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CN1448006A - 改进的截波混频器的装置和方法 - Google Patents

改进的截波混频器的装置和方法 Download PDF

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CN1448006A
CN1448006A CN01814137A CN01814137A CN1448006A CN 1448006 A CN1448006 A CN 1448006A CN 01814137 A CN01814137 A CN 01814137A CN 01814137 A CN01814137 A CN 01814137A CN 1448006 A CN1448006 A CN 1448006A
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CN
China
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signal
input
mixer
wave apparatus
chopping
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CN01814137A
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English (en)
Inventor
纳迪姆·哈拉特
埃迪·洛伦森－卢阿塞斯
巴巴克·巴斯塔尼
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NXP USA Inc
Original Assignee
Motorola Inc
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Abstract

本文公开了一种用于改进截波混频器(100)的装置和方法，所述截波混频器具有：用于对其接收到的信号(Ip、In、LOp、LOn)进行混频的双极混频器级(140)；输出截波级(160)；和用于将所述混频信号耦合到所述输出截波级的AC耦合级(150)。在截波输出级之前，将所述信号集中在截波时钟频率而不是在DC中。AC耦合能够将共模信号从所希望的频率范围中除去。同样，耦合电容器同样对在每个信号末端输出呈现的二次成分进行DC截波，导致二次IP2性能得到改善。

Description

改进的截波混频器的装置和方法
发明领域
本发明一般涉及截波混频器(chopping mixer)，具体地说(尽管不是排它的)涉及诸如直接变换接收器的射频电路。
背景技术
在本发明所涉及的领域中，已知的是在诸如蜂窝电话的应用的无线接收器中，使用直接变换或零-IF接收器。在这种接收器中，需要维护用于接收的信道的频谱纯度。由于有限的窄带选择性，二次(secondorder)互调失真(IM2)在所关心的信号波段中呈现出一种不理想的频谱成分。这在频率差异少于所希望的信号的IF带宽的两个或多个干扰信号因为某些二次非线性而互相混合，并生成基带频谱成分时发生。为了最小化信号通道中的关键电路块内的二次互调的影响的方法，在本领域中公知的是使用差分电路。理论上，差分电路能够无穷衰减二次失真；然而，实际上远非如此，由于小部分的设备不匹配、参数不平衡、不完美的布局、和其它设备特征的不相等而会导致不平衡，从而低于所希望的二次输入截取点(IIP2)。正如本领域普通技术人员所理解的一样，在集成混频器技术中，迄今最好的IIP2明显地达不到系统的要求。因此，提供对截波混频器的性能的改进，从而解决上述难题是非常有益的。在无线和有线通信、使用混频器电路的设备、交换机、和其他参数不匹配或不平横的组件中应用这种改进了的截波混频器会更有益。
美国专利US-A-5 859 559(Raytheon公司)中描述了一种适于作为集成电路的一部分的混频器结构。通过引入能够增强输入差分放大器的跨导的涓流电流，可以避免虚假信号。
英国专利申请No.GB-A-2 151863(东芝公司)描述了具有第一和第二差分放大器的放大器电路。交换电路可以增加输出信号的动态范围。将第一和第二输出应用于负载，以获得第一和第二信号的乘积。
本发明的一个目标是提供一种改进截波混频器性能的方法和装置，其中，消除了上述缺点。
发明内容
根据本发明的第一个方面，提供了一种如权利要求1所述的截波混频器。
根据本发明的第二个方面，提供了一种如权利要求13所述的、操作截波混频器的方法。
附图说明
现在将结合附图，仅以示例方式来介绍使用本发明来改进截波混频器性能的方法和装置，其中：
图1是直接转换无线接收器中的第一AC截波混频器的示意电路图；
图2是在图1中的AC截波混频器中使用的时钟信号的波形时序图；和
图3是第二AC截波混频器的示意电路图。
具体实施方式
