CN1461537A - 用于同步通信系统中的接收机和发射机的设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及到一种设备(D)和一种用于通过一个DS－CDMA发射机周期性非连续地发出的同步码同步一个DS－CDMA接收机的相关方法。该设备(D)包含有用于对接收到的数据序列进行部分相关并提供输出相关信号的部分相关计算装置(PC)，一半输入为零的用于对所述的输出相关信号进行变换并提供复合输出信号的变换计算装置(FFT8)，用于计算所述复合信号的绝对值平方的一个绝对值平方电路(SQUARE)，用于对所述的绝对值平方进行非相干积分的时隙方式(slot－wise)非相干积分装置(INT)，和用于从积分值中选择一个最大值的选择装置(SELMAX)。这样，通过选择的最大值，能确定用于同步的时隙定时和频率偏移估值。

Description

用于同步通信系统中的接收机和发射机的设备

发明领域

本发明涉及到一种用于通过一个DS-CDMA发射机周期性非连续地发出的同步码同步一个直序列-码分多址(DS-CDMA)接收机的设备。本发明也涉及到一种相关的同步方法。

这种设备可能使用在例如UMTS(通用移动电信系统)应用中在下行物理信道上的一个接收机，作为接收机的移动站和作为发射机的基站。在UMTS中同步码被映射到一个主同步信道(PSCH)中。

发明背景

基站(BS)在其周围称为小区的区域中通过物理信道向移动接收机传送信息。所有的基站相互间都是异步的。当一个移动站(MS)被切换时，他试图从一个基站获取信息，这就需要同一个基站取得同步。该操作被称为初始小区搜寻，或者同步，或甚至称为同步码的初始获取。

一个物理信道通常包含一个帧和时隙的分层结构。时隙是包含码片的单元并是一个称为帧的较大结构的组成部分。主同步信道(PSCH)被映射到一个物理信道中。该PSCH包含一个调制的同步码，这个同步码在帧中每个时隙的开始从BS向MS发送一次。MS接收收到数据序列中的同步码，该序列码中也包含了传送信道的噪声。这些噪声主要是属于其他物理信道的信号，或者其他BS发射的信号。

同步的第一个步骤，被称为时隙搜寻，是去查找时隙定时。为了查找时隙定时，在由3GPP组(第三代合作项目)编写的规范3G TS 25.214V3.1.1第38页中建议进行全部相关，一方面是由MS本地产生的同步码，另一方面是MS接收到的数据序列，其中包含了基站发出的同步码。当两个码流同步时，所得的相关信号中特别地含有一个相关峰值，如果噪声功率很大，也含有一个噪声峰值。所找到的相关峰值的最大值确定了所要搜寻的时隙定时。

所有的物理信道都在一个特定的载波频率上传输。BS和MS都使用一个本地振荡器来调制或解调所传输的信息。但BS中的本地振荡器有一个准确率在+-0.1ppm之间的大致固定的频率F，为了降低所述的MS的成本，MS中的本地振荡器能有准确率在+-15ppm之间的频率F’。在一个UMTS应用中，物理信道有一个2GHz载波频率。这意味着在频率F和频率F’之间有高的频率偏移，达到+-30KHZ，频率F’高于或者低于频率F。所述的高频率偏移影响了计算出的相关信号，因为在码流同相时它意味着相关峰值的幅值减小。因此相关信号的最大值可能对应着一个噪声峰值，给出错误的时隙定时。另外在某特定的频率偏移上，所需要的相关峰值被抑制，这样就不可能同步。更一般的是，在某个高的频率偏移以外，同步变得非常困难。因此为了能在减少的时间内实现同步，常规振荡器的使用被限制到频率偏移发生在+-7，5HZ的频率带宽间。

发明概要

因此本发明的一个目的是提供一种用于通过一个DS-CDMA发射机周期性非连续地发出的同步码同步一个DS-CDMA接收机的设备，该设备也使得能够解决在进行所述的同步时的高频率偏移问题。

