CN1271806C - 时分双工模式下的多天线数据通信系统发射装置和接收装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种时分双工模式下的多天线的高速数据系统和实现方法，包括发射装置和接收装置，发射装置包括：多路分解装置，用于将突发结构的数据流分为至少两层数据；扩频和调制加扰装置；突发数据流形成装置；合并装置；发射天线。接收装置，包括：至少等于所述数据的层数的多个接收天线；信道估计装置；多径合并器；信号检测装置；干扰对零装置；匹配滤波和判决装置；干扰重建装置；判断装置；多路合并器。利用本发明，可以实现时分双工CDMA系统与MIMO(多入多出)系统的结合，提高传输速率。

Description

时分双工模式下的多天线数据通信系统 发射装置和接收装置及方法

技术领域

本发明涉及移动通信，尤其涉及时分双工模式下的多天线的高速数据通信系统，发射装置和接收装置及实现方法。

本发明具体涉及利用发射机中多个天线和接收机中多个天线进行高速数据传输的无线通信系统，即多输入多输出(MIMO)系统。及时分双工模式下使用多个发射天线和多个接收天线进行高速数据传输的方法。

背景技术

随着无线通信系统的充分发展，语音业务已经不能够满足人们对高速数据业务的要求。提供网页浏览、多媒体数据传输以及其他类型的数据业务是发展无线通信系统和服务的一个重要目的。特别是，基于码分多址(CDMA)系统的第三代移动通信系统。

虽然已经提出多种利用现有无线资源(诸如码道、时隙等)提供高速数据传输的建议，但是其只不过是以语音容量换取数据容量的方法。随着MIMO的技术的出现，一种利用多个发射天线、多个接收天线进行高速数据传输的方法已经被提出，并成为未来无线通信技术发展的一种趋势。该项技术适用于多散射体的无线环境，使得来自每个发射天线的信号在每个接收天线中是高度不相关的，并在接收机端利用这种不相关性对多个天线发送的数据进行区分和检测。其中最著名就是所谓V-BLAST结构以及相应的V-BLAST检测器。已经证明，具有M个发射天线以及P个接收天线的MIMO系统，在P≥M的情况下几乎可以使得信道容量提高到原来的M倍。

图1示出了现有技术的典型的V-BLAST系统的原理图。其中，一个单一的数据流被多路分解为M个子数据流，每一个子数据流被编码成符号，并且传递给各自的发射机。M个发射机工作在同一个频段内，发射机之间采用同步定时发送。其中，每一个子数据流被称为一层(Layer)，所以BLAST又被称为分层的空时编码结构。系统采用突发结构进行发送，并且空间信道在每个突发结构持续的时间内保持不变，在不同的突发结构之间改变。接收机端使用P个独立的接收机，并且工作在同一个频段内。每个接收机接收来自所有M个发射天线的信号。传统的V-BLAST系统假设空间信道是平坦衰落的，那么空间信道可以用一个维数为P×M的增益矩阵H表示，其元素h_ji为发射机i到接收机j之间的信道冲激响应，并且要求M≤P。在每一个突发结构的传送过程中，忽略信道在时间上的变化，并且假设信道是被准确估计出来的，诸如在每一个突发结构中使用训练序列来进行信道估计。

假设a＝(a₁a₂Λa_M)^T为发射的符号向量，r＝(r₁r₂Λr_P)^T为接收到的符号向量，其中符号(·)^T表示向量的转置，那么收发信号之间可以表示为如下关系：

r＝Ha+n

其中n是一个具有独立均匀分布的加性白高斯噪声向量。

典型的V-BLAST检测方法是使用干扰对零(InterferenceNulling)、有序的干扰消除对多天线数据进行检测。图2是现有技术的使用迫零(ZF)准则进行干扰对零的V-BLAST检测示意图。

MIMO技术与CDMA系统的相结合的方案也已经被提出(参考中国专利00810923.0)，但是它只针对于扩频码资源相对丰富的频分双工(FDD)CDMA系统(比如WCDMA和CDMA2000)，在不同天线上使用相同扩频码或者不同扩频码进行高速数据传输。

