CN1411189A - 双层加权并行干扰对消算法的简化算法 - Google Patents

Abstract

本发明提出的双层加权并行干扰对消算法的简化算法在保持双层加权并行干扰对消算法性能的同时，大大降低了运算量。由于在双层加权并行干扰对消算法中涉及双曲正切运算，该算法几乎无法实现。为了解决这个问题，本发明的双层加权并行干扰对消算法的简化算法用分段线性判决方法或者查表法来代替双曲正切判决，其实质就是用分段线性判决函数L(x)或者查表法的判决函数T(x)逼近双曲正切函数tanh(x)。

Description

双层加权并行干扰对消算法的简化算法

                             技术领域

本发明涉及CDMA移动通信系统中基站的多用户检测技术，尤其涉及CDMA系统中并行干扰对消算法。

                             背景技术

CDMA系统因其高容量、高服务质量、保密性好等优点已经成为第三代移动通信的发展方向。多址干扰(Multiple Access Interference)限制了CDMA系统容量和性能的提高。单用户接收机无法消除多址干扰对用户信号检测的影响，在用户数目增大和远近效应情况下接收机的检测性能降低。设计抗多址干扰的接收机是发挥CDMA系统高容量、高服务质量优势的关键。

多用户检测技术是克服多址干扰的影响，提高CDMA系统容量的一种增强型技术。它可以充分利用多个用户的信息，对多个用户信号进行联合检测，从而尽可能地减小多址干扰对接收机性能的影响，提高系统的容量。

Verdu于1986年提出基于最大后验概率的多用户检测器，即最大似然序列检测器。虽然这种检测器是最佳检测器，但是这种检测器复杂度高，而且需要对接收信号幅度和相位信息的估计。这使得最大似然序列检测器难以应用。因此，必须研究次最佳的多用户检测算法。

次最佳的多用户检测算法大致分为两类：线性检测算法和干扰对消算法。线性检测算法对单用户检测器的软输出进行线性变换，产生一组能够提高性能的新输出。这类算法主要包括：去相关检测器(Decorrelating Detector)、最小均方误差检测器(MinimumMean Square Error Detector)和多项式展开法(Polynomial Expansion Detector)等。线性检测算法性能较好，但是计算很复杂。干扰对消算法将期望用户的信号视为有用信号，将其他用户的信号视为干扰信号；先从接收信号中消除其他用户的干扰，得到期望用户的信号，然后对期望用户的信号进行检测，从而提高系统的性能。干扰对消算法可以分为：串行干扰对消(Serial Interference Cancellation)和并行干扰对消(Parallel InterferenceCancellation)。串行干扰对消算法按照功率降序对用户信号进行排序。首先对功率最大的用户进行判决检测，然后再生该用户信号，从接收信号中去掉该用户的信号，使其它用户的检测不受该用户信号的干扰。接下来对功率次最大的用户信号进行检测，再生和消除功率次最大的用户的信号，使剩下的用户的检测不再受功率次最大用户的干扰。按照顺序，再从接收信号中去掉其他用户的干扰。该方法的性能优于单用户检测器，但是延时较大，而且需要进行功率排序，计算量较大以及对初始信号估计敏感。并行干扰对消算法从接收信号中并行地为每个用户消除所有其他用户的信号干扰。该算法性能优于单用户检测器，具有延时小、计算复杂性小的优点，是目前最有可能实现的算法。

并行干扰对消算法在高信噪比下相对于单用户检测器性能提高较大，但是在低信噪比下，该算法相对于单用户检测器性能提高的幅度降低。在CDMA系统中，功率控制可以在一定程度上弥补信道的衰落特性，使系统在较低信噪比下工作，以尽可能地提高系统的容量。因此，如何提高在较低信噪比下并行干扰对消算法的性能具有重要意义。

