS场效应晶体管Tr1到Tr6通过地VSS的反相输出电流INOUT之间的差电流，作为输出电流IOUT从所述五次分量发生电路的输出端18输出。输出电流IOUT被施加到运算放大器OPA的反相输入端，该运算放大器OPA与经由负反馈嵌入的可变电阻VR构成增益可变放大电路11。由恒定电压发生电路10产生的恒定电压VOFF被施加到运算放大器OPA的同相输入端(normalrotation input side)，并且可以获得只有五次分量而不包含线性分量的输出V5OUT，如以下公式(8)所表示。
V5OUT＝B5(VIN-VOFF)5  …………(8)
在此，系数B5由所述五次分量发生电路的增益和所述增益可变放大电路11的增益所决定。
下面将具体描述所述五次分量发生电路是如何工作的。
为了简化对所述五次分量发生电路的电路工作的描述，可以从如图6所示的一个差分放大器15C着手进行描述。当处于输入电压VIN足够小于参考电压VREFL1的状态时，所有通过MOS场效应晶体管Tr3的电流将通过MOS场效应晶体管TrC2。
由于这个原因，如果电流镜电路14的恒定电流值为I0，那么通过MOS场效应晶体管TrC2的电流IC2＝I0，并且通过MOS场效应晶体管TrC1的电流IC1＝0。因此，电流INOUT和电流IPOUT变为I0和0，如图7A中的虚线和实线所示。
在这一状态下，如果输入电压VIN增加并超过VCL，其中VCL为恒定电平参考电压VREFL1减去作为电阻RC2上的压降的I0·RC2，输出电流IC2将逐渐且平滑地减少。与此相反，输出电流IC1平滑地增加，并且如果输入电压VIN变成与恒定电平参考电压VREFL1相等，输出电流IC1和IC2将也变成相等。如果输入电压VIN进一步升高，输出电流IC2保持减少的趋势且输出电流IC1保持增加的趋势。并且如果输入电压VIN等于或超出VCH，其中VCH为恒定电平参考电压VREFL1加上作为电阻RC1上的压降的I0·RC1，相反地输出电流IC2变为0且输出电流IC1变为I0。
最终，在图7B的输出特性中，就仅由电阻RC1和RC2的电阻值RC及电流镜电路14的恒定电流值I0所决定的晶体管特性而言，在VREFL1±I0·RC附近的输出只有平滑变化。
下面，为简化对图5中五次分量发生电路工作的描述，考虑除了差分放大器15A、15E和15F之外的电路。当输入电压VIN足够小于恒定电平参考电压VREFL1(VIN＜＜VREFL1)时，如前所述，所有通过MOS场效应晶体管Tr3的电流将通过差分放大器15C中的MOS场效应晶体管TrC2，使得IC2＝I0，IC1＝0。同样地，在差分放大器15B和15D中，变成IB2＝ID2＝I0，IB1＝ID1＝0，并且相加电流IPOUT＝2I0且INOUT＝I0。
并且如果输入电压VIN增加，电流开始通过MOS场效应晶体管TrC1并且通过MOS场效应晶体管TrC2的电流开始相应减少。如果输入电压VIN等于恒定电平参考电压VREFL1，则变为IC1＝IC2＝I0/2。若此状态不改变，则使得其它差分放大器15B和15D有，输出电流INOUT和IPOUT由此变为INOUT＝IPOUT＝3I0/2。如果输入电压VIN进一步升高，将变成IC2＝0，IC1＝I0，使得输出电流IPOUT和INOUT因此变为IPOUT＝I0和INOUT＝2I0。
如果输入电压VIN进一步增加，电流开始通过差分放大器15B的MOS场效应晶体管TrB1并且通过MOS场效应晶体管TrB2的电流开始减少。如果输入电压VIN等于恒定电平参考电压VREFM，则变为IB1＝IB2＝I0/2。并且输出电流IPOUT和INOUT再次变为INOUT＝IPOUT＝3I0/2。
如果输出电压VIN在变成IPOUT＝2I0且INOUT＝I0后进一步增加，电流开始通过差分放大器15D的MOS场效应晶体管TrD1并且通过MOS场效应晶体管TrD2的电流开始减少。如果输入电压VIN等于恒定电平参考电压VREFH1，则输出电流IPOUT和INOUT再次变为IPOUT＝INOUT＝3I0/2。并且如果输入电压VIN进一步增加，它们会变为IPOUT＝I0和INOUT＝2I0。
因此，例如从INOUT侧来看，第三差分放大器15C的输出电流IC1直到输入信号VIN的电压等于第三差分放大器15C的最小值VCL时均为0，在该电压超过最小值VCL时，IC1开始增加，在该电压等于恒定电平参考电压VREFL1时变为I0/2，并随后根据输入信号VIN的电压的增加而增加，在该电压的最大值VCH处达到I0并变成饱和，如图8中点线所示。
第二差分放大器15B的输出电流IB2直到输入信号VIN的电压等于第二差分放大器15B的最小值VBL(根据本实施例设置为与VCH相等的值)时均为I0，在该电压超过最小值VBL时，IB2开始减少，在该电压等于恒定电平参考电压VREFM时变为I0/2，并随后根据输入信号VIN的电压的增加而减少，在该电压的最大值VBH或更大处保持为0，如图8中虚线所示。
此外，第四差分放大器15D的输出电流ID1直到输入信号VIN的电压等于第四差分放大器15D的最小值VDL(根据本实施例设置为与VBH相等的值)时均为0，在该电压超过最小值VDL时，ID1开始增加，在该电压等于恒定电平参考电压VREFH1时变为I0/2，并随后根据输入信号VIN的电压的增加而增加，在该电压的最大值VDH处达到I0并变成饱和，如图8中实线所示。
由于第一差分放大器15A并未及时加在这一点上，负倾角的线性函数被加在奇函数上。
因此，对于与差分放大器15C和15D相同的结构，线性函数可以通过加入第一差分放大器15A的输出电流加以抵消，该输出电流的最小值VAL和最大值VAH的范围可以被很宽地设置。
更具体地，关于图8中的系列双点线所示的输入-输出特性，通过调整加在差分放大器15A的激励电流与电阻RA1和RA2以及优化区域和线型函数区域的倾角，使得最小值VAL与第三差分放大器15C的VCL相等，并使得最大值VAH与第四差分放大器15D的最大值VDH相等，从而获得无线性分量的输出电流。