首先参考图1，其中显示了在直接转换无线接收器110中使用的AC截波混频器100。混频器100有一个由两对MOSFET断路器晶体管122&124和126&128组成的输入断路器(chopper)单元120。连接断路器晶体管122-128以接收断路器时钟信号clkp和clkn(见图2)和在RF输入端口处的、交叉连接的差分输入信号RFp和RFn。输入断路器单元120生成截波了的差分电压输出信号Vip和Vin。
电压-电流(V-I)转换器130由双极晶体管132和134组成，双极晶体管132和134基极共连，以接收偏压Vb。来自输入断路器单元120的断路器晶体管122-128的输出各自连接到电压-电流转换器130中的双极晶体管132和134的发射极，因此，晶体管在它们的集电极吸收与来自输入断路器单元120的电压输出信号Vip和Vin分别成比例的电流Ip和In。
射频(RF)混频器单元140由两对双极晶体管142&144和146&148组成。晶体管142和148的基极共连，以接收输入信号LOn，晶体管144和146的基极共连，以接收输入信号LOp，信号LOn和Lop形成将要与差分输入信号RFp、RFn进行混合(在RF输入端口)的差分输入信号。双极晶体管142和144的发射极共同连接到双极晶体管132的集电极，双极晶体管146和148的发射极共同连接到电压-电流转换器130的双极晶体管134的集电极。双极晶体管142和146的集电极共同(经电阻Rip)连接到参考电位源Vpp，双极晶体管144和148的集电极也共同(经电阻Rin)连接到该连接到参考电位源Vpp。
AC耦合单元150由电容器Cn和Cp组成。电容器Cn的一个电极连接到共同连接在一起的双极晶体管142和146的集电极，电容器Cp的一个电极连接到共同连接在一起的双极晶体管144和148的集电极。正如将在下面解释的，可以以可编程的电容器结构(未示出)来实现电容器Cn和Cp，以允许改变它们的电容量。
输出断路器单元160由两对MOSFET断路器晶体管162&164和166&168组成。连接断路器晶体管162-168以接收断路器时钟信号clkp和clkn，并将它们连接到AC耦合单元150以分别地接收来自电容器Cn和Cp的电压信号Vnc和Vpc。断路器元件162和164的输出交叉连接，以(在BB输出端口)生成差分输出信号Von和Vop，这两个信号与差分输出信号RFn和RFp(在RF输入端口)和LOn和Lop(在LO输入端口)混合。
下面分析AC截波混频器100的性能：
在断路器输出级，差分输出对差分输入的关系由下式给出：
在clkp激活的时候(clkp＝1，clkn＝0)，Vop＝Vpc和Von＝Vnc
在clkn激活的时候(clkp＝0，clkn＝1)，Vop＝Vnc和Von＝Vpc。
这得到了下列等式：
在clkp激活的时候，Vop-Von＝Vpc-Vnc，和
在clkn激活的时候，Vop-Von＝-(Vpc-Vnc)。
因此，差分输入信号Vp-Vn乘以时钟信号clk，这样信号Vp-Vn就从clk向下转换到DC，这样，
    Vop-Von＝(clkp-clkn)(Vpc-Vnc)。
然而，对于共模来说，情况是不同的，即共模输出对共模输入的关系由下式给出：
在clkp激活的时候，Vop+Von＝Vpc+Vnc，和
在clkn激活的时候，Vop+Von＝Vpc+Vnc。
因此，在共模中，断路器级的输出与输入相同，这样：
Vop+Von＝Vpc+Vpn。
因此，可以看到，断路器级没有改变共模信号输入。
同样，应当理解，RF混频器的特征类似于断路器级，即，差分输出对差分输入的关系由下式给出：
当LOn激活时，(LOn＝1，LOp＝0)，则
    Vp-Vcc＝-Rip·Ip，且Vn-Vcc＝-Rin·In，和
当LOp激活时，(LOn＝0，LOp＝1)，则
    Vp-Vcc＝-Ri·Ip，和Vn-Vcc＝-Rin·Ip。
于是，
在LOn激活的时候，Vp-Vn＝Ri(In-Ip)，和
当LOp激活的时候，Vp-Vn＝Ri(Ip-In)。
因此，Vp-Vn＝(LOp-LOn)Ri(Ip-In)。
同样，共模输出对共模输入的关系由下式给出：
    在LOn激活的时候，Vp+Vn＝-Ri(Ip+In)+2Vcc，和
    当LOp激活的时候，Vp+Vn＝-Ri(Ip+In)+2Vcc。
这样，应当理解，RF混频器级没有改变共模信号输入。
尽管将V-I转换器理想化为线性级，事实上，对输出电流引入了非线性特征，这种模型可以表示为电压输入Vip和Vin多项式关系。只考虑二次输出电流，并且抛弃有用的信号，得到下面的关系式：
    Ip＝a2p(Vip)2，和
    In＝a2n(Vin)2
所生成的二次电流成分将在低频呈现。这些二次电流生成共模电流信号
    Ip+In＝a2p(Vip)2+a2n(Vin)2
这将导致在RF混频器输出共模电压信号，即：
    Vp+Vn＝-Ri(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)+2Vcc
这占用了与电流信号相同的频谱，即在低频上，因此AC耦合网络将减少在这些低频上的信号(可以在截波时钟频率的大约2.5％到5％的范围内选择AC耦合转角频率，并可以通过使用前面提及的可编程的电容器结构，来实现在这个范围内变化)。