部分并行干扰对消算法能够有效提高并行干扰对消算法的性能。与传统并行干扰对消算法不同的是：传统并行干扰对消算法从接收信号中完全地消除期望用户受到的多址干扰；而部分并行干扰对消算法则给每级干扰对消设置一个权值，对期望用户受到的多址干扰进行加权，在干扰对消过程中，只是部分地消除多址干扰。R.Michael Buehrer和Steven P.Nicoloso在1999年第五期电气和电子工程协会出版的通讯报(IEEE Transactionson Communications，PP.658-661，Vol.47，No.5，1999)上发表了《“用于CDMA的部分并行干扰对消”的注释》(Comments on“Partial Parallel Interference Cancellation for CDMA”)。该篇论文从理论上分析得到：高斯信道下传统的并行干扰对消算法从接收信号中完全地消除期望用户受到的多址干扰，这种情况下对期望用户信号的估计是有偏估计；部分并行干扰对消算法只是部分地消除多址干扰，可以纠正对期望用户信号估计的偏差，使判决结果更可靠。在较低信噪比下，部分并行干扰对消算法的性能明显优于传统的并行干扰对消算法。

基于贝叶斯准则的加权并行干扰对消算法由美国专利US5418814公开，它也是一种加权算法。它与部分并行干扰对消算法的加权基理不同，它是基于判决代价的均值最小的比特级加权算法。该算法设置判决的代价函数，以判决代价的均值最小作为准则，确定每个比特判决结果的可靠性系数，并用该系数对该比特再生的信号进行比特级加权，这样在多址干扰的消除中只是部分地消除该用户该比特产生的干扰。该算法的性能相对于传统的并行干扰对消算法有提高，尤其在低信噪比情况下，性能提高较明显。

虽然以上两种算法有效地提高了传统并行干扰对消算法在较低信噪比下的性能，但是提高的幅度有限。双层加权并行干扰对消算法将部分并行干扰对消算法和基于贝叶斯准则的加权并行干扰对消算法相结合，使算法性能得到进一步地提高，尤其在低信噪比情况下，算法性能提高较大。

下面介绍双层加权并行干扰对消算法。

双层加权并行干扰对消接收机的结构如图1所示，图中PIC结构1和最后一级PIC结构2的内部结构分别如图2和图3所示。第一级PIC结构把接收信号的基带信号作为各用户的输入信号，进行处理，得到的各用户的输出信号是下一级PIC结构中各用户的输入信号；第二级PIC结构对各用户的输入信号进行处理，得到的各用户的输出信号是下一级PIC结构中各用户的输入信号；这样逐级处理，最后一级PIC结构对各用户的输入信号进行处理，得到各用户的输出信号是多级PIC结构的最终结果。

在衰落信道环境下，接收信号的基带信号可以表示为： $r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\mathrm{il}}{S}_i(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})+Z\left(t\right)$ $=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\mathrm{il}}\sqrt{P_i}{b}_i(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})c_i(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})+Z\left(t\right)---\left(1\right)$

其中，r(t)表示接收信号的基带信号；a_il表示第i个用户第l径的信道衰落值，L为径数；τ_il表示第i个用户第l径的时延；S_i(t)表示用户i的发送信号，K表示用户总数；P_i表示用户i的功率；b_i(t)表示用户i的比特流， $b_i\left(t\right)=\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^{\left(m\right)}p\left({t-\mathrm{mT}}_b\right),$ a_i ^(m)表示第i个用户的第m个比特，p(t)表示周期为T_b的信号脉冲，在不妨碍算法推导结论的情况下，设p(t)是矩形脉冲(当t∈[0，T_b]时，p(t)＝1；当 $t\∉[0,T_b]$ 时，p(t)＝0)；c_i(t)表示用户i的扩频码；Z(t)表示信道噪声。

如图2所示，在第k级PIC结构中，用户i的RAKE接收机3的输入信号为r_i ^(k)(t)。当k＝1时，r_i ^(l)(t)＝r(t)。RAKE接收机对r_i ^(k)(t)进行多径解扩，信道估计，然后进行多径合并。图2中的硬判决器4对RAKE接收机3的多径合并结果进行硬判决，得到第K级PIC算法的判决结果。当k＝1时，该判决结果就是单用户检测器的输出。图2中的判决可靠性计算器7计算硬判决器判决结果的可靠性系数。图2中的信号再生器5根据判决结果、判决结果的可靠性系数和信道估计结果再生用户i的信号。图2中的多址干扰的估计与干扰对消装置6进行多址干扰的估计与干扰消除，得到第K级PIC结构中用户i的输出信号。该信号就是(k+1)级PIC结构中用户i的RAKE接收机的输入信号。