此外，加入了与差分放大器15C结构相同的差分放大器15E。加入该差分放大器是为了精确地实现所述五次函数的特性，这是因为该五次函数在输入电压VIN非常远离恒定电平参考电压VREFM的区域内，为具有对于VIN的显著倾角的输出。
更具体地，通过将输入的恒定电平参考电压VREFL2设置为小于输入到差分放大器15C的VREFL1的值，可以增加所述激励电流值和增加所述电阻值，从而使得在输入电压VIN小于最小值VCL的范围内对输入电压VIN有更陡倾角的输出电流得以通过。同样地，通过将输入到与差分放大器15D结构相同的差分放大器15F的恒定电平参考电压VREFH2设置为大于输入到差分放大器15D的VREFH1的值，可以增加所述激励电流值和增加所述电阻值，从而使得在输入电压VIN大于最大值VDH的范围内对输入电压VIN有更陡倾角的输出电流得以通过。
如上所述，关于所述五次分量发生电路的输出电流IOUT，差分放大器15A的输出如图9C所示，差分放大器15B、15C和15D的输出相加如图9A所示，差分放大器15E和15F的输出相加如图9B所示。如果将这些全部相加，将得到光滑的五次函数电流输出IOUT，如图9D所示。因此，如图4所示，如果所述恒定电压加到所述同相输入端并且五次函数电流输出IOUT加到运算放大器OPA的反相输入端，其中该运算放大器OPA与经由负反馈嵌入的可变电阻VR构成增益可变放大电路11，则可以从运算放大器OPA获得只有五次分量而不包括线性分量的输出V5OUT。
于是，通过利用如上所述的六个差分放大器，可以适当地设置电路常数，从而只产生不包括线性分量的五次函数，如以下公式(9)所示。
V5OUT＝B5(VIN-VREFM)5  …………(9)
这种电路结构也可以被应用到n次奇函数中。因此，可以通过适当地设置恒定电平参考电压VREFL2和VREFH2，电阻值RE1、RE2、RF1和RF2以及输入到差分放大器15E和15F的激励电流值并且进一步加入多个差分放大器以优化所述电阻值、参考电压和激励电流值，从而获得如以下公式(10)的输出。
VnOUT＝Bn(VIN-VREFM)n  …………(10)
更具体地，其应包括：i(i为5或大于5的整数)个差分放大器，使得公共线性输入信号输入到一个输入端，预定电平的恒定电平信号输入到另一个输入端，输出与所述线性输入信号反相或同相的信号，并具有将输出信号限制到预定最大和最小值的限制函数；以及恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述i个差分放大器的每一个，其中：所述i个差分放大器中的第一、第二和第三差分放大器被设置为使所述恒定电平信号以逐渐增加的更高电平依次输入；所述第一和第三差分放大器的输出信号与所述第二差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；所述i个差分放大器中的第四差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为与要输入到所述第二差分放大器的恒定电平信号有相同电平的信号，并将其输出信号设置为与所述第一和第三差分放大器的输出信号相同的极性而且还将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第二差分放大器的大；所述i个差分放大器中除了所述第一、第二、第三和第四差分放大器之外的(i-4)个差分放大器中的每一个把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平或高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，且所述(i-4)个差分放大器的输出信号与所述第二差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性，于是将所述第一、第二、第三和所述(i-4)个差分放大器的输出信号加起来以形成k次函数分量的输出信号(k为7或大于7的奇数)；并且所述第四差分放大器被构造用于形成线性分量输出信号，该线性分量用于抵消所述n次函数分量的线性分量，从而通过相加所述i个差分放大器的输出信号而产生不包括线性分量的k次函数分量。
下面，将四次分量发生电路作为偶函数输出电路的例子加以描述。
图10示出了四次分量发生电路的例子。
所述四次分量发生电路包括：电流镜电路14，该电流镜电路14包括MOS场效应晶体管Tr0，其栅极和漏极经由恒流源13连接到电源正极端VDD，其源极接地到VSS，该电路14还包括各自栅极与MOS场效应晶体管Tr0的栅极相连的五个MOS场效应晶体管Tr1到Tr5；构成恒流源电路的MOS场效应晶体管Tr6，其中恒定电流从电流镜电路14加到该电流源电路上；以及具有相同电阻值的电阻16A和16B，作为用于将差分放大器15A到15D以及恒流源电路的输出电流相加的加法器。差分放大器15A到15D上施加了由恒定电平信号发生电路20产生的不同的恒定电平参考电压VREFH1，VREFH2，VREFL2和VREFL1。
此处，差分放大器15A具有分别经由电阻RA1和RA2串联到电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr1漏极的MOS场效应晶体管TrA1和TrA2。输入信号VIN被加到晶体管TrA1的栅极上，恒定电平参考电压VREFL1被加到晶体管TrA2的栅极上。晶体管TrA1的漏极经由构成所述加法器的电阻之一的电阻16B连接到电源正极端VDD，同时晶体管TrA2的漏极经由MOS场效应晶体管17和构成所述加法器的另一个电阻16A连接到电源正极端VDD。