为了这个目的，根据本发明的一个实施方案，提供了一种设备，其中包含：

-用于对接收到的数据序列利用同步码进行部分相关并提供输出相关信号的部分相关计算装置，

-用于对所述的输出相关信号进行变换并提供复合输出信号的变换计算装置，

-用于计算所述复合输出复合信号的绝对值平方的一个绝对值平方电路，

-用于对所述的绝对值平方进行非相干积分的时隙方式非相干积分装置，

-用于从积分值中选择一个最大值的选择装置。

根据本发明的另一个实施方案，提供了一种同步的方法，该同步方法包括以下步骤：

-对接收到的数据序列利用同步码进行部分相关并提供输出相关信号，

-对所述的输出相关信号进行一个变换并提供输出复合信号，

-计算所述的输出复合信号的绝对值的平方，

-对所述的绝对值平方进行非相干积分，

-从积分值中选择一个最大值。

我们会在后面仔细看到本发明在高频率偏移的情况下加速了同步的速度，同时保持了合理的硬件复杂度。这归功于根据本发明的设备有一相关增益，该增益受频率偏移的影响较小。相关增益定义为当码流同相时的相关峰值和其他相关值的平均值的比值。该增益越高则所期望的相关峰值相对于噪声峰值就越高。从而，检测出正确相关峰值的概率就更高，并且该同步更容易。

另外，本发明提供了频率偏移的估值，从而使得同步中接下来的步骤更加容易。

附图简介

通过阅读下面的详细描述和参考附图，本发明中另外的目的、特点和优点会变得清楚。

图1是一个示意图展现了根据本发明一个实施方案的用于同步的一种设备。

图2是一个发射机向图1的设备传送的数据序列的时序图。

图3是第一曲线图，展示了根据图1的发明实施方案的设备的第一个性能结果。

图4是第二曲线图，展示了根据图1的发明实施方案的设备的第二个性能结果。

实施方案详述

在下面的介绍中，不再详细描述本领域的技术人员所熟悉的功能和结构了，因为对它们不必要的详细会使得本发明模糊不清。

本发明涉及到一个设备D，它用于通过一个DS-CDMA发射机周期性非连续地发出的同步码同步一个DS-CDMA接收机。图1是该设备D的一个示意图。

设备D包含在DS-CDMA接收机中。在UMTS应用中的一个无线通信的例子出现在下行链路传输中，其中DS-CDMA接收机是一个UMTS接收机，这里移动站和发射机是基站。在本例中，接收数据R(t)对应一个码片时间。设备D包括相关计算装置PC，变换计算装置FFT8，一个绝对值平方电路SQURE，时隙方式非相干积分装置INT和最大值选择装置SELMAX。

如图2所示，基站在主同步信道PSCH上每个2560码片的时隙中向移动站发送一个256码片长的同步码SC。一个帧持续10ms，包含15个时隙。移动站接收到数据序列R(t)；该序列包含基站发出的同步码SC和噪声。移动站为了从基站获得信息必须同基站同步。这样该移动站必须要知道该基站发送同步码SC的时刻。

同步的实现如下。它包括五个阶段；第一和第二阶段基于现有技术，由Striling-Gallacher，Hulpert和Povey所写的“a fastacquisition technique for a direct sequence spread spectrumsignal in the presence of a large Doppler shift”(在存在较大多普勒偏移时用于直序列扩频信号的快速获取技术)。

在第一阶段1)，部分相关装置PC对接收到的数据序列R(t)进行部分相关。这个部分相关装置的总长m为256个码片，这对应于同步码SC的长度。

部分相关装置PC优选地是包括N(N≥1)个长度为x的部分相关器，这样Nx＝m。在一个离散时刻t每个部分相关器n(n＝0...N-1)对每个接收到的数据R(t)给出一个输出相关信号∑x(t)： $\mathrm{\Σx}\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{x-1}{\mathrm{\Σ}}}R(t+i+n*x)*\mathrm{SC}(t+i+n*x)$ 其中i从0到(x-1)码片。上述公式中的术语SC是由移动站本地生成的同步码。当两个进行相关的同步码SC同相也就是同步时(第一个由基站产生，第二个由移动站产生)，这个输出相关信号中包含一个相关峰值。这N个相关器的输出被送给一个P点变换(P≥0)。