如图3所示，在S级PIC算法的最后一级PIC结构中，用户i的RAKE接收机对输入信号r_i ^(S)(t)进行多径解扩、信道估计和多径合并。多径合并得到的软输出就是S级PIC算法中用户i的最终结果。在接收机中，该结果被送给用户i的译码器进行译码。最后一级PIC结构不包括可靠性计算、信号再生和多址干扰的估计与干扰对消等装置。

双层加权PIC算法实现步骤如下：

步骤1：在第k级PIC结构中，用户i的RAKE接收机3对输入信号r_i ^(k)(t)进行多径解扩、信道估计、多径合并，并对RAKE接收机的多径合并结果进行硬判决。

步骤2：计算每比特判决结果的可靠性。

在第k级PIC结构中，用户i的多径合并结果可以表示为： $Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\μ}}_i{a}_i^{\left(m\right)}+n_i---\left(2\right)$

n_i为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σ_i ²)；a_i ^(m)是用户i的第m个比特，值为+1或-1，μ_i是与信道衰落相关的实数。

按照下式计算用户i的第m个比特的判决结果 ${\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\mathrm{sgn}\left(Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\right)$ 的可靠性系数f_i ^(m)(k)： $f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\tanh \left\{w\frac{{\mathrm{\μ}}_i\left|Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\right|}{{\mathrm{\σ}}_i^2}\right\}---\left(3\right)$

w是正实数。

步骤3：用户信号的比特级加权再生。

用户i的比特级加权再生信号可以表示为： $g_i^{\left(k\right)}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{il}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{f}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}p({t-\mathrm{nT}}_b-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})c_i(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})---\left(4\right)$

A_il是 的估计值，a_il表示第i个用户第l径的信道衰落值，P_i表示用户i的功率。

步骤4：多址干扰的计算。

第k级PIC算法中，用户i受到的多址干扰的估计为： ${\hat{I}}_i^{\left(k\right)}=\underset{j=1,j\≠i}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j^{\left(k\right)}\left(t\right)$

步骤5：干扰对消。

设第k级PIC算法的权值为p^(k)，按照下式对步骤4中得到的多址干扰进行加权对消： $r_i^{(k+1)}\left(t\right)=r\left(t\right)-p^{\left(k\right)}{\hat{I}}_i^{\left(k\right)}---\left(6\right)$

r_i ^(k+1)(t)是第k级PIC结构中用户i的输出信号，也是下一级PIC结构中用户i的RAKE接收机的输入信号。

重复步骤1-5，进行下一级PIC的计算。

对于最后一级PIC结构，只进行步骤1中多径解扩、多径合并的计算。将多径合并得到的用户i的软输出作为多级PIC结构中用户i的最终结果。在接收机中，该结果被送给用户i的译码器进行译码。

但是，通过分析双层加权并行干扰对消算法的计算公式(2～6)，可以认为该算法具有以下缺陷：

1 公式(6)中P^(k)_i ^(k)为码片级乘法，运算量较大；

2 公式(3)涉及双曲正切运算，该运算无法实现。

                                  发明内容

本发明的目的在于提出双层加权并行干扰对消算法的简化算法。该算法在保持双层加权并行干扰对消算法性能的同时，降低了算法的复杂度。基本思想是尽量以比特级乘法代替码片级乘法，减少运算量；用简单的判决方法来代替几乎无法运算的双曲正切判决。

本发明是这样实现的，一种双层加权并行对消算法的简化算法包括以下步骤：

a.在第k级PIC结构中，用户i的RAKE接收机3对输入信号r_i ^(k)(t)进行多径解扩、信道估计和多径合并，并将多径合并结果送给软判决器，将信道估计结果同时送给软判决器8和信号再生器5，当k＝1时，输入信号r_i ^(k)(t)就是接收信号的基带信号r(t)；用户i的多径合并结果可以表示为： $Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\μ}}_i{a}_i^{\left(m\right)}+n_i---\left(2\right)$

n_i为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σ_i ²)；a_i ^(m)是用户i的第m个比特，值为+1或-1，μ_i是与信道衰落相关的实数；