差分放大器15B、15C和15D具有相等的结构，在该结构中，由恒定电平信号发生电路20产生的恒定电平参考电压VREFH1，VREFL2和VREFH2被施加到晶体管TrB2、TrC2和TrD2各自的栅极上。但是，差分放大器15B和15D被设置为具有与差分放大器15A和15C相反的特性。
所述恒定电平参考电压为VREFH2＞VREFH1＞VREFL1＞VREFL2，并且通过晶体管TrC和TrD的电流值被设置为大于TrA和TrB的电流值，例如IA＝IB＝I0，IC＝ID＝2I0。
由于单一差分放大器的行为与前面对五次分量发生电路所描述的行为相同，差分放大器15A和15B的输出IOUT如图11A所示。此外，差分放大器15C和15D的输出如图11B所示。这些输出电流被图4中所示的可变电阻VR相加并转换为电压，从而获得所述四次函数相对于输入信号VIN的输出。
当输入信号VIN在所述四次函数的拐点x0时，即，在恒定电平参考电压VREFL1和VREFH1之间，输出电流IOUT变成IOUT＝IPOUT-INOUT＝2I0+I0+I0+2I0＝6I0，从而使得其变成所述输出的零次分量。因此，为了抵消所述零次分量而向该电路施加了6I0的恒定电流。这可以通过从电流镜电路14向差分放大器15A到15D的每一个提供恒定电流来实现。这时，可以将构成所述加法器的一个电阻16A经由另一个MOS场效应晶体管Tr6连接到电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr1到Tr5，其中输入信号VIN输入到晶体管Tr6的栅极使得构成电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr1到Tr5的源极-漏极电压接近于另一个MOS场效应晶体管Tr6的源极-漏极电压，从而获得更精确的输出。
来自于所述恒定电流电路的输出电流如图11C所示。如果将全部电流输出相加，可以获得如图11D所示的四次函数电流输出IOUT。可以将由恒定电压发生电路10产生的恒定电压VOFF施加到运算放大器OPA的同相输入端，并且也可以将电流输出IOUT施加到运算放大器OPA的反相输入端，该运算放大器OPA与经由负反馈嵌入的可变电阻VR构成如图4所示的增益可变放大电路11，从而从运算放大器OPA获得只含有四次分量的输出V4OUT。
于是，可以如前所述利用所述四个差分放大器15A到15D以及所述恒定电流电路适当地设置电路常数，从而只产生不包括零次分量的四次函数，如以下公式(11)所示。
V4OUT＝B4(VIN-VREFM)4  …………(11)
这种电路结构也可以被应用到m次偶函数中。并且可以通过适当地设置恒定电平参考电压VREFL1、VREFL2、VREFH1和VREFH2的值，电阻RA1到RD2以及输入到差分放大器15A到15D的激励电流值并且进一步加入多个差分放大器以优化所述电阻值、恒定电平参考电压和激励电流值，从而获得如以下公式(12)的输出。
VmOUT＝Bm(VIN-VREFM)m  …………(12)
更具体地，其应包括：j(j为4或大于4的整数)个差分放大器，其使得常用线性输入信号输入到一个输入端，预定电平的恒定电平信号输入到另一个输入端，输出与该线性输入信号反相或同相的信号，并具有将输出信号限制到预定最大和最小值的限制函数；用于输出恒定输出信号的恒定信号输出电路；以及恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述j个差分放大器的每一个，其中：所述j个差分放大器中的第一、第二、第三和第四差分放大器被设置为使所述恒定电平信号以逐渐增加的更高电平依次输入；所述第一和第二差分放大器的输出信号与所述第三和第四差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；于是将所述j个差分放大器的输出信号相加以形成m次函数分量的输出信号(m为6或大于6的偶数)；以及恒定信号输出电路，被构造以形成零次分量输出信号，该零次分量用于抵消所述m次函数分量的零次分量，从而通过相加所述j个差分放大器和所述恒定信号输出电路的输出信号而产生不包括零次分量的m次函数分量。
下面，对在将所述补偿温度范围扩展到更高或更低情况下的三次分量发生电路的改进例子进行描述。扩展所述温度的范围等价于扩展来自于温度探测电路1的输出电压的范围，也就是说，扩展所述三次分量发生电路的输入电压的范围。
如图12所示，目前所知的三次分量发生电路包括：电流镜电路14，该电流镜电路14包括MOS场效应晶体管Tr0，其栅极和漏极经由恒流源13连接到电源正极端VDD，其源极接地到VSS，该电路14还包括各自栅极与MOS场效应晶体管Tr0的栅极相连的四个MOS场效应晶体管Tr1到Tr4；构成第一到第四放大器的四个差分放大器15A到15D，所述恒定电流从电流镜电路14被施加到这些放大器；以及具有相同电阻值的电阻16A和16B，用于构成将差分放大器15A到15D的输出电流相加的加法器。差分放大器15A到15D上施加了不同的恒定电平参考电压VREFH，VREFM和VREFL。
此处，差分放大器15A具有分别经由电阻RA1和RA2串联到电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr1漏极的MOS场效应晶体管TrA1和TrA2。输入信号VIN被加到晶体管TrA1的栅极上，恒定电平参考电压VREFM被加到晶体管TrA2的栅极上。晶体管TrA1的漏极经由构成所述加法器的电阻之一的电阻16A和MOS场效应晶体管17连接到电源正极端VDD，该MOS场效应晶体管17用于从其栅极接收差分放大器12的输出，同时晶体管TrA2的漏极经由构成所述加法器的另一个电阻16B连接到电源正极端VDD。