同样，考虑到在用于那些二极成分的RF混频器输出处的单端电压(single ended voltage)(假设现在Rip不同于Rin，(即电阻不匹配))，得到如下关系式：
在LOn激活的时候，Vp＝Vcc-Ripa2p(Vip)2，和
当LOp激活的时候，Vp＝Vcc-Ripa2n(Vin)2。
Vp可以这样表示：
  Vp＝Vcc-Rip(a2p(Vip)2
    +a2n(Vin)2)/2+(LOp-LOn)Rip(a2p(Vip)2-a2n(Vin)2)/2
Vn可以这样表示：
Vn＝Vcc-Rin(a2p(Vip)2
    +a2n(Vin)2)/2-(LOp-LOn)Rin(a2p(Vip)2-a2n(Vin)2)/2
对于Vp和Vn，项Rix(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2为由于通过电容器DC阻断减少的二极成分而导致的低频共模变量。项(LOx-LOn)Rix(a2p(Vip)2-a2n(Vin)2)/2将通过本地震荡器频率而移去，这样就容易将其滤掉，从而就使其影响最小化。
不考虑第二项，Vpc和Vnc就可以这样表示：
Vpc＝Hpc*Vcc-Rip(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*Hpc
示中，Hpc是正向通路上的高通滤波器，*表示卷积运算，和
Vnc＝Hnc*Vcc-Rin(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*Hnc
示中，Hnc是负向通路上的高通滤波器，*表示卷积运算。
在输出断路器处，可以满足下列关系式：
Vop+Von＝Vpc+Vnc，和
Vop-Von＝(clkp-clkn)(Vpc-Vnc)，
导出下列关系式：
Vop+Von＝(Hpc+Hnc)*Vcc
          -(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*(Rip Hpc+Rin Hnc)，
AC耦合降低了二次共模成分，且
Vop-Von＝(clkp-clkn)(Hpc-Hnc)*Vcc
       +(clkp-clkn)(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*(Rin Hnc-Rip Hpc)。
这假设了输出断路器级是完全匹配的，即{clkp}＝{clkn}。然而，不完全匹配的输出断路器将限制差分二次成分的削减，并将产生等于如下的项值(例如，由于非50％的占空系数(duty cycle)时钟或不相似的开关造成)：
(占空系数-50％)(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*(Rin Hnc-Rip Hpc)。
在这种情况下，如果在低频区域(0-200KHz)，(Rin Hnc-RipHpc)远远小于(Rin-Rip)，AC耦合将提供相对于非AC耦合网络的、附加的IP2的增益改善。然而，输出断路器引入的二次非线性因素将限制IM2的差分性能。
现在参考图3，(可能作为上述AC截波混频器100的替换的)第二AC截波混频器200与混频器100共用许多组件，在图3中，这些共用的组件的参考序号与图1中的相同。
第二AC截波混频器200与混频器100的区别在于：(尽管在第一混频器100中，LO输入直接连接到混频器单元140，RF输入经截波单元120和电压-电流转换器单元130连接到混频器单元140)在第二混频器200中，LO输入经由MOSFET断路器晶体管222、224、226和228组成的断路器单元220连接到混频器单元140，RF输入经电压-电流转换器单元130连接到混频器单元140。可以看到，在第二混频器200中，如同在混频器100中一样，混频器单元140的输出经AC耦合单元150连接到输出截波单元160，而输出截波单元160的输出又连接到BB输出。
应当理解，第二混频器200的功能类似于前述混频器100的功能。同样应当理解，第一和第二混频器都将以非理想的方式对RF输入端口的信号作出响应，这个信号与LO输入端口的本地震荡器频率的区别在于，它的频率是截波时钟信号clkn和clkp的频率fclk的整数倍。然而，应当理解，在第二混频器200中，通过将输入截波级从第一混频器的RF输入端口转移到第二混频器的LO输入端口，这种非理想信号响应相对于第一混频器100减小了。按照这种方法，可以理解，通过通过较高的虚拟响应隔离(spurious response isolation)，第二混频器200提供了好于第一混频器100的性能。
应当理解，上述用于改善截波混频器性能的方法和装置带来了如下好处：
●通过对双极混频器输出的AC耦合，当在截波模式下运行时，由于在输出截波级之前，将信号集中在截波时钟频率而不是在DC中，从而获得好处。
●同样，AC耦合能够将共模信号从0-200KHz的所需频率范围中除去。