在第二阶段2)，变换计算装置FFT8对所述的输出相关信号∑x进行变换计算。该变换计算装置FFT8优选地是一个P点快速傅立叶变换FFT。P点快速傅立叶变换提供在频域内的P个复合输出信号X1到XP，其具有一个相位和幅度。采用结合P点快速傅立叶变换(FFT)的部分相关器的第一个优点是相关增益在更大的频率带宽上更好。所述相关增益G被定义为当码同步时的相关峰值与相关信号的其它值的平均值之间的比值。另一个优点是由于FFT的输出属于频域有可能得到频率偏移的估值。当相关的码流同相时，相关峰值将根据频率偏移只出现在FFT的输出中的一个上。每个输出对应一个特定的频率范围。这样，发现最大相关值的FFT输出直接给出了频率偏移范围。

阶段1)和2)中的参数N(相关器的个数)和P(FFT的点数)的选择：

当一个相关器的第一码片与最后码片有2π相位差和该相关器的输出为零时会得到归一化零相关增益。对于一个简单的部分相关器，这发生在频率+-Fc/x而不是+-Fc/m。因此，Fc/x被称为对于相关峰值的下降不太重要的频率带宽，最好比发现的最大值小3db。标准的相关增益定义为相关增益峰值的最大值与无噪声时的相关信号的其他平均值的比值。

为了有对应于+-15ppm和达到+-30kHz的频率偏移的一频率带宽Fc/x＝60KHz，执行了x＝64码片长度的N＝4的部分相关，并作为4个FFT的输入。这样，当在UMTS系统中的一个接收机有等于3.84M码片/sec的码片速率，也就是说码片频率等于3.84MHz时，Fc/x＝3.84/64＝0.060MHz＝60KHz。

在第一个实施方案中使用了4点傅立叶变换。但是4点傅立叶变换有很差的频率分辨率。读分辨率被定义成与FFT的两个连续输出间的频率间隔相关。分辨率越高，所述的频率间隔就越小，频率偏移的估值就越精确。

与涉及到上面所提的“快速获取技术”的现有技术相反，同步码SC是非连续的，因为它在帧中的每个时隙发送一次并且长度只有256个码片。这样由于另外的输入不能对应到其他相关器的输入，减小了快速傅立叶变换FFT得到更多输入并具有高的分辨率的概率。

为了提高傅立叶变换的分辨率，在第二优选方案中采用了8点傅立叶变换。前四个FFT的输入被连接到4个相关器的输出，而后四个FFT的输入被置零。8点FFT计算给出了8个复合输出信号X1到X8。

这样提供了更好的频率偏移估计。例如，如果选中了第一个输出X1，在8点FFT中频率间隔将大约是+-3.75KHz，而在四点FFT中大约是+-8KHz。

应注意到虽然8点FFT增加了设备D的复杂性，但是考虑到输入的一半为零，该8点FFT能够在很大程度上被简化。如果该8点FFT所需的操作被正确组合，对该8点FFT的一组8个输出X1到X8，只需要加法和四次乘法。

在第三阶段3)中，绝对值平方电路SQURE计算所述的8个复合输出信号X1到X8的绝对值的平方。绝对值平方给出了该复合输出信号的幅度。这里没用到相位。

在第四阶段4)中，时隙方式非相干积分装置INT对在阶段3)得到的所述的绝对值平方进行非相干积分。也就是，在8个2560码片长的独立缓冲区中，阶段3)的绝对值平方分别累积M个时隙。如后面所说明的，数值M的选择与我们想要达到的错误概率有关。M值越大，错误概率越小。