同样地，差分放大器15B也具有分别经由电阻RB1和RB2串联到电流镜电路14的MOS场效应晶体管Tr1漏极的MOS场效应晶体管TrB1和TrB2。输入信号VIN被加到晶体管TrB1的栅极上，并且恒定电平参考电压VREFM被加到晶体管TrB2的栅极上。与前述差分放大器15A相反，晶体管TrB1的漏极经由构成所述加法器的另一个电阻16B连接到电源正极端VDD，同时晶体管TrB2的漏极经由MOS场效应晶体管17和构成所述加法器的电阻之一的电阻16A连接到电源正极端VDD，从而具有与其它差分放大器15A、15C和15D相反的特性。
差分放大器15C和15D具有与差分放大器15A相同的结构，输入信号VIN加在属于它们各自的晶体管TrC1和TrD1的栅极上，且恒定电平参考电压VREFL与VREFH被加在晶体管TrC2和TrD2的栅极上。
差分放大器15A的输出电流IOUT如图13A所示，差分放大器15B的输出电流IOUT如图13B所示，差分放大器15C的输出电流IOUT如图13C所示，且差分放大器15D的输出电流IOUT如图13D所示。整个输出电流是这些输出电流IOUT相加所得的结果，如图13E所示。该输出电流被加到所述运算放大器OPA的反相输入端，该运算放大器OPA与经由负反馈嵌入的可变电阻VR构成增益可变放大电路11，并且所述恒定电压被施加到该运算放大器OPA的同相输入端，从而获得只有三次分量而不包含线性分量的输出V3OUT，如以下公式(13)所表示。
V3OUT＝B3(VIN-VOFF)3  …………(13)
在此，系数B3由所述三次分量发生电路的增益和所述增益可变放大电路11的增益所决定。
但是，在例如关于所述三次分量发生电路只将输入电压的范围扩展为更高的情形，输入电压VIN在如图13E所示的高位显著偏离所述三次分量发生电路。这是因为差分放大器15D的输出变为饱和。
由于这个原因，必须修正输入恒定电平参考电压VREFH的差分放大器15D的输出。
在此，加入了用于输入恒定电平参考电压VREFH2的差分放大器15E。改进后的三次分量发生电路如图14所示。但是，将恒定电平参考电压设置为VREFH2＞VREFH。可以通过将差分放大器15C、15D和15E的激励电流IC0、ID0和IE0设置为IC0＝ID0+IE0来抵消零次分量。
首先，差分放大器15A、15B和15C具有相同的结构，使得其输出分别如图15A、15B和15C所示。且差分放大器15D的输出以图15D中的实线表示，而差分放大器15E的输出如图15D所示。可以通过在差分放大器15D变成饱和的点的附近加上差分放大器15E的输出电流，以修正输入电压VIN在高位从所述三次分量发生电路的显著偏离，从而相加全部所得的输出结果如图15E所示。
于是，通过适当地设置电阻值RD1、RD2、RF1和RF2以及各差分放大器的恒定电平参考电压VREFH和VREFH2，可以构造用于获得更好的三次函数的三次分量发生电路，对于该函数只将输入电压VIN的范围扩展为更高。
如图16所示，线性分量发生部分16A包括：可变电阻VR，连接在用于使输入信号VIN输入的输入端tIN和恒定电平参考电压输入端tR之间；同相放大器(normal rotation amplifier)，其同相输入端与可变电阻VR的滑触臂相连，并经由电阻R1将恒定电平参考电压输入端tR提供到其反相输入端，而且其输出信号经由电阻R2返回到其反相输入端，其中所述三次分量发生电路的恒定电平参考电压VREFM被施加到参考电压输入端tR。
根据线性分量发生部分6A，输入信号VIN被同相放大器20放大，其中同相放大器20的输出电压VBOUT可以用以下公式表示。
VBOUT＝B1(VIN-VREFM)      …………(14)
在此，系数B1由可变电阻VR的设置值和同相放大器20的增益决定。
前述图1表示本发明的温度补偿晶体振荡电路的例子。用在该电路中的晶体谐振器具有如图17所示的相对于温度的振荡频率的温度特性。该特性通常可以用如以下公式(15)的多项式表示。
Y＝an(t-t0)n+an-1(t-t0)n-1+……+a3(t-t0)3+a1(t-t0)+a0    …………(15)
此特性依赖于所述晶体谐振器和所述压控晶体振荡电路的特性。当今被广泛采用的压控晶体振荡电路的电压-频率特性可以被近似为线性函数。因此，相对于晶体谐振器的温度的频率特性可以通过相对于该温度的电压特性来实现。因此，在图1的实施例中，可以用近似n次函数发生装置2基于温度探测电路1的温度探测信号产生等于公式(15)右手侧项的电压，还可以用每一个n次分量发生部分中的增益可变放大电路11对每一次的系数a0到an中的独立变量的增益进行调整，也可以进行微调，用所述相加电路相加经过微调的所述电压，以及获得相应于对所述晶体谐振器的温度的频率特性的所述压控晶体振荡电路的控制电压，从而提供所述控制电压到压控晶体振荡电路3，并且由此正确地补偿包含在该电路中的晶体谐振器的温度依赖。
更准确地说，图1中的近似n次函数发生装置2和压控晶体振荡器(VCXO)3分离地贮放在恒温加热炉中，该恒温加热炉的温度然后被设置为在进行温度补偿的期望范围内的任意温度t1。随着所述恒温加热炉的温度被稳定地设置在预设温度t1，压控晶体振荡器3的输入电压VCIN被改变以测量输入信号VCIN(t1)，在该输入信号下输出信号的频率与预设频率相配，并且还可以测量关于每一单独次的近似n次函数发生装置2的输出电压VCOUTn(t1)。更具体地说，通过将其它分量的增益设置为零并实现只能获得一个分量的输出，可以进行精确测量。于是，n次到三次数据以及线性和零次数据被作为近似n次函数发生装置2的输出电压得到。
在继续地改变所述恒温加热炉的预设温度的同时，多次地重复上述测量过程，从而测量压控晶体振荡器3的输入电压VCIN(t1)到VCIN(tm)以及测量近似n次函数发生装置2在预设温度(t1到tm)的输出电压VCOUT1(t1)到VCOUTm(tm)。