在现有的技术背景下，并没有成型的针对时分双工模式下的利用多天线进行高速数据传输的方案，尤其是第三代移动通信系统。

利用码道、时隙等无线资源的分配虽然可以达到提高传输速率的目的，但是它只是对现有资源的再分配，并没有增加额外的资源可共利用，所以其传输速率的提高是有限的。利用多天线技术，可以使得上述资源成倍数的增长(与天线个数有关)，从而使得系统的最大容量得到提供，并且能够支持更多的用户数目。

但是，时分双工模式与频分双工模式有着较大的不同，比如码字资源、检测方法等，现有的频分双工模式下的MIMO技术，不能直接应用到时分双工模式。

发明内容

本发明的目的是针对上述现有技术的缺点，提供一种在时分双工模式下实现多天线的高速数据发射和接收的装置及实现方法。本发明利用发射机中多个天线和接收机中多个天线进行高速数据传输，是一种多输入多输出(MIMO)系统。

本发明提供一种时分双工模式下的多天线的高速数据发射装置，包括：

多路分解装置，用于将分配给一个时隙中所有突发结构的数据流分为至少两层数据，所述每层数据包括至少一个子流；

与所述数据的层数对应的扩频和调制加扰装置，分别用于将所述至少两层数据的每个子流扩频和调制加扰；

与所述数据的层数对应的突发数据流形成装置，用于在所述扩频和调制加扰的每个子流中插入训练序列形成突发结构的数据子流；

与所述数据的层数对应的合并装置，用于将所述每个突发数据流形成装置形成的所有突发结构的数据子流合并为发射信号；

与所述数据的层数对应的信号发射天线，用于发射所述调制的发射信号。

可选地，所述扩频和调制加扰装置包括与所述每层数的子流数相同的扩频子装置、调制子装置和加扰子装置，用于分别将每个子流扩频、调制和加扰。

优选地，所述突发数据流形成装置包括：基本训练序列产生器，用于产生基本训练序列；层标识器，用于通过训练序列标识层信息；插入器，用于在所述每层数据的每个子流中插入相同的训练序列；其中，不同层的训练序列不同，并由所述基本训练序列偏移产生。

本发明还提供一种时分双工模式下的多天线的高速数据的接收装置，包括：

至少等于所述数据的层数的多个接收天线，用于接收所述等于所述数据的层数的发射天线发射的信号；

信道估计装置，用于信道估计所述接收的多个信号，获得不同路径上的冲激响应；

多径合并器，用于根据所述获得的冲激响应进行多径数据的合并，使之等效为一个平坦信道的接收数据，产生多层接收数据，并产生与之对应的等效信道冲激响应矩阵；

信号检测装置，用于检测每层接收数据，获得所有层数据的估计值；

干扰对零装置，用于根据所述获得的等效信道冲激响应矩阵，将所述多层接收数据的每层干扰对零，以抑制其他层数据的干扰，并通过排序的方法获得最优层的数据；

匹配滤波和判决装置，用于匹配滤波和判决所述最优层的数据，获得该层数据的估计值，其中信道化码可以用于区分不同的用户，也可以与层序号结合起来共同区分不同的用户；

干扰重建装置，用于根据所述获得的该层数据的估计值重建该层所对应的接收数据；

判断装置，用于根据所述接收信号的信息，判断是否已获得了一个时隙中所有层数据的估计值；

多路合并器，用于合并所有检测出的层数据，以获得一个时隙中所有层数据的估计值。

可选地，多径合并器输出的接收数据满足预定的排列，使得等效的信道冲激响应矩阵满足块对角阵的特性，其中对角线上的每一个子块对应于一个码片的信道冲激响应矩阵，并且所有子块均相同；以在干扰对零时，只对一个码片的等效信道冲激响应进行干扰对零，并将结果应用到接收到的同一个时隙中的所有码片上。

