CN1408148A - Cdma系统的均衡并行干扰消除(epic) - Google Patents

Abstract

公开了一个新型多用户检测方案EPIC(均衡并行干扰消除)。检测一个耙式接收器输出的耙式接收器信号，其中耙式接收器接收包括多个经过扩展码扩展的用户信号b₁，b₂，...，b_K的扩展频谱复合信号r。首先，在耙式接收器输出的基础上产生第一硬判决数值。接着，在第一硬判决数值的基础上产生第一并行干扰消除数值，并且在第一并行干扰消除数值的基础上产生第二硬判决数值bPIC。此后，组合第一和第二硬判决数值以产生第一组合数值，并且在第一组合数值的基础上产生第二并行干扰消除数值。最终，在第二并行干扰消除数值的基础上产生第三硬判决数值，并且把第三硬判决数值当作初级均衡并行干扰消除数值bEPIC(1)。

Description

CDMA系统的均衡并行干扰消除(EPIC)

技术领域

本发明涉及第三代宽带码分多址系统(3G WCDMA系统)，更具体的，涉及检测扩展频谱复合信号的方法，其中扩展频谱信号包括不同用户的经过特征波形扩展的信号。

背景技术

在用户可以同时在一个信道上进行通信并且每个用户均保持指定的性能等级的情况下，使用CDMA(码分多址)的多用户通信系统对用户数量是有限制的。这种限制主要是由多址干扰造成的。克服这种限制的解决方案通常利用了最优多用户检测或干扰消除方法。

最优多用户检测(MUD)方法(参见：S.Verdu，“异步高斯多址信道的最小差错概率”，IEEE信息理论学报，IT-32，85-96页，1986年1月)能够消除多址干扰(MAI)，但其复杂度与用户数量成指数关系，几乎不可能付诸实现。

针对复杂度和性能原则，在1998年由Artech House出版社出版的、T.Ojanpera与L.Prased的“第三代移动通信宽带CDMA”中评价了实际系统中对MUD的最适当选择。已经发现，3级并行干扰消除(PIC)的实现产生了更好的结果。

图1说明了一个L级并行干扰消除方案，其中m是级数。一个复合信号包括一系列来自用户1至用户K的编码信号，其中通过诸如二进制相移键控(BPSK)的常规调制技术，每个编码信号均被用于调制一个RF载波。接收的离散时间信号可以被写成

r＝SAb+n，

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

B＝[b₁，b₂，...，b_k]＝用户1至用户K发送的信号；

n＝AWGN噪声。

对于各个用户k，并且k等于1至K，在用户发送器中使用一个唯一的编码s(k)扩展信号，其中扩展码矩阵S包括编码s(k)。

耙式接收器的输出z_Rake：

z_RaKe＝A^HS^Hr＝A^HS^H(SAb+n)，

其中：

()^H＝共轭转置运算；

S^HS＝扩展码之间的交叉相关。

因此，耙式接收器输出包括被解扩展和匹配成z_Rake＝[z_1Rake，z_2Rake，...，z_KRake]的信号。例如，信号z_1Rake包括从用户1接收的信号b₁加上所有用户2至K产生的干扰。对信号z_Rake进行涉及位极性的临时性硬判决，使得耙式接收器的输出为信号b_Rake＝[b_1Rake，b_2Rake，...，b_KRake]，该信号包括z_1Rake至z_KRake的位极性+1或-1。信号b_Rake和z_Rake被用作第一个并行消除级段m＝1的输入。每个并行消除级段只需要一位时间，使得各个级段被延迟的时间等于前面级段数量与一位时间间隔的乘积。由诸如硬判决设备的最终判决设备估测最后级段L的输出

图2说明了由在1990年4月在IEEE通信学报的COM-38(4)中，M.K.Varanasi和B.Aazhang在“异步码分多址通信的多级检测”中提出的BPSK(二进制相移键控)调制的第m级常规PIC检测器。根据下面公式计算m级段上的估测信号

$\hat{b}\left(m\right)=\mathrm{sgn}[z_{\mathrm{Rake}}-{\mathrm{MAT}}_{m-1}]=\mathrm{sgn}[z_{\mathrm{Rake}}-F\hat{b}(m-1)],m=1...L---\left(1\right)$

其中： $\hat{b}\left(\stackrel{\‾}{0}\right)=b_{\mathrm{Rake}}=\mathrm{sgn}\left[z_{\mathrm{Rake}}\left(0\right)\right];$