下面，近似n次函数发生装置2的输出电压VCOUTn(t1)到VCOUTn(tm)减去各自的零次分量VCOUT0(t1)到VCOUT0(tm)后近似为如以下公式(16)的温度函数。这是因为，由于近似n次函数发生装置2的输出电压VCOUTn包括由零次分量发生部分产生的零次分量VCOUT0，该零次分量(偏移)应该被去除以获得更正确的n次分量VCOUTn并允许更精确的调整。在这种情形下，并不限于近似函数，而可以根据所述数据任意地确定。各次数据被独立地获得以增加用于所述调整的信息并允许高精确调整。
VCOUTn′(t)≡VCOUTn(t)-VCOUT0(t)  …………(16)
随后，通过调整系数an到a0和Δt使得如以下公式(17)所示的函数VCOUT(t)与在每一个所述温度所测得的输入电压VCIN(t1)到VCIN(tm)相配，以进行所述温度补偿。
VCOUT(t)＝αnVCOUTn′(t+Δt)+…………
     +α3VCOUT3′(t+Δt)+α1VCOUT1′(t+Δt)
     +VCOUT0′(t+Δt)+α0         …………(17)
更具体地，通过设置在n次分量发生部分的增益可变放大电路11进行增益调整以获得系数an，并且通过在所述相加电路加入用于获得系数a0的恒定电压值来调整零次分量。修正值Δt通过调整温度探测电路1的偏移来进行调整。
可以测量压控晶体振荡器3的输入电压VCIN以及温度补偿电路输出电压，即，分别测量近似n次函数发生装置2的每一次的输出电压VCOUTn到VCOUT0，并基于这些测量结果调整近似n次函数发生装置2，从而只需进行一次温度扫描工作即可实现高精确度温度补偿。
通过对上述内容的理解，很容易通过使用对诸如前述的公式(5)的描述，来实现用于产生所述近似n次函数的输出电压的近似n次函数发生装置。而且例如在将前述结构作为所述晶体振荡器的温度补偿电路的情形下，也很容易对该结构进行调整。对于奇函数和偶函数均可以设计具有高精确度的上述结构的各次分量发生装置。而且通过使用上述调整方法，既可以调整目前所知的近似三次函数发生装置，也可以调整具有更高精确度的n≥4的近似n次函数发生装置2。
同样，也可以在采用了如图2所示的近似五次函数发生装置2A的温度补偿晶体振荡电路中进行与上述相同的调整方法，从而对专用于所述近似五次函数的温度补偿晶体振荡电路进行高精确度温度补偿。
此外，可以在采用了如图3所示的近似四次函数发生装置2B的温度补偿晶体振荡电路中进行与上述相同的调整方法，从而对专用于所述近似四次函数的温度补偿晶体振荡电路进行高精确度温度补偿。
前述的实施例是关于在所述近似n次函数发生电路使用MOS场效应晶体管的情形，但是，并不限于此，还可以在其中使用其它有源元件，诸如二极管。
前述的实施例是关于接地标准(ground standard)的情形，但是，并不限于此，还可以采用VDD标准。
此外，前述的实施例是关于从每一次分量发生装置的输出为电流输出的情形。但是，并不限于此，必然地，还可以采用电压输出。
工业实用性
可以通过采用所述n次函数发生装置产生具有高精确度的n次函数，且可以通过将所述n次函数发生装置用到所述温度补偿晶体振荡电路中来进行高精确度温度补偿。
通过采用所述温度补偿调整方法可以进行高精确度温度补偿。另外，通过分别测量各次可以获得详细而且正确的数据。并且通过考虑各次分量误差之外的误差可以基于实际数据计算更佳的系数。此外，不仅对于目前已知的近似三次函数发生部分，而且对于n≥4的近似n次函数发生部分均可以通过一次温度扫描实现对温度补偿的精确调整。

Claims (26)

1.一种k次分量发生电路，其特征在于，包括：
i(i为5或大于5的整数)个差分放大器，其使得公共线性输入信号输入到一个输入端，预定电平的恒定电平信号输入到另一个输入端，输出与所述线性输入信号反相或同相的信号，并具有将输出信号限制到预定最大和最小值的限制函数；以及
恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述i个差分放大器的每一个，其中：
所述i个差分放大器中的第一、第二和第三差分放大器被设置为使所述恒定电平信号以逐渐增加的更高电平依次输入，并且所述第一和第三差分放大器的输出信号与所述第二差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；
所述i个差分放大器中的第四差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为与要输入到所述第二差分放大器的恒定电平信号相同电平的信号，并将其输出信号设置为与所述第一和第三差分放大器的输出信号相同的极性而且还将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第二差分放大器的大；
所述i个差分放大器中除了所述第一、第二、第三和第四差分放大器之外的(i-4)个差分放大器中的每一个把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平或高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，且所述(i-4)个差分放大器的输出信号与所述第二差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；并且
于是将所述第一、第二、第三和所述(i-4)个差分放大器的输出信号相加以形成k次函数分量输出信号(k为3或大于3的奇数)；并且
所述第四差分放大器被构造用于形成线性分量输出信号，该线性分量用于抵消所述n次函数分量的线性分量，从而通过相加所述i个差分放大器的输出信号而产生不包括线性分量的k次函数分量。
2.根据权利要求1的三次分量发生电路，其特征在于，被设置为i＝5且k＝3。