●同样，耦合电容器同样DC阻断了在每个信号末端输出呈现的二次成分，导致二次IP2得到改善。
●断路器混频器和RF双极混频器具有相似的特征，它们的共模输出对共模输入等于1，并不会导致任何频率转移；然而，差分输入的频率将转移。这意味着只有在整个混频器设备中生成的低频共模信号(0-200KHz)将以低频共模信号出现在输出端。大部分这种低频共模信号主要在V-I转换器级中，由混频器设备的二次非线性生成，但是AC耦合将阻断这些成分，并降低它们的量级。

Claims (23)

1.一种截波混频器(100)，包括：
混频器装置(140)，其对接收到的信号(Ip、In、LOp、LOn)进行混频，并从生成混频信号(Vp、Vn)；
输出截波装置(160)；和
耦合装置(150)，其将所述混频信号耦合到所述输出截波装置的，
其特征为所述耦合装置包括AC耦合装置(Cn、Cp)。
2.如权利要求1中所述截波混频器，其中所述AC耦合装置包括用于使AC信号通过而阻断DC信号的电容器装置(Cn、Cp)。
3.如权利要求1或2中所述截波混频器，其中所述混频器装置包括双极晶体管混频器(142、144、146、148)。
4.如权利要求1、2或3中所述截波混频器，其中所述输出截波装置(160)包括MOSFET晶体管(162-168)。
5.如前面任何一项权利要求中所述的截波混频器，还包括输入截波装置(120，220)，用于对输入到其上的输入信号进行截断，并将所述截波的输入信号耦合到所述混频器装置。
6.如权利要求1-4中任意之一的所述截波混频器，还包括连接到所述混频器装置的输入端的电压-电流转换器装置(130)，用于将电压信号转换成电流信号以应用于所述混频器装置。
7.如权利要求1-4中任意之一的所述截波混频器，还包括：
输入截波装置(120)，用于对输入到其上的输入信号进行截波，和用于生成已截波的输入电压信号；和
在所述输入截波装置和所述混频器装置之间连接的电压-电流转换器装置(130)，用于将代表所述已截波的输入电压信号的电流信号。
8.如权利要求1-4中任意之一的所述截波混频器，还包括：
连接到所述混频器装置的第一输入端的输入截波装置(220)，用于将应用于所述输入截波装置的已截波的输入信号加到其上；和
连接到所述混频器装置的第二输入端的电压-电流转换器装置(130)，用于将代表应用于所述电压-电流转换器装置的电压信号的电流信号加到其上。
9.如权利要求5、7或8中的所述截波混频器，其中所述输入截波装置(120、220)包括MOSFET晶体管(122-128、222-228)。
10.如前面任何一项权利要求中的所述截波混频器，其中所述信号是差分信号。
11.如前面任何一项权利要求中的所述截波混频器，其中所述AC耦合装置具有大约在所述截波装置的频率的2.5％到5％的范围内的转角频率。
12.一种直接转换无线接收器(110)，其包括如权利要求1-11中任意之一中的所述截波混频器。
13.一种用于操纵截波混频器(100)的方法，所述方法包括：
提供混频器装置(140)，所述混频器装置用于对其接收到的信号(Ip、In、LOp、LOn)进行混频，并用于生成混频信号(Vp、Vn)；
提供输出截波装置(160)；和
提供用于将所述混频信号耦合到所述输出截波装置的耦合装置(150)，
其特征为所述耦合装置包括AC耦合装置(Cn、Cp)。
14.如权利要求13中的所述方法，其中所述AC耦合装置包括用于使AC信号通过而阻断DC信号的电容器装置(Cn、Cp)。
15.如权利要求13或14中的所述方法，其中所述混频器装置包括双极晶体管混频器(142、144、146、148)。
16.如权利要求13、14或15中的所述方法，其中所述输出截波装置(160)包括MOSFET晶体管(162-168)。
17.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括提供输入截波装置(120、220)，以对输入到其上的输入信号进行截波，并且将已截波的输入信号耦合到所述混频器
18.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括提供连接到所述混频器装置的输入端的电压-电流转换器装置(130)，以将电压信号转换成电流信号，应用于所述混频器装置中。
19.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括：
提供输入截波装置(120)，其用于对加到其上的输入信号进行截波，和用于生成已截波的输入电压信号，和
提供电压-电流转换器装置(130)，其连接于所述输入截波装置和所述混频器装置之间，以将代表所述已截波的输入电压信号的电流信号加到其上。
20.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括：
提供输入截波装置(220)，其连接到所述混频器装置的第一输入端，用于将应用于所述输入截波装置的已截波的输入信号加到其上；和
提供电压-电流转换器装置(130)，其连接到所述混频器装置的第二输入端，用于将代表应用于所述电压-电流转换器装置的输入电压信号的电流信号加到其上。