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)＝非对角交叉相关矩阵。

通过图2中的处理单元和累加点可以计算MAI。例如，通过来自用户2至K并且经过处理和累加的信号来计算用户1的MAI，并且接着从z_Rake中减去计算的MAI。对相减的结果进行硬判决。可以对第L级输出

进行最终判决以便得到输出信号b_PIC。

图3说明了在转让给Divsalar等人的US-A-5 644 592中公开的第m级PPIC(部分并行干扰消除)检测器。根据下面公式计算m级的估测信号 $\hat{z}\left(m\right)={\mathrm{\ω}}_m[z_{\mathrm{Rake}}-F\hat{b}(m-1)]+(1-{\mathrm{\ω}}_m)\hat{z}(m-1),m=1..L---\left(2\right)$ 其中： $\hat{b}\left(m\right)=\mathrm{sgn}\left[\hat{z}\left(m\right)\right];\mathrm{and}$ $\hat{z}\left(0\right)=z_{\mathrm{Rake}}.$

如图3所示，数据估测的软输出

被1-ω_m加权，然后加上消除了最后的估测再生的MAI的软信号z_Rake。通过这个相加信号

可以得到第m级上的数据估测。在最终判决设备中，可以对数据估测

进行硬判决以便输出硬判决信号b_PPIC。

发明内容

本发明的一个目的是以轻微增加复杂度为代价改来进次最优MUD中的系统性能。

根据本发明的第一个方面，通过检测扩展频谱复合信号(r)的方法实现这个目的，所述信号(r)包括多个经过扩展码扩展的用户信号(b₁，b₂，...，b_K)，所述方法包括步骤：

a)在耙式接收器上接收复合信号(r)；

b)得到耙式接收器输出z_Rake＝A^HS^Hr；

c)根据耙式接收器输出z_Rake，产生第一硬判决数值b_Rake＝sgn(z_Rake)；

d)根据b_Rake产生第一并行干扰消除数值z_Rake-Fb_Rake；

e)根据第一并行干扰消除数值，产生第二硬判决数值b_PIC＝sgn(z_Rake-Fb_Rake)；

f)通过组合硬判决数值b_Rake和b_PIC，产生第一组合数值

g)根据第一组合数值

，产生第二并行干扰消除数值

；和

h)根据第二并行干扰消除数值，产生第三硬判决数值 ${\hat{b}}_{\mathrm{EPIC}}\left(1\right)=\mathrm{sgn}(z_{\mathrm{Rake}}-F\hat{b})$ ，其中

被看作均衡后的并行干扰消除(EPIC)检测器在第一级段上的输出。

根据第二个方面，通过检测扩展频谱复合信号(r)的检测设备实现所述目的，所述信号(r)包括多个经过扩展码扩展的用户信号(b₁，b₂，...，b_K)，并且在提供耙式接收器输出z_Rake＝A^HS^Hr的耙式接收器上接收所述复合信号(r)，所述检测设备被设置成：

a)根据瑞克接收机的输出z_Rake，产生第一硬判决数值b_Rake＝sgn(z_Rake)；

b)根据b_Rake产生第一并行干扰消除数值z_Rake-Fb_Rake；

c)根据第一并行干扰消除数值，产生第二硬判决数值b_PIC＝sgn(z_Rake-Fb_Rake)；

d)通过组合硬判决数值b_Rake和b_PIC，产生第一组合数值

e)根据第一组合数值

，产生第二并行干扰消除数值 ；和

f)根据第二并行干扰消除数值，产生第三硬判决数值 ${\hat{b}}_{\mathrm{EPIC}}\left(1\right)=\mathrm{sgn}(z_{\mathrm{Rake}}-F\hat{b})$ ，其中 被看作均衡后的并行干扰消除(EPIC)检测器在第一级段上的输出。

可以组合第m级上的硬判决数值b_EPIC(m)(m＝2，3，...，L)和第(m-1)级上的均衡并行干扰消除数值的硬判决数值b_EPIC(m-1)，以产生第m个组合数值 。然后根据第m个组合数值

，产生第(m+1)个并行干扰消除数值，并且根据第(m+1)个并行干扰消除数值，产生第(m+1)级上的硬判决数值b_EPIC(m+1)。可以重复这些步骤直到执行了预定次数或达到预定的位差错率。