3.根据权利要求2的三次分量发生电路，其特征在于，第五差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第一差分放大器的小。
4.根据权利要求2的三次分量发生电路，其特征在于，所述第五差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第三差分放大器的小。
5.根据权利要求1的五次分量发生电路，其特征在于，被设置为i＝6且k＝5。
6.根据权利要求5的五次分量发生电路，其特征在于，所述第五差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到所述第一差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第一差分放大器的小，并且所述第六差分放大器把要输入的恒定电平信号设置为高于要输入到所述第三差分放大器的恒定电平信号的电平，并将所述输入信号为所述最大值和该输入信号为所述最小值的范围设置为比所述第三差分放大器的小。
7.一种m次分量发生电路，其特征在于，包括：
j(j为4或大于4的整数)个差分放大器，其将公共线性输入信号输入到一个输入端，将预定电平的恒定电平信号输入到另一个输入端，输出与该线性输入信号反相或同相的信号，并具有将输出信号限制到预定最大和最小值的限制函数；以及
恒定信号输出电路，用于输出恒定输出信号；
恒定电平信号发生电路，用于提供所述恒定电平信号到所述j个差分放大器的每一个，其中：
所述j个差分放大器中的第一、第二、第三和第四差分放大器被设置为使所述恒定电平信号以逐渐增加的更高电平依次输入；
所述第一和第二差分放大器的输出信号与所述第三和第四差分放大器的输出信号被设置为相互相反的极性；并且
于是将所述j个差分放大器的输出信号相加以形成m次函数分量的输出信号(m为4或大于4的偶数)；以及
8.恒定信号输出电路，被构造以形成零次分量输出信号，该零次分量用于抵消所述m次函数分量的零次分量，从而通过相加所述j个差分放大器和所述恒定信号输出电路的输出信号而产生不包括零次分量的m次函数分量。根据权利要求7的m次分量发生电路，其特征在于，j为6或大于6的偶数，并且所述j个差分放大器中除了所述第一、第二、第三和第四差分放大器之外的(j-4)个差分放大器中的每一个把要输入的恒定电平信号设置为低于要输入到第一差分放大器的恒定电平信号的电平或高于要输入到第四差分放大器的恒定电平信号的电平。
9.根据权利要求7的四次分量发生电路，其特征在于，被设置为j＝4且m＝4。
10.一种近似n次函数发生装置，其特征在于，包括：
零次分量发生部分，用于使得恒定信号输入并产生恒定分量；
线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；
至少一个k次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的k次分量(k为3或大于3的奇数)发生电路以及用于使得该k次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；
至少一个m次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的m次分量(m为4或大于4的偶数)发生电路以及用于使得该m次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；以及
相加电路，用于相加所述零次分量发生部分、所述线性分量发生部分、所述k次分量发生部分和所述m次分量发生部分的输出信号，在其中近似n次函数(n为4或大于4的整数)得以产生。
11.一种近似n次函数发生装置，其特征在于，包括：
零次分量发生部分，用于使得恒定信号输入并产生恒定分量；
线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；
至少一个k次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求1的k次分量(k为3或大于3的奇数)发生电路以及用于使得该k次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；
至少一个m次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求7的m次分量(m为4或大于4的偶数)发生电路以及用于使得该m次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；以及
相加电路，用于相加所述零次分量发生部分、所述线性分量发生部分、所述k次分量发生部分和所述m次分量发生部分的输出信号，在其中近似n次函数(n为4或大于4的整数)得以产生。
12.一种近似三次函数发生装置，其特征在于，包括：
零次分量发生部分，用于使得恒定输入信号输入并产生恒定分量；
线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；
三次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求2或权利要求4的三次分量发生电路以及用于使得该三次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；以及
相加电路，用于相加所述零次分量发生部分、所述线性分量发生部分和所述三次分量发生部分的输出信号。
13.一种近似四次函数发生装置，其特征在于，包括：
零次分量发生部分，用于使得恒定输入信号输入并产生恒定分量；
线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；