输出是8个累积值V。

该积分阶段有减小噪声干扰的优点，使得相关峰值清楚地显现出来。从而增加了相关增益。增益越大，相对于噪声峰值，幅度就越大。由于同步码长度(256码片)和部分相关器的长度(64码片)很小，在没有这个累积阶段时，相关增益G太小。应注意到为了减小由于该积分而带来的缓冲区需求量的扩张，这些缓冲区可以有利地与UMTS接收机中其他设备共享。例如，另一个UMTS设备是一个执行大家熟悉的去交织操作的设备。

在第五阶段5)，选择装置SELMAX查看8个缓冲区中的所有内容，从8个缓冲区中的全部2560*8个积分值V中选出最大值。该选择确定了缓冲区的一个值在0到2559之间的索引IMAX。所选择的最大值一方面确定了一个时隙的相对定时ΔT，另一方面确定了属于基站的第一个频率F和属于移动站的第二个频率F’之间的频率偏移的估值。

在8个缓冲区的一个中所选定的最大值的索引IMAX对应于码片中的时隙定时ΔT：ΔT＝IMAX*Tchip，其中Tchip对应于一个码片以秒为单位所持续的时间。这个定时相对于缓冲区中累积的开始时刻T0。

对于频率估计，对应于所选定的最大值的频率偏移可从下表得出。

FFT8输出	频率偏移范围
		X1	-3.75kHz至+3.75kHz

X2	+3.75kHz至+11.25kHz
		X3	+11.25kHz至+18.75kHz
X4	+18.75kHz至+26.25kHz
		X5	+26.25kHz至+30kHz或-30kHz至-26.25kHz
X6	-26.25kHz至-18.75kHz
		X7	-18.75kHz至-11.25kHz
X8	-11.25kHz至-3.75kHz

当第五个输出X5被选做最大值时，它可能对应着正的或者负的额率偏移。因而设备D最好包含一个标志FLG和一个相位检测器PHASE来确定频率偏移的符号。当所述的第四个输出被选定时，设备D使得该标志能够去激活相位检测器。相位检测器会查看8点FFT的复合输出X5的相位。

这样，频率偏移的估值能被用来修正移动站中用于后续同步步骤的本地振荡器的第二个频率F’。如果没有修正，在后续步骤中将会出现其他错误。同步的后续步骤特别地是一个帧同步和3G TS 25.214V3.1.1规范中描述的扰码识别。

从而在移动站和基站间能实现快而好的同步。

这样同现有技术相比，特别是与只执行平方阶段以及之后没有任何累积的最大值选择的“快速获取技术”相比，依据本发明的方法不但具有给出更高性能的优点，而且还有给出移动站和基站间频率偏移估值的优点。与其它方法的性能比较

相比于在主同步信道PSCH上同步的其他方法，图3和图4中展示了依据本发明的方法的性能。该主同步信道的特征是信噪比PSCH_Ec/Ior而传输信道的特征是信噪比Ior/Ioc：

-PSCH_Ec＝主同步信道PSCH中每个码片的能量，

-Ior＝基站所发出的全部功率，包括该基站所有物理信道上的功率，

-Ioc＝移动站所收到的全部功率，包括所述基站和来自其他基站的噪声的功率。

在图3中，主同步信道的特征是PSCH_Ec/Ior＝-13db，传输信道的特征是Ior/Ioc＝-2db，然而在图4中，PSCH_Ec/Ior＝-13db，Ior/Ioc＝-5db。这些特征如下文所示影响到不同方法的性能。当噪声增加时相关增益G减小。这样，相关增益G对于Ior/Ioc＝-2db比对于Ior/Ioc＝-5db更重要。

在图3中，第一个曲线图根据错误同步的概率P1展示了依照发明“FFT N＝8av.bef”(在最大值选择之前进行平均的8点FFT)的方法的性能，并与下面的方法相比较：