根据本发明的第一实施例，通过求和分别被(1-ω₁)和ω₁加权的第一和第二硬判决数值，可以产生第一组合数值。

根据本发明的第二实施例，对于第k个用户，在第一硬判决数值等于第二硬判决数值的情况下，第二硬判决数值被用作第一组合数值，并且在第一硬判决数值不等于第二硬判决数值的情况下，通过用(2ω₁-1)加权第二硬判决数值，产生第k个用户的第一组合数值。

根据第一实施例，通过求和分别被(1-ω_m)和ω_m加权的第(m)和第(m+1)个硬判决数值，可以产生第m个组合数值。

根据第二实施例，针对每个用户，比较EPIC检测器的第m个组合数值和第(m-1)个硬判决数值，其中对于用户k，在第m个硬判决数值等于第(m-1)个硬判决数值的情况下，第m个硬判决数值被用作第m个组合数值，并且在第m个硬判决数值不等于第(m-1)个硬判决数值的情况下，通过用(2ω_m-1)加权第m个硬判决数值产生第m个组合数值。

第m个加权系数可以大于第(m-1)个加权系数。

根据本发明，以根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)的方式产生第一并行干扰消除数值：

MAI₁＝Fb_Rake

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

根据第二实施例，以根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)的方式产生第二并行干扰消除数值：

MAI₂＝F[ω₁b_PIC+(1-ω₁)b_Rake)]  ＝F[(2ω₁-1)b_PIC]  if[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k

                                ＝Fb_PIC            if[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k.

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

此外，根据第二实施例，以根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)的方式产生第(m+1)个并行干扰消除数值：MAI_m+1＝F[(2ω_m-1)b_EPIC(m-1)]if[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k

  ＝Fb_EPIC(m-1)             if[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k.F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

在不同的系统中，通过对训练序列进行反复试验模拟可以改变和预先定义各个级段m上的权重或加权系数。此外，通过自适应方法可以优化权重。

此外，权重或加权系数可以被定义成2的幂，这进一步大大降低了本发明的实现复杂度。

可以在诸如基站或含有耙式接收器的终端的装置内实现基于第二个方面的检测设备。

与具有基本相同的复杂度的常规PIC检测器相比，本发明显著改进了系统性能。此外，在严重过载的系统中，基于本发明的EPIC(均衡并行干扰消除)检测明显优于PPIC检测器。

根据本发明，需要额外的K位存储器以存储前一级的硬判决，其中K是用户数量。例如，如果K＝31，需要容量为31位或4字节的额外存储器。然而，常规PPIC检测器需要更多的存储器容量以存储前一级的软判决。例如，如果每个软判决使用8个位并且K＝31，则PPIC检测器需要31x8位或31字节的存储器容量。

基于本发明的EPIC检测器需要进行MK倍的数字双位比较，其中M是级数并且可以仅通过四个逻辑门安装双位比较器。由于在两个连续级段的硬判决相同的情况下不需要进行额外的乘法，EPIC检测器还需要执行将近MK/4次额外的乘法(浮点数x权重x±1)。然而在8位被用于浮点数并且4位被用于权重的情况下额外的乘法需要5MK/2次运算。此外，在权重可以被定义成2的幂的情况下，权重只需要2位。于是额外的乘法只需要3MK/4次运算并且可以进一步大大降低复杂度。

与此相反，常规PPIC检测器需要2MK次额外乘法(浮点数x权重x浮点数)。这意味着额外需要64MK次运算。

应该注意的是，本发明需要的额外运算与常规PIC检测器相比是微不足道的。此外，与PPIC检测器相比，本发明可以大大降低复杂度。

在类似3G FDD/TDD-WCDMA基站或3G TDD-WCDMA终端的3G产品中可以轻易实现本发明，从而可以显著改进系统性能。

附图说明

下面通过参照优选实施例并且结合附图描述本发明。

图1示出了关于含有耙式接收器的现有技术IC系统的并行级段的示意模块图。

图2示出了关于常规PIC检测器的一个级段的示意模块图。

图3示出了关于常规PPIC检测器的一个级段的示意模块图。

图4示出了有关基于本发明第一实施例的2级EPIC检测器的示意模块图。

图5示出了有关基于本发明第二实施例的3级EPIC检测器的流程图。

图6根据一个关于带有21个用户的系统内的信噪比，31位金色码和理想功率控制的函数示出了有关单独一个耙式接收器，具有PIC检测器的耙式接收器，具有PPIC检测器的耙式接收器和具有基于本发明第二实施例的EPIC检测器的耙式接收器的位差错率BER的图例。