优选地，所述干扰对零装置还包括干扰消除装置，用于在多层接收数据中消除所述已获得估计值的层的数据的影响，以便进行下一层数据的检测。

本发明又提供一种时分双工模式下的多天线的高速数据的收发系统，包括：前述发射装置和接收装置。

本发明又提供一种时分双工模式下的多天线的高速数据的发射方法，包括步骤：

分解一个时隙中的所有突发结构的数据流为至少一层数据，所述至少一层数据包括分解的至少一个子流；

标识每层数据；

扩频、调制和加扰所述每个子流；

在所述每个子流中分别加入训练序列形成突发结构；

将每层数据的多个子流均叠加形成多层发射数据通过多个发射天线发射。

可选地，所述标识每层数据的步骤包括：对不同层的数据偏移不同的基本训练序列，以用偏移值表示层，和/或层与扰码的关系，和/或携带信道化码信息。

本发明提供的一种时分双工模式下的多天线的高速数据的接收方法，包括步骤：

用不少于发射数据的层的天线接收所述发射的信号，产生多个接收信号；

信道估计所述接收的多个信号，获得不同路径上的冲激响应；

根据所述获得的冲激响应进行多径数据的合并，使之等效为一个平坦信道的接收数据，产生多层接收数据，并产生与之对应的等效信道冲激响应矩阵；

根据所述获得的等效信道冲激响应矩阵，将所述多层接收数据的每层干扰对零，以抑制其他层数据的干扰，并通过排序的方法获得最优层的数据；

匹配滤波和判决所述最优层的数据，获得该层数据的估计值，其中信道化码可以用于区分不同的用户，也可以与层序号结合起来共同区分不同的用户；

对所述接收的信号干扰重建，用于根据所述获得的该层数据的估计值重建该层所对应的接收数据；

重复上述步骤，直到获得一个时隙中所有层数据的估计值；

多路合并所有检测出的层数据，以获得一个时隙中所有层数据的估计值。

可选地，多径合并输出的接收数据满足预定的排列，使得等效的信道冲激响应矩阵满足块对角阵的特性，其中对角线上的每一个子块对应于一个码片的信道冲激响应矩阵，并且所有子块均相同；以在所述干扰对零的步骤中，只对一个码片的等效信道冲激响应进行干扰对零，并将结果应用到接收到的同一个时隙中的所有码片上。

本发明的一种时分双工模式下的多天线的高速数据的发射和接收方法，包括前述发射步骤和接收步骤。

本发明在现有技术的基础上，利用多个收发天线所提供的多路不相关信道，传递不同数据流以提高系统整体的传输速率，并在每个不相关的信道中继续使用不同的扩频码形成多个正交的CDMA码道，使之与现有的CDMA系统结合起来。简单的说，即把V-BLAST系统的基本原理应用到的CDMA系统中。传统的V-BLAST系统只是一个应用在平坦信道环境中的非CDMA系统，而本发明提供的方法和装置进一步可以应用到频率选择性信道环境中，并和现有的CDMA系统结合起来，使之更具有实际应用的可能。

本发明利用时分双工CDMA系统特有的帧结构进行数据的发送。具体的说，时分双工模式下的数据流是一个时隙一个时隙的“突发(burst)”式发送的，这与频分双工的连续发送方式不同。其中一个突发结构由传输的数据的前后两部分和居中的训练序列(midamble)构成。在传统的时分双工CDMA系统中，训练序列主要用于信道估计以及传递扩频码信息。本发明进一步利用训练序列传递层序号信息，并给出相应的训练序列分配方法、信道化码分配方法以及扰码分配方法，使得时分双工CDMA系统与MIMO系统相结合成为可能。

本发明的传输方案中可以利用信道化码和层序号信息区分不同的用户，从而提供多用户支持。

在本发明给出检测方法中，同样是利用了时分双工CDMA系统特有的帧结构进行数据检测的。一个突发结构中居中的训练序列的存在，促使时分双工CDMA系统使用的是一个时隙一个时隙的块检测方式，这与频分双工CDMA系统的连续检测方式不同。因为一个块中的不同码片(chip)使用的训练序列相同，即其信道估计值相同，那么可以把对于一个码片的V-BLAST检测器，同时应用到一个块中的所有码片，从而大大简化了检测过程。在本发明专利中，CDMA检测器包含在V-BLAST检测器中，即一层数据检测完毕之后，进行CDMA码匹配滤波，恢复各个码道的数据，然后再进行传统V-BLAST检测器中的干扰消除过程。