b.软判决器对每比特进行软判决

用户i的RAKE接收机的多径合并结果的软判决为 ${\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)},$ 且f_i ^(m)(k)_i ^(m)(k)满足下式： $f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\tanh \left\{w\frac{{\mathrm{\μ}}_i{Y}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}}{{\mathrm{\σ}}_i^2}\right\}---\left(7\right)$

w是正实数， ${\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\mathrm{sgn}\left(Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\right),$ f_i ^(m)(k)为_i ^(m)(k)的可靠性系数，采用分段线性判决方法或者查表法来代替(7)式中的双曲正切判决，计算ζ_i ^(m)(k)；

c.软判决器将每比特软判决结果送给软判决加权装置，按照下述公式对其进行加权， ${\mathrm{\ρ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\·p^{\left(k\right)}---\left(8\right)$

p^(k)为第k级PIC算法的权值，并将上述计算结果送给信号再生器；

d.信号再生器按照下述公式由两个输入信号得到用户的再生信号，并将再生信号送入多址干扰的估计和干扰对消装置，用户i的比特级加权再生信号可以表示为：

A_il是 的估计值，a_il表示第i个用户第l径的信道衰落值，P_i表示用户i的功率；

e.多址干扰的计算

第k级PIC算法中，用户i受到的多址干扰的估计为： ${\hat{I}}_i^{\left(k\right)}=\underset{j=1,j\≠i}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(10\right)$

f.干扰对消

安照下式对步骤e中得到的多址干扰进行干扰对消： $r_i^{(k+1)}\left(t\right)=r\left(t\right)-{\hat{I}}_i^{\left(k\right)}---\left(11\right)$

r_i ^(k+1)(t)是第k级PIC结构中用户i的输出信号，也是下一级PIC结构中用户i的RAKE接收机的输入信号；

h.重复步骤a-f，进行下一级PIC的计算，对于最后一级PIC结构，只进行步骤a的计算，对用户i的输入信号进行多径解扩、多径合并的计算，将多径合并得到的用户i的软输出作为多级PIC结构中用户i的最终结果，在接收机中，该结果被送给用户i的译码器进行译码。

在上述步骤b中，所述的分段线性判决代替公式(7)中的双曲正切判决的算法，即用分段线性判决函数L(x)逼近双曲正切函数tanh(x)，其步骤如下：

①.定义分段线性判决函数L(x)

由于双曲正切函数是奇函数：tanh(-x)＝-tanh(x)；定义

                       L(-x)＝-L(x)

②.确定阈值θ

当x→∞时，tanh(x)→1；因此，取阈值θ＞0，当x＞θ时，令L(x)＝1；

③.确定线性化参数Q

当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[x_q-1，x_q]， $x_q=\frac{\mathrm{q\θ}}{Q},$ x₀＝0，x_Q＝θ；

④.在第q个小区间内L(x)的表达式为：

在区间[x_q-1，x_q]，将L(x)定义为连接点C_q和点D_q的线段，其中，C_q的坐标为C_q＝(x_q-1，tanh(x_q-1))、D_q的坐标为D_q＝(x_q，tanh(x_q))，用该线段C_qD_q近似区间[x_q-1，x_q]上的tanh(x)曲线，线段C_qD_q的方程为： $L_q\left(x\right)=\tanh \left(x_{q-1}\right)+\frac{\tanh \left(x_q\right)-\tanh \left(x_{q-1}\right)}{x_q{-x}_{q-1}}(x-x_{q-1})---\left(12\right)$

⑤.利用L(-x)＝-L(x)，区间[-x_q，-x_q-1]上L(x)的表达式为：

                     L(x)＝-L_q(-x)

⑥.分段线性判决函数L(x)的表达式为：

在上述步骤b中，也可用查表法代替公式(7)中的双曲正切判决的算法，即用查表法的判决函数T(x)逼近双曲正切函数tanh(x)，其推导过程如下：

①.定义查表法的判决函数为T(x)