图7根据一个关于带有21个用户的系统内的信噪比，31位金色码和范围为[-5，+5]dB的功率控制的函数示出了有关单独一个耙式接收器，具有PIC检测器的耙式接收器，具有PPIC检测器的耙式接收器和具有基于本发明第二实施例的EPIC检测器的耙式接收器的位差错率BER的图例。

图8根据一个关于带有31个用户系统内的信噪比，31位金色码和理想功率控制的函数示出了有关单独一个耙式接收器，具有PIC检测器的耙式接收器，具有PPIC检测器的耙式接收器和具有基于本发明第二实施例的EPIC检测器的耙式接收器的位差错率BER的图例。

图9根据一个关于带有31用户的系统内的信噪比，31位金色码和范围为[-5，+5]dB的功率控制的函数示出了有关单独一个耙式接收器，具有PIC检测器的耙式接收器，具有PPIC检测器的耙式接收器和具有基于本发明第二实施例的EPIC检测器的耙式接收器的位差错率BER的图例。

具体实施方式

本发明的构思是为了实现更加可靠的数据估测组合和均衡耙式接收器和1级并行干扰消除(PIC)检测器的硬判决输出。

根据示出本发明的模块图和基于第一实施例的加权方法的图4，根据下面公式对耙式接收器输出的信号z_Rake进行临时性硬判决以获得硬判决数值b_Rake：

[b_Rake]_k＝sgn{[Z_Rake]_k}，

其中k＝1，2，...，K，k是用户索引。

根据下面公式对硬判决数值b_Rake进行MAI再生处理，其中包括进行并行干扰消除：

MAI₁＝Fb_Rake，F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

对角交叉矩阵。

从耙式接收器信号z_Rake中减去图4中示出的第一次MAI再生所输出的数值，并且对结果进行临时性硬判决。根据下式确定临时性硬判决输出的信号b_PIC：

b_PIC＝sgn[z_Rake-Fb_Rake]

如果[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k，则这些判决被认为高度可靠，再生所引入的多址干扰(MAI)并且将其完全从软耙式接收器输出z_Rake中减去。如果[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k，则对低可靠性判决引入的MAI进行加权并且从z_Rake中部分减去这个MAI。即，按照以下方式计算图4中示出的第二个MAI再生：

MAI₂＝F[ω₁b_PIC+(1-ω₁)b_Rake)]

从z_Rake中减去第二个MAI再生的输出信号。对相减结果进行临时性硬判决并且按照以下方式得到第一级均衡并行干扰消除输出b_EPIC(1)：

b_EPIC(1)＝sgn{z_Rake-F[ω₁b_PIC+(1-ω₁)b_Rake]}.

在第二级段，均衡1级PIC的硬判决b_PIC和第一级EPIC检测器输出b_EPIC(1)。接着在第三级段，根据以下公式均衡第一级段和第二级段的硬判决b_EPIC(1)和b_EPIC(2)：

b_EPIC(m)＝sgn{z_Rake-F[ω_mb_EPIC(m-1)+(1-ω_m)b_EPIC(m-2)]，

其中m＝2，3，...，L；并且

b_EPIC(0)＝b_PIC.

下面是覆盖基于本发明的EPIC检测器的第一至第L级段的更通用的公式： $\hat{b}\left(m\right)=\mathrm{sgn}\{z_{\mathrm{Rake}}-F[{\mathrm{\ω}}_m\hat{b}(m-1)+(1-{\mathrm{\ω}}_m)\hat{b}(m-2)]$ 其中：m＝2，3，...，L； $\hat{b}\left(\stackrel{\‾}{0}\right)=b_{\mathrm{Rake}};$ $\hat{b}\left(1\right)=b_{\mathrm{PIC}}.$

重复EPIC过程直到完成涉及收敛速度或目标位差错率(BER)的预定数量的级段。

图5示出了基于本发明EPIC检测器的第二实施例的流程图。根据第二和优选实施例，EPIC检测器包括三个级段，并且级段1至3的加权系数被选择成ω_m＝[0.6；0.7；0.9]。根据以下公式计算b_EPIC(m)(m＝1，2，3)： $b_{\mathrm{EPIC}}\left(m\right)=\mathrm{sgn}[z_{\mathrm{Rake}}-F{\hat{b}}_k].$