21.如权利要求17、19或20中的所述方法，其中所述输入截波装置(120、220)包括MOSFET晶体管(122-128、222-228)。
22.如权利要求13-21中任意之一的所述方法，其中所述信号是差分信号。
23.如权利要求13-22中任意之一的所述方法，其中所述AC耦合装置具有大约在所述截波装置的频率的2.5％到5％的范围内的转角频率。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100428641C (zh) * 2005-08-25 2008-10-22 威盛电子股份有限公司 直接转换型射频接收器的混波器
CN101084626B (zh) * 2004-12-20 2011-09-21 英特尔公司 相位内插器、接收机和辅助相位内插器恢复时钟信号的方法

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6812780B2 (en) * 2002-01-16 2004-11-02 Oki Electric Industry Co., Ltd. Filter circuit and detection circuit having filter circuit
US7382984B2 (en) * 2002-10-03 2008-06-03 Nortel Networks Limited Electrical domain compensation of optical dispersion in an optical communications system
JP2004180281A (ja) * 2002-11-13 2004-06-24 Renesas Technology Corp 直交ミキサ回路及びそれを用いた携帯端末
KR100519876B1 (ko) * 2004-01-30 2005-10-10 삼성전자주식회사 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기
US7538596B2 (en) * 2004-05-25 2009-05-26 Silicon Laboratories, Inc. Low distortion quadrature mixer and method therefor
US7251468B2 (en) * 2004-07-14 2007-07-31 Motorola, Inc. Dynamically matched mixer system with improved in-phase and quadrature (I/Q) balance and second order intercept point (IP2) performance
US7177616B2 (en) 2004-08-13 2007-02-13 Freescale Semiconductor, Inc. High linearity and low noise CMOS mixer and signal mixing method
US8228110B1 (en) * 2004-12-06 2012-07-24 Marvell International Ltd. Low power, low voltage phase interpolator
US7512393B2 (en) * 2005-10-14 2009-03-31 Skyworks Solutions, Inc. Downconverting mixer
KR100720643B1 (ko) * 2005-10-20 2007-05-21 삼성전자주식회사 2차 혼변조 왜곡 보정 회로
US8059758B2 (en) * 2006-02-10 2011-11-15 Qualcomm, Incorporated Conversion of multiple analog signals in an analog to digital converter
US7620381B2 (en) * 2006-05-21 2009-11-17 Realtek Semiconductor Corp. Tri-state chopper for frequency conversion
US7826816B2 (en) * 2006-07-11 2010-11-02 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for frequency conversion
US8099072B2 (en) * 2006-11-21 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Frequency changer circuits
US8805274B2 (en) * 2007-01-25 2014-08-12 Thomson Licensing Frequency translation module interface