由于双曲正切函数是奇函数：tanh(-x)＝-tanh(x)，所以，定义

                 T(-x)＝-T(x)；

②.确定阈值θ

当x→∞时，tanh(x)→1；因此，取阈值θ＞0，当x＞θ时，令T(x)＝1

③.确定线性化参数Q

当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[x_q-1，x_q]， $x_q=\frac{\mathrm{q\θ}}{Q},$ x₀＝0，x_Q＝θ；

④.在第q个小区间内T(x)的表达式为：

在区间[x_q-1，x_q]，取区间的中点

将T(x)定义如下： $T\left(x\right)=\tanh \left(\frac{x_{q-1}+x_q}{2}\right)---\left(14\right)$

⑤.利用T(-x)＝-T(x)，可以得到区间[-θ，0]上T(x)的表达式；

⑥.查表法的判决函数T(x)的表达式为：

                           附图说明

图1：双层加权并行干扰对消接收机的多级结构示意图

图2：PIC结构示意图

图3：最后一级PIC结构示意图

图4：双层加权并行干扰对消算法的简化算法的PIC结构示意图

                          具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

简化算法的多级结构如图1所示，简化算法的PIC结构如图4所示，简化算法的最后一级PIC结构如图3所示。

本发明的一个实施例为：

如图1所示，接收信号的基带信号r(t)以并行方式进入图1中的第一级PIC结构1。如图4所示，并行进入PIC结构的输入信号r(t)分别进入各用户的RAKE接收机3。RAKE接收机3先对输入信号进行解扩，然后进行信道估计，最后进行多径合并。RAKE接收机3将多径合并结果送给软判决器8，将信道估计结果同时送给软判决器8和信号再生器5。在第k级PIC结构中，用户i的多径合并结果可以表示为： $Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\μ}}_i{a}_i^{\left(m\right)}+n_i---\left(2\right)$

n_i为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σ_i ²)；a_i ^(m)是用户i的第m个比特，值为+1或-1。μ_i是与信道衰落相关的实数。

软判决器8对输入信号进行软判决，用户i的RAKE接收机的多径合并结果的软判决为 ${\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)},$ 且f_i ^(m)(k)_i ^(m)(k)满足下式： $f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\tanh \left\{w\frac{{\mathrm{\μ}}_i{Y}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}}{{\mathrm{\σ}}_i^2}\right\}---\left(7\right)$

其中，_i ^(m)(k)是用户i的第m个比特的判决结果， ${\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\mathrm{sgn}\left(Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\right),$ f_i ^(m)(k)为_i ^(m)(k)的可靠性系数。

用分段线性判决代替原双层加权并行对消算法中的双曲正切判决，设分段线性判决函数为L(x)，用分段线性判决代替双曲正切判决就是用分段线性判决函数L(x)逼近双曲正切函数tanh(x)，分段线性判决函数的推导过程如下：

①.定义分段线性判决函数L(x)

由于双曲正切函数是奇函数：tanh(-x))＝-tanh(x)；所以，定义L(-x)＝-L(x)。

②.确定阈值θ

由于双曲正切函数具有特点：当x→∞ tanh(x)→1；因此，本发明取阈值θ＞0，当x＞θ时，令L(x)＝1；

③.确定线性化参数Q

当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[x_q-1，x_q]， $x_q=\frac{\mathrm{q\θ}}{Q},$ x₀＝0，x_Q＝θ；

④.在第q个小区间内L(x)的表达式为：

在区间[x_q-1，x_q]，将L(x)定义为连接点C_q和点D_q的线段。其中，C_q的坐标为C_q＝(x_q-1，tanh(x_q-1))、D_q的坐标为D_q＝(x_q，tanh(x_q))。用该线段C_qD_q近似区间[x_q-1，x_q]上的tanh(x)曲线。线段C_qD_q的方程为： $L_q\left(x\right)=\tanh \left(x_{q-1}\right)+\frac{\tanh \left(x_q\right)-\tanh \left(x_{q-1}\right)}{x_q-x_{q-1}}(x-x_{q-1})---\left(12\right)$

⑤.利用L(-x)＝-L(x)，区间[-x_q，-x_q-1]上L(x)的表达式为：

                L(x)＝-L_q(-x)