在第一级段，仅由4个逻辑门构成的双位比较器针对各个用户比较耙式接收器的硬判决输出b_Rake和1级PIC检测器的输出b_PIC。如果两个信号相等，则 被设置成[b_PIC]_k。否则 被设置成0.2[b_PIC]_k。根据权重ω₁＝0.6并且[b_Rake]_k＝-[b_PIC]_k得到数值0.2＝(2ω₁-1)，其中 ${\hat{b}}_k={\mathrm{\ω}}_1{b}_{\mathrm{EPIC}}+(1-{\mathrm{\ω}}_1)b_{\mathrm{Rake}}.$

在第二级段，双位比较器针对各个用户比较硬判决输出b_EPIC(1)和b_PIC。如果两个信号相等，则

被设置成[b_EPIC(1)]_k。否则

被设置成0.4[b_EPIC(1)]_k。根据权重ω₂＝0.7并且b_PIC＝-b_EPIC(1)得到数值0.4＝(2ω₂-1)，其中 ${\hat{b}}_k={\mathrm{\ω}}_2{b}_{\mathrm{EPIC}}\left(1\right)+(1-{\mathrm{\ω}}_2)b_{\mathrm{EPIC}}.$ 在第三级段，双位比较器针对各个用户比较硬判决输出b_EPIC(1)和b_EPIC(2)。如果两个信号相等，则 被设置成[b_EPIC(2)]_k。否则 被设置成0.8[b_EPIC(2)]_k。根据权重ω₃＝0.9并且b_EPIC(2)＝-b_EPIC(1)得到数值0.8＝(2ω₃-1)，其中 ${\hat{b}}_k={\mathrm{\ω}}_3{b}_{\mathrm{EPIC}}\left(2\right)+(1-{\mathrm{\ω}}_3)b_{\mathrm{EPIC}}\left(1\right).$

也可以根据以下公式确定 ${\hat{b}}_k=(2{\mathrm{\ω}}_m-1)[b_{\mathrm{EPIC}}(m-1){]}_k,\mathrm{if}[b_{\mathrm{EPIC}}(m-1){]}_k\≠[b_{\mathrm{EPIC}}(m-2){]}_k$ $=[b_{\mathrm{EPIC}}(m-1){]}_k,\mathrm{if}[b_{\mathrm{EPIC}}(m-1){]}_k=[b_{\mathrm{EPIC}}(m-2){]}_k$

由于假定较高的EPIC级段提供可靠性更高的数据估测，所以已经模拟测试过仅具有限制0.5＜ω 1＜ω2＜ω3的加权系数ω_m＝[0.6；0.7；0.9]。在不同的系统中通过对训练序列的试验模拟可以改变和预定各个级段的权重。此外，通过自适应方法可以优化权重。

图6-9示出了根据一个关于信噪比的函数得到的位差错率(BER)模拟结果，其中通过单独的耙式接收器，常规3级PIC检测器，具有ω_m＝[0.6；0.7；0.9]的常规3级PPIC检测器和基于本发明优选实施例的EPIC检测器获得所述位差错率。

图6示出了上行链路方向的相应位差错率和一个理想信道估测，其中路径数量等于1，有21个具有理想功率控制的用户，并且扩展码为31位金色码。

图7示出了上行链路方向的相应位差错率和一个理想信道估测，其中路径数量等于1，有21个具有范围为[-5，+5]dB的功率控制的用户，并且扩展码为31位金色码。

图8示出了上行链路方向的相应位差错率和一个理想信道估测，其中路径数量等于1，有31个具有理想功率控制的用户，并且扩展码为31位金色码。

图9示出了上行链路方向的相应位差错率和一个理想信道估测，其中路径数量等于1，有31个具有范围为[-5，+5]dB的功率控制的用户，并且扩展码为31位金色码。

通过图6-9可以发现，基于优选实施例的EPIC检测器明显优于常规PIC和PPIC检测器。通过基于本发明的EPIC检测器可以显著改进负载过重的系统中的系统性能。

虽然这里参照优选实施例描述了本发明，但这种描述只是为了说明本发明，不应被视作对本发明的限定。在不偏离所附权利要求书限定的发明宗旨和范围的前提下，本领域技术人员可以进行各种修改和应用。