三次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求2或权利要求4的三次分量发生电路以及用于使得该三次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；
四次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求9的四次分量发生电路以及用于使得该四次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；以及
相加电路，用于相加所述四次分量发生部分、所述三次分量发生部分、所述线性分量发生部分和所述零次分量发生部分的输出信号。
14.一种近似五次函数发生装置，其特征在于，包括：
零次分量发生部分，用于使得恒定输入信号输入并产生恒定分量；
线性分量发生部分，用于使得线性输入信号输入并产生线性分量；
三次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求2或权利要求4的三次分量发生电路以及用于使得该三次分量发生电路的输出信号输入的第一增益可变放大电路；
四次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求9的四次分量发生电路以及用于使得该四次分量发生电路的输出信号输入的第二增益可变放大电路；
五次分量发生部分，具有用于使得所述线性输入信号输入的根据权利要求5或权利要求6的五次分量发生电路以及用于使得该五次分量发生电路的输出信号输入的第三增益可变放大电路；以及
相加电路，用于相加所述五次分量发生部分、所述四次分量发生部分、所述三次分量发生部分、所述线性分量发生部分和所述零次分量发生部分的输出信号。
15.一种近似n次函数发生装置，其特征在于，使得线性输入信号输入，输出与n次函数成比例的n次输出信号，该n次函数由n次多项式表示且该n次多项式中不包括二次项。
16.一种温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求15的近似n次函数发生装置。
17.一种温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求16的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似n次函数输入的晶体振荡电路。
18.一种温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求10或11的近似n次函数发生装置。
19.一种温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求18的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似n次函数输入的晶体振荡电路。
20.一种温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求12的近似三次函数发生装置。
21.一种温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求20的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似三次函数输入的晶体振荡电路。
22.一种温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求13的近似四次函数发生装置。
23.一种温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求22的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似四次函数输入的晶体振荡电路。
24.一种温度函数发生电路，其特征在于，包括温度探测电路以及用于使得该温度探测电路的探测信号输入的根据权利要求14的近似五次函数发生装置。
25.一种温度补偿晶体振荡电路，其特征在于，包括根据权利要求24的温度函数发生电路以及用于使得产生于该温度函数发生电路的近似五次函数输入的晶体振荡电路。
26.一种温度补偿调整方法，其特征在于，对于包括了含有温度探测电路和近似n次函数发生装置(n为3或大于3的整数)的温度补偿电路以及压控晶体振荡电路的温度补偿晶体振荡电路而言，当对其进行温度补偿调整时，在预定温度环境中进行在所述温度补偿电路的输出电压VCOUT的n次分量VCOUTn到零次分量VCOUT0上的测量，并且还在期望温度补偿范围内的多个温度进行输入电压VC1N上的测量，其中从所述压控晶体振荡电路输出的振荡频率在该电压上与预置选择频率相配，而且所述测得的输出电压VCOUT的n次分量VCOUTn在每一个温度上近似为温度T的函数：
VCOUTn′(T)＝VCOUTn(T)-VCOUT0(T)，并且所述输出电压VCOUT可以被描述为所述温度T的函数：
VCOUT(T)＝αnVCOUTn′(T+ΔT)+…………
       +α3VCOUT3′(T+ΔT)+α1VCOUT1′(T+ΔT)
       +VCOUT0′(T+ΔT)+α0，并且所述温度补偿电路的系数αn到α3，α1，α0和ΔT被调整使得所述输入电压VC1N与在每一个所述温度上测得的输出电压VCOUT相配。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102201787A (zh) * 2010-03-24 2011-09-28 精工爱普生株式会社 恒温型压电振荡器及其制造方法