⑥.分段线性判决的函数L(x)的表达式为：

软判决器8将软判决结果送给软判决加权装置9。软判决加权装置9对软判决结果以公式(8)进行加权，并将加权结果送给信号再生器5； ${\mathrm{\ρ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\·p^{\left(k\right)}---\left(8\right)$

信号再生器5按照下述公式由两个输入信号得到用户的再生信号，并将再生信号送入多址干扰的估计和干扰对消装置6，用户i的比特级加权再生信号可以表示为： $g_i^{\left(k\right)}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{il}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}p({t-\mathrm{nT}}_b-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})c_i\left({t-\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}}\right)---\left(9\right)$

从图4中可以看到，接收信号的基带信号r(t)也进入多址干扰的估计与干扰对消装置6。该装置由并行输入的各用户的再生信号估计各用户受到的多址干扰，第k级PIC算法中，用户i受到的多址干扰的估计为： ${\hat{I}}_i^{\left(k\right)}=\underset{j=1,j\≠i}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(10\right)$

计算得到用户i的多址干扰后，从接收信号的基带信号r(t)中消除用户i受到的多址干扰，按照公式(11)对上述多址干扰进行干扰对消： $r_i^{(k+1)}\left(t\right)=r\left(t\right)-{\hat{I}}_i^{\left(k\right)}---\left(11\right)$ r_i ^(k+1)(t)是第k级PIC结构中用户i的输出信号，也是下一级PIC结构中用户i的RAKE接收机的输入信号。

从接收信号的基带信号r(t)中消除用户i受到的多址干扰得到的信号作为本级PIC结构中该用户的输出信号，下一级PIC结构中该用户的输入信号。下一级PIC结构对并行输入的信号进行同样的处理。这样逐级处理，当处理到最后一级PIC结构时，如图3所示，并行输入的信号分别进入各用户的RAKE接收机3。用户的RAKE接收机对输入信号进行解扩、信道估计和多径合并，得到用户的软输出。各用户的软输出就是多级PIC结构的最终结果。在接收机中，用户的软输出被送给用户的译码器进行译码。

本发明的另一个实施例为：

如图1所示，接收信号的基带信号r(t)以并行方式进入图中的第一级PIC结构1。如图4所示，并行进入PIC结构的输入信号r(t)分别进入各用户的RAKE接收机3。RAKE接收机3先对输入信号进行解扩，然后进行信道估计，最后进行多径合并。RAKE接收机将多径合并结果送给软判决器8，将信道估计结果同时送给软判决器8和信号再生器5。在第k级PIC结构中，用户i的多径合并结果可以表示为： $Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\μ}}_i{a}_i^{\left(m\right)}+n_i---\left(2\right)$

n_i为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σ_i ²)；a_i ^(m)是用户i的第m个比特，值为+1或-1。μ_i是与信道衰落相关的实数。

软判决器8对输入信号进行软判决，用户i的RAKE接收机的多径合并结果的软判决为 ${\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)},$ 且f_i ^(m)(k)_i ^(m)(k)满足下式： $f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\tanh \left\{w\frac{{\mathrm{\μ}}_i{Y}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}}{{\mathrm{\σ}}_i^2}\right\}---\left(7\right)$

其中，_i ^(m)(k)是用户i的第m个比特的判决结果， ${\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\mathrm{sgn}\left(Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\right),$ f_i ^(m)(k)为_i ^(m)(k)的可靠性系数。

用查表法代替原双层加权并行对消算法中的双曲正切判决，设查表法的判决函数为T(x)，用查表法代替双曲正切判决就是用查表法的判决函数T(x)逼近双曲正切函数tanh(x)，查表法的判决函数的推导过程如下：

①.定义查表法的判决函数T(x)

由于双曲正切函数是奇函数：tanh(-x)＝-tanh(x)，所以，定义

              T(-x)＝-T(x)；

②.确定阈值θ

由于双曲正切函数具有特点：当x→∞时，tanh(x)→1；因此，本发明中取阈值θ＞0，当x＞θ时，令T(x)＝1；

③.确定线性化参数Q

当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[x_q-1，x_q]， $x_q=\frac{\mathrm{q\θ}}{Q},$ x₀＝0，x_Q＝θ：