US20080186057A1 (en) * 2007-02-01 2008-08-07 Texas Instruments Incorporated Low frequency detector including common input voltage sensor
US20090079497A1 (en) * 2007-09-21 2009-03-26 Nanoamp Solutions, Inc. (Cayman) Phase tuning techniques
US7865164B2 (en) * 2007-09-27 2011-01-04 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for downconverting radio frequency signals
US20090088121A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Nanoamp Solutions Inc. (Cayman) High Linearity and Low Noise Mixer
US20090197552A1 (en) * 2008-01-07 2009-08-06 Peter Kurahashi Bandwidth tunable mixer-filter using lo duty-cycle control
US8401512B2 (en) 2010-04-08 2013-03-19 Viasat, Inc. Compact high linearity MMIC based FET resistive mixer
TWI455498B (zh) * 2011-07-26 2014-10-01 Mstar Semiconductor Inc 直接轉換接收器及其校正方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4242634A (en) * 1978-05-06 1980-12-30 Enertec Electronic multiplying circuits
JPS60130204A (ja) * 1983-12-17 1985-07-11 Toshiba Corp 掛算回路
WO1992002929A1 (en) * 1990-08-01 1992-02-20 Maxtor Corporation Sample data position error signal detection for digital sector servo
JP2950739B2 (ja) * 1994-11-11 1999-09-20 沖電気工業株式会社 デュアルモード送信装置
US5630228A (en) * 1995-04-24 1997-05-13 Motorola, Inc. Double balanced mixer circuit with active filter load for a portable comunication receiver
JP3189633B2 (ja) 1995-07-25 2001-07-16 株式会社村田製作所 ミキサ
US5859559A (en) * 1997-07-31 1999-01-12 Raytheon Company Mixer structures with enhanced conversion gain and reduced spurious signals
US6125272A (en) * 1998-09-25 2000-09-26 Motorola, Inc. Method and apparatus providing improved intermodulation distortion protection
DE19844970C2 (de) * 1998-09-30 2001-02-22 Siemens Ag Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignals und eines Oszillatorsignals miteinander
US6594478B1 (en) * 2000-11-03 2003-07-15 Motorola, Inc. Self oscillating mixer

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101084626B (zh) * 2004-12-20 2011-09-21 英特尔公司 相位内插器、接收机和辅助相位内插器恢复时钟信号的方法
CN100428641C (zh) * 2005-08-25 2008-10-22 威盛电子股份有限公司 直接转换型射频接收器的混波器

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