Claims (29)

1.一种检测扩展频谱复合信号(r)的方法，所述复合信号(r)包括多个经过扩展码扩展的用户信号(b₁，b₂，...，b_K)，所述方法包括步骤：

a)在耙式接收器上接收复合信号(r)；

b)得到耙式接收器输出z_Rake＝A^HS^Hr；

c)根据耙式接收器输出z_Rake，产生第一硬判决数值b_Rake＝sgn(z_Rake)；

d)根据b_Rake，产生第一并行干扰消除数值z_Rake-Fb_Rake；

e)根据第一并行干扰消除数值，产生第二硬判决数值b_PIC＝sgn(z_Rake-Fb_Rake)；

f)通过组合硬判决数值b_Rake和b_PIC，产生第一组合数值

g)根据第一组合数值 ，产生第二并行干扰消除数值

；和

h)根据第二并行干扰消除数值产生，第三硬判决数值 ${\hat{b}}_{\mathrm{EPIC}}\left(1\right)=\mathrm{sgn}(z_{\mathrm{Rake}}-F\hat{b})$ ，其中 被看作均衡后的并行干扰消除(EPIC)检测器在第一级段上的输出。

2.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

i)组合第m级上的硬判决数值b_EPIC(m)(m＝2，3，...，L)和第(m-1)级上的均衡并行干扰消除数值的硬判决数值b_EPIC(m-1)，以产生第m个组合数值

j)根据第m个组合数值 ，产生第(m+1)个并行干扰消除数值；和

k)根据第(m+1)个并行干扰消除数值，产生第(m+1)级上的硬判决数值b_EPIC(m+1)。

3.如权利要求2所述的方法，其中重复执行步骤i)至k)直到预定次数。

4.如权利要求2所述的方法，其中重复执行步骤i)至k)直到达到预定的位差错率。

5.如权利要求1所述的方法，其中通过求和分别被(1-ω₁)和ω₁加权的第一和第二硬判决数值，产生第一组合数值。

6.如权利要求1所述的方法，其中对于第k个用户，在第一硬判决数值等于第二硬判决数值的情况下，第二硬判决数值被用作第一组合数值，

并且在第一硬判决数值不等于第二硬判决数值的情况下，通过用(2ω₁-1)加权第二硬判决数值，产生第k个用户的第一组合数值。

7.如权利要求2所述的方法，其中步骤i)包括步骤：

通过求和分别被(1-ω_m)和ω_m加权的第(m)和第(m+1)个硬判决数值，产生第m个组合数值。

8.如权利要求2所述的方法，其中步骤i)包括步骤：

针对每个用户，比较EPIC检测器的第m个组合数值和第(m-1)个硬判决数值，

其中对于用户k，在第m个硬判决数值等于第(m-1)个硬判决数值的情况下，第m个硬判决数值被用作第m个组合数值，

并且在第m个硬判决数值不等于第(m-1)个硬判决数值的情况下，通过用(2ω_m-1)加权第m个硬判决数值，产生第m个组合数值。

9.如权利要求7所述的方法，其中第m个加权系数大于第(m-1)个加权系数。

10.如权利要求1所述的方法，其中通过根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)，来产生第一并行干扰消除数值：

MAI₁＝Fb_Rake

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵

()^H共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

11.如权利要求6所述的方法，其中通过根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)，来产生第二并行干扰消除数值：MAI₂＝F[ω₁b_PIC+(1-ω₁)b_Rake)]＝F[(2ω₁-1)b_PIC]    if[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k

                            ＝Fb_PIC              if[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k.

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

12.如权利要求8所述的方法，其中通过根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)，来产生第(m+1)个并行干扰消除数值：

MAI_m+1＝F[(2ω_m-1)b_EPIC(m-1)]if[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k

      ＝Fb_EPIC(m-1)            if[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k.