④.在第q个小区间内T(x)的表达式为：

在区间[x_q-1，x_q]，取区间的中点 将T(x)定义如下： $T\left(x\right)=\tanh \left(\frac{x_{q-1}+x_q}{2}\right)---\left(14\right)$

⑤.利用T(-x)＝-T(x)，可以得到区间[-θ，0]上T(x)的表达式。

⑥.查表法的判决函数T(x)的表达式为：

软判决器8将软判决结果送给软判决加权装置9。软判决加权装置9对软判决结果以公式(8)进行加权，并将加权结果送给信号再生器5； ${\mathrm{\ρ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\·p^{\left(k\right)}---\left(8\right)$

信号再生器5按照下述公式由两个输入信号得到用户的再生信号，并将再生信号送入多址干扰的估计和干扰对消装置6，用户i的比特级加权再生信号可以表示为： $g_i^{\left(k\right)}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{il}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}p({t-\mathrm{nT}}_b-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})c_i\left({t-\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}}\right)---\left(9\right)$

从图4中可以看到：接收信号的基带信号r(t)也进入多址干扰的估计与干扰对消装置6。该装置由并行输入的各用户的再生信号估计各用户受到的多址干扰，第k级PIC算法中，用户i受到的多址干扰的估计为： ${\hat{I}}_i^{\left(k\right)}=\underset{j=1,j\≠i}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(10\right)$

计算得到用户f的多址干扰后，从接收信号的基带信号r(t)中消除用户i受到的多址干扰，按照公式(11)对上述多址干扰进行干扰对消： $r_i^{(k+1)}\left(t\right)=r\left(t\right)-{\hat{I}}_i^{\left(k\right)}---\left(11\right)$ r_i ^(k+1)(t)是第k级PIC结构中用户i的输出信号，也是下一级PIC结构中用户i的RAKE接收机的输入信号。

从接收信号的基带信号r(t)中消除用户i受到的多址干扰得到的信号作为本级PIC结构中该用户的输出信号，下一级PIC结构中该用户的输入信号。下一级PIC结构对并行输入的信号进行同样的处理。这样逐级处理，当处理到最后一级PIC结构时，如图3所示，并行输入的信号分别进入各用户的RAKE接收机3。用户的RAKE接收机对输入信号进行解扩、信道估计和多径合并，得到用户的软输出。各用户的软输出就是多级PIC结构的最终结果。在接收机中，用户的软输出被送给用户的译码器进行译码。

Claims (3)

1、一种双层加权并行对消算法的简化算法，其特征在于，所述简化算法包括以下步骤：

a.在第k级PIC结构中，用户i的RAKE接收机对输入信号r_i ^(k)(t)进行多径解扩、信道估计和多径合并，并将多径合并结果送给软判决器，将信道估计结果同时送给软判决器和信号再生器，当k＝1时，输入信号r_i ^(k)(t)就是接收信号的基带信号r(t)，用户i的多径合并结果可以表示为 $Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\μ}}_i{a}_i^{\left(m\right)}+n_i---\left(2\right)$

n_i为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σ_i ²)；a_i ^(m)是用户i的第m个比特，值为+1或-1，μ_i是与信道衰落相关的实数；

b.软判决器对每比特进行软判决

用户i的RAKE接收机的多径合并结果的软判决为 ${\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)},$ 且f_i ^(m)(k)_i ^(m)(k)满足下式： $f_i^{\left(m\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\tanh \left\{w\frac{{\mathrm{\μ}}_i{Y}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}}{{\mathrm{\σ}}_i^2}\right\}---\left(7\right)$

w是正实数， ${\hat{a}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}=\mathrm{sgn}\left(Y_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\right),$ f_i ^(m)(k)为_i ^(m)(k)的可靠性系数，采用分段线性判决方法或者查表法来代替(7)式中的双曲正切判决，计算ζ_i ^(m)(k)；

c.软判决器将每比特软判决结果送给软判决加权装置，按下述公式对其进行加权， ${\mathrm{\ρ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}={\mathrm{\ζ}}_i^{\left(m\right)\left(k\right)}\·p^{\left(k\right)}---\left(8\right)$ p^(k)为第k级PIC算法的权值，并将上述计算结果送给信号再生器；

d.信号再生器按照下述公式由两个输入信号得到用户的再生信号，并将再生信号送入多址干扰的估计和干扰对消装置，用户i的比特级加权再生信号可以表示为： $g_i^{\left(k\right)}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{il}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}{\hat{a}}_i^{\left(n\right)\left(k\right)}p(t-{\mathrm{nT}}_b-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})c_i(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{il}})---\left(9\right)$