-称为“传统”的传统方法，该方法有全长256码片的相关，

-称为“部分”的4部分长度相关方法，绝对值计算后有四个部分相关之和，接着是非相干积分，

-称为“FFT4”的4FFT点相关方法，在4FFT的输出中选择最大值，然后非相干积分。它对应于带有额外非相干积分的现有技术“快速获取技术”。

对所有这些方法，都是在相同的M个时隙的非相干积分后做出判定。然后我们比较各种方法利用基站的参考时隙定时发现的时隙定时，来确定时隙同步是正确还是错误。

所述的第一个曲线图特别地展示了作为频率偏移的函数的时隙同步错误的概率P1。由于要是最初的获取失败了，要花费更多的时间来重复这个过程，所以这个错误概率与平均获取时间直接相关。传统方法最大在4KHz左右有最佳性能，然后随着频率偏移的增加迅速恶化。超过10KHz后，该方法几乎不可能在合理的时间内同步。在图3中可以看到，依据本发明的同步方法在宽的频率偏移范围内有最佳的性能。

在图4中，第二个曲线图根据快速同步的概率P2展示了依照本发明的方法与刚才提到的两个方法“部分”和“FFT4”相比较的性能。

所述的第二个曲线图特别地展示了作为非相干积分所需时隙数目M的函数的时隙同步错误的概率P2。一种方法的相关增益G越小，就需要越多的累积数目M。从而，该方法就越慢。这样，要得到小于55％的时隙同步错误概率，依照本发明的方法和设备需要不超过10个时隙，然而其他的方法需要18或者19个时隙。总之，依照本发明的方法比上面提到的另外两种方法几乎快两倍。

应理解本发明不受限于上述的实施方案中，可以在不脱离所附权利要求中规定的精神和范围的情况下，进行变动和修改。

Claims (12)

1.通过一个DS-CDMA发射机周期性非连续地发出的同步码同步一个DS-CDMA接收机的一种设备(D)，该设备包括：

-用于对接收到的数据序列利用同步码进行部分相关并提供输出相关信号的部分相关计算装置(PC)，

-用于对所述的输出信号进行变换并提供输出复合信号的变换计算装置(FFT8)，

-用于计算所述输出复合信号的绝对值平方的一个绝对值平方电路(SQUARE)，

-用于对所述的绝对值平方进行非相干积分的时隙形式非相干积分装置(INT)，

-用于从积分值中选择一个最大值的选择装置(SELMAX)。

2.如权利要求1所述的设备(D)，其特征在于变换计算装置是8点快速傅立叶变换装置。

3.如权利要求2所述的设备(D)，其特征在于8点快速傅立叶变换装置收到四个输出相关器信号作为输入和四个零作为输入。

4.如权利要求1所述的设备(D)，其特征在于所选定的最大值能够为同步确定一个时隙的相对定时。

5.如权利要求1所述的设备(D)，其特征在于所选定的最大值能够确定接收机和发射机之间的频率偏移的一个估值。

6.如权利要求1所述的设备(D)，其特征在于DS-CDMA接收机是一个UMTS接收机。

7.通过一个DS-CDMA发射机周期性非连续地发出的同步码同步一个DS-CDMA接收机的一种方法，该方法包括的步骤：

-对接收到的数据序列利用同步码进行部分相关并提供输出相关信号，

-对所述的输出相关信号进行变换并提供输出复合信号，

-计算所述输出复合信号的绝对值平方，

-对所述的绝对值平方进行非相干积分，

-从积分值中选择一个最大值。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于变换步骤是一个8点快速傅立叶变换步骤。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于8点快速傅立叶变换步骤使用四个输出相关器信号和作为输入四个零作为输入。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于它包含另一个步骤，即通过所选定的最大值，为同步确定一个时隙的相对定时。

11.如权利要求7所述的方法，其特征在于它包含另一个步骤，即通过所选定的最大值，确定发射机和接收机之间的频率偏移的一个估值。

12.如权利要求7所述的方法，其特征在于DS-CDMA接收机是一个UMTS接收机。

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