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

13.如权利要求5或7所述的方法，其中在不同的系统中通过对训练序列进行反复试验模拟，来改变和预先定义各个级段m上的加权系数，并且通过自适应方法优化所述的加权系数。

14.如权利要求5或7所述的方法，其中加权系数被定义成2的幂。

15.一种检测扩展频谱复合信号(r)的检测设备，所述复合信号(r)包括多个经过扩展码扩展的用户信号(b₁，b₂，...，b_K)，并且在提供耙式接收器输出z_Rake＝A^HS^Hr的耙式接收器上接收所述复合信号(r)，所述检测设备被设置成：

a)根据瑞克接收机的输出z_Rake，产生第一硬判决数值b_Rake＝sgn(z_Rake)；

b)根据b_Rake产生第一并行干扰消除数值z_Rake-Fb_Rake；

c)根据第一并行干扰消除数值，产生第二硬判决数值b_PIC＝sgn(z_Rake-Fb_Rake)；

d)通过组合硬判决数值b_Rake和b_PIC，产生第一组合数值

e)根据第一组合数值 ，产生第二并行干扰消除数值

；和

f)根据第二并行干扰消除数值，产生第三硬判决数值 ${\hat{b}}_{\mathrm{EPIC}}\left(1\right)=\mathrm{sgn}(z_{\mathrm{Rake}}-F\hat{b})$ ，其中

被看作均衡后的并行干扰消除(EPIC)检测器在第一级段上的输出。

16.如权利要求15所述的设备，还被设置成：

g)组合第m级上的硬判决数值b_EPIC(m)(m＝2，3，...，L)和第(m-1)级上的均衡并行干扰消除数值的硬判决数值b_EPIC(m-1)，以产生第m个组合数值

h)根据第m个组合数值

，产生第(m+1)个并行干扰消除数值；和

i)根据第(m+1)个并行干扰消除数值，产生第(m+1)级上的硬判决数值b_EPIC(m+1)。

17.如权利要求16所述的设备，其中设备重复执行步骤g)至i)直到预定次数。

18.如权利要求16所述的设备，其中设备重复执行步骤g)至i)直到达到预定的位差错率。

19.如权利要求15所述的设备，其中通过求和分别被(1-ω₁)和ω₁加权的第一和第二硬判决数值产生第一组合数值。

20.如权利要求15所述的设备，其中对于第k个用户，在第一硬判决数值等于第二硬判决数值的情况下，第二硬判决数值被用作第一组合数值，

并且在第一硬判决数值不等于第二硬判决数值的情况下，通过用(2ω₁-1)加权第二硬判决数值产生第k个用户的第一组合数值。

21.如权利要求16所述的设备，其中在执行步骤g)时设备被设置成：

通过求和分别被(1-ω_m)和ω_m加权的第(m)和第(m+1)个硬判决数值，产生第m个组合数值。

22.如权利要求16所述的设备，其中在执行步骤g)时设备被设置成：

针对每个用户，比较EPIC检测器的第m个组合数值和第(m-1)个硬判决数值，

其中对于用户k，在第m个硬判决数值等于第(m-1)个硬判决数值的情况下，第m个硬判决数值被用作第m个组合数值，

并且在第m个硬判决数值不等于第(m-1)个硬判决数值的情况下，通过用(2ω_m-1)加权第m个硬判决数值，产生第m个组合数值。

23.如权利要求22所述的设备，其中第m个加权系数大于第(m-1)个加权系数。

24.如权利要求15所述的设备，其中该设备通过根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)，来产生第一并行干扰消除数值：

MAI₁＝Fb_Rake

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

25.如权利要求20所述的设备，其中该设备通过根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)，来产生第二并行干扰消除数值：

MAI₂＝F[ω₁b_PIC+(1-ω₁)b_Rake)]    ＝F[(2ω₁-1)b_PIC]  if[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k

                                  ＝Fb_PIC            if[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k.

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

26.如权利要求22所述的设备，其中该设备通过根据下面公式再生所引入的多址干扰(MAI)，来产生第(m+1)个并行干扰消除数值：

MAI_m+1＝F[(2ω₁-1)b_EPIC(m-1)]    if[b_Rake]_k≠[b_PIC]_k

      ＝Fb_EPIC(m-1)              if[b_Rake]_k＝[b_PIC]_k.

F＝A^HS^HSA-diag([A^HS^HSA]_ii)

其中：

S＝扩展码矩阵；

A＝信道系数矩阵；

()^H＝共轭转置运算；

F＝非对角交叉矩阵。

27.如权利要求19或21所述的设备，其中在不同的系统中通过对训练序列进行反复试验模拟，来改变和预先定义各个级段m上的加权系数，并且通过自适应方法优化所述的加权系数。

28.如权利要求19或21所述的方法，其中加权系数被定义成2的幂。

29.一种包括如权利要求15至28中任何一个所述的耙式接收器和检测设备的装置。

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