A_il是 的估计值，a_il表示第i个用户第l径的信道衰落值，P_i表示用户i的功率；

e.多址干扰的计算

第k级PIC算法中，用户i受到的多址干扰的估计为： ${\hat{I}}_i^{\left(k\right)}=\underset{j=1,j\≠i}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(10\right)$

f.干扰对消

按照下式对步骤e中得到的多址干扰进行干扰对消： $r_i^{(k+1)}\left(t\right)=r\left(t\right)-{\hat{I}}_i^{\left(k\right)}---\left(11\right)$

r_i ^(k+1)(t)是第k级PIC结构中用户i的输出信号，也是下一级PIC结构中用户i的RAKE接收机的输入信号；

g.重复步骤a-f，进行下一级PIC的计算，对于最后一级PIC结构，只进行步骤a的计算，对用户i的输入信号进行多径解扩、多径合并，将多径合并得到的用户i的软输出作为多级PIC结构中用户i的最终结果，在接收机中，该结果被送给用户i的译码器进行译码。

2、如权利要求1所述的简化算法，其进一步特征在于，在步骤b中，所述的分段线性判决代替公式(7)中的双曲正切判决的算法，即用分段线性判决函数L(x)逼近双曲正切判决函数tanh(x)，其步骤如下：

①.定义分段线性判决函数L(x)

由于双曲正切函数是奇函数：tanh(-x)＝-tanh(x)；定义

           L(-x)＝-L(x)

②.确定阈值θ

 当x→∞时，tanh(x)→1；因此，取阈值θ＞0，当x＞θ时，令L(x)＝1；

③.确定线性化参数Q

当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[x_q-1，x_q]， $x_q=\frac{\mathrm{q\θ}}{Q},$ x₀＝0，x_Q＝θ；

④.在第q个小区间内L(x)的表达式为：

在区间[x_q-1，xx]，将L(x)定义为连接点C_q和点D_q的线段，其中，C_q的坐标为C_q＝(x_q-1，tanh(x_q-1))、D_q的坐标为D_q＝(x_q，tanh(x_q))，用该线段C_qD_q近似区间[x_q-1，x_q]上的tanh(x)曲线，线段C_qD_q的方程为： $L_q\left(x\right)=\tanh \left(x_{q-1}\right)+\frac{\tanh \left(x_q\right)-\tanh \left(x_{q-1}\right)}{x_q-x_{q-1}}(x-x_{q-1})---\left(12\right)$

⑤.利用L(-x)＝-L(x)，区间[-x_q，-x_q-1]上L(x)的表达式为：

                   L(x)＝-L_q(-x)

⑥.分段线性判决函数L(x)的表达式为：

3、如权利要求1所述的简化算法，其进一步特征在于，在步骤b中，所述的查表法代替公式(7)中的双曲正切判决的算法，即用查表法的判决函数T(x)逼近双曲正切函数tanh(x)，其步骤如下：

①.定义查表法的判决函数T(x)

由于双曲正切函数是奇函数：tanh(-x)＝-tanh(x)，所以，定义

                      T(-x)＝-T(x)；

②.确定阈值θ

当x→∞时，tanh(x)→1；因此，取阈值θ＞0，当x＞θ时，令T(x)＝1

③.确定线性化参数Q

当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[x_q-1，x_q]， $x_q=\frac{\mathrm{q\θ}}{Q},$ x₀＝0，x_Q＝θ；

④.在第q个小区间内T(x)的表达式为：

在区间[x_q-1，x_q]，取区间的中点 将T(x)定义如下： $T\left(x\right)=\tanh \left(\frac{x_{q-1}+x_q}{2}\right)---\left(14\right)$

⑤.利用T(-x)＝-T(x)，可以得到区间[-θ，0]上T(x)的表达式；

⑥.查表法的判决函数T(x)的表达式为：

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