CN105446128A (zh) * 2015-12-24 2016-03-30 张宏伟 一种具有恒温电路的导航卫星高精度授时系统及方法
CN108418557A (zh) * 2018-03-02 2018-08-17 京东方科技集团股份有限公司 一种环形振荡器、温度传感电路及电子设备

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4670406B2 (ja) 2005-03-09 2011-04-13 エプソントヨコム株式会社 温度補償型圧電発振器
JP2007104162A (ja) * 2005-10-03 2007-04-19 Kawasaki Microelectronics Kk 水晶発振器の製造方法及び水晶発振器
JP4895690B2 (ja) * 2006-06-01 2012-03-14 パナソニック株式会社 関数生成回路
JP5128910B2 (ja) * 2007-11-14 2013-01-23 旭化成エレクトロニクス株式会社 温度補正装置及び温度補正方法
US20090195322A1 (en) * 2008-01-31 2009-08-06 Qualcomm Incorporated Crystal oscillator frequency calibration
EP2439842A4 (en) 2009-12-22 2017-10-18 Asahi Kasei Microdevices Corporation Oscillation device
JP2011182025A (ja) * 2010-02-26 2011-09-15 Kyocera Kinseki Corp 温度補償型圧電発振器
JP4715972B1 (ja) 2010-11-29 2011-07-06 ミツミ電機株式会社 関数発生回路
CN102983812A (zh) * 2012-11-23 2013-03-20 清华大学 一种温度补偿晶体振荡器
JP6750320B2 (ja) 2016-06-07 2020-09-02 セイコーエプソン株式会社 温度補償型発振回路、発振器、電子機器、移動体及び発振器の製造方法
CN107465393B (zh) 2017-07-05 2020-12-01 广州昂宝电子有限公司 用于实时时钟系统的频率补偿的系统和方法
JP7283167B2 (ja) * 2019-03-27 2023-05-30 セイコーエプソン株式会社 温度センサー、回路装置、発振器、電子機器及び移動体
JP7367350B2 (ja) * 2019-06-21 2023-10-24 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、電子機器及び移動体
JP7437905B2 (ja) 2019-10-17 2024-02-26 旭化成エレクトロニクス株式会社 温度制御回路、発振制御回路及び温度制御方法
JP2021111142A (ja) * 2020-01-10 2021-08-02 株式会社東芝 演算装置
JP2023103894A (ja) 2022-01-14 2023-07-27 旭化成エレクトロニクス株式会社 発振回路および発振回路の温度補償方法
JPWO2023234141A1 (zh) * 2022-05-31 2023-12-07

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63173909A (ja) 1987-01-14 1988-07-18 Omron Tateisi Electronics Co 海苔検査装置
JPH0411377Y2 (zh) * 1987-04-28 1992-03-23
JPH05347512A (ja) * 1992-06-12 1993-12-27 Meidensha Corp 温度補償型水晶発振器
JPH08116214A (ja) * 1994-10-17 1996-05-07 Fujitsu Ltd 関数発生装置及び温度補償付き発振回路
JP3233946B2 (ja) * 1997-06-02 2001-12-04 旭化成マイクロシステム株式会社 近似３次関数発生装置及びこれを使用した温度補償水晶発振回路並びに温度補償方法
JPH1168461A (ja) * 1997-08-11 1999-03-09 Toyo Commun Equip Co Ltd 圧電発振回路
JP3489559B2 (ja) * 2000-11-02 2004-01-19 株式会社大真空 電子部品の製造方法及びその製造方法により製造された電子部品並びに電子部品生産システム

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102201787A (zh) * 2010-03-24 2011-09-28 精工爱普生株式会社 恒温型压电振荡器及其制造方法
CN102201787B (zh) * 2010-03-24 2015-01-14 精工爱普生株式会社 恒温型压电振荡器及其制造方法
CN105446128A (zh) * 2015-12-24 2016-03-30 张宏伟 一种具有恒温电路的导航卫星高精度授时系统及方法
CN108418557A (zh) * 2018-03-02 2018-08-17 京东方科技集团股份有限公司 一种环形振荡器、温度传感电路及电子设备
CN108418557B (zh) * 2018-03-02 2022-04-12 京东方科技集团股份有限公司 一种环形振荡器、温度传感电路及电子设备

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