本发明给出的发射机结构与接收机结构示意图是在保证上述传输方案以及检测方法的原则下，并结合原时分双工CDMA系统的特性进行设计的。因此使用本专利提供的收发信机装置并结合本发明的传输方案、检测方法等可以实现时分双工CDMA系统与MIMO系统的结合，达到提高传输速率的目的。

附图说明

图1示出了现有技术的典型的V-BLAST系统的原理图；

图2是现有技术的使用迫零(ZF)准则进行干扰对零的V-BLAST检测示意图；

图3给出本发明的实施例的具有多个发射天线并且提供高速数据传输的发射机结构示意图，发射天线的数目为M；

图4示出了本发明的实施例1中TD-SCDMA系统的偏移值分配方案，其中，最小偏移值为16，发射天线为2根；

图5示出了本发明的实施例2中TD-SCDMA系统的偏移值分配方案，其中，最小偏移值为16，发射天线为4根；

图6示出了本发明的实施例的接收机结构示意图；

图7所示为本发明的信道冲激响应矩阵H的结构示意图；

图8给出了利用本发明在收发天线数均为4，频率选择性信道情况下的误码率(BER)与信噪比(Eb/No)的关系曲线；

图9给出了利用本发明在收发天线数均为8，频率选择性信道情况下的误码率(BER)与信噪比(Eb/No)的关系曲线。

具体实施方式

为了便于本领域一般技术人员实施与理解本发明，下面分别参照附图通过实施例描述本发明的方法和装置。虽然在下面的叙述中将以TD-SCDMA系统为例对本发明进行具体说明，本领域一般技术人员知道，本发明可以应用其他TDD CDMA系统或者其他类似无线通信系统，包括无线固定通信系统。

发射机结构

图3给出本发明的实施例的具有多个发射天线并且提供高速数据传输的发射机结构示意图，发射天线的数目为M。图3给出的示意图中为未进行编码的情况，在下面的叙述中也是针对这种未编码情况进行说明，应该知道，本发明同样适用于编码情况。本领域一般技术人员知道，编码可以在多路分解之前进行，也可以在多路分解之后进行，或者同时进行。

图3给出的示意图中，M组发送数据与M根发射天线之间的对应关系是固定，这并不排除这种对应关系可以在不同时隙上随机改变或者周期性改变。在编码的情况下，尤其是同一子流在不同时隙上进行编码时，这种对应关系的改变可以利用编码增益提高链路的可靠性。

根据图3所示的发射机结构，整个发射机端的工作流程如下：

(1)分配给一个时隙中所有突发结构的数据流s，首先在“多路分解”单元被分为MN个子流，其中每N个子流对应于一根发射天线，称为一层数据，那么图3所示结构中共有M层数据；

(2)每层数据中的每一个子流分别进行扩频、调制和加扰，其扩频、调制和加扰的原理与原TDD CDMA系统相同，具体的信道化码、扰码分配方法将参考下面的传输方案具体描绘；

(3)每层数据中的每一个子流分别加入训练序列形成突发结构，其突发结构与原TDD CDMA系统的相同，具体的训练序列分配方法可以参考下面具体的传输方案的描述；

(4)每层数据中的N个子流形成的N个突发结构，在发送之前叠加在一起形成发送数据d_i(i＝1ΛM)，并从对应的天线中发送出去。

传输方案

对于使用了MIMO技术的TDD模式CDMA系统来说，有三种资源可以被利用：时隙、码道和天线。其中一个用户的数据序列可以占用一个时隙进行发送，也可以占用多个时隙进行数据发送。一个时隙中的用户数据s首先按照天线个数被分解为M个子数据流，每一个子流被称为一层数据。这一层的全部数据均通过一根相应的发射天线发送出去，在发送之前，每一层数据再次被分为N组，并被分配到N个CDMA码道上。然后，每个码道上的数据分别进行扩频、调制和加扰，并加入训练序列形成突发结构。最后，每一层数据中的N个码道进行合并，并通过相对应的天线发送出去。

不同层上的数据可以使用相同扩频码传输或者不同扩频码传输。扩频码由信道化码和扰码共同构成，其中同码传输指不同的层上使用相同的信道化码和相同的扰码，不同码传输包含多种情况，可以是信道化码不同但扰码相同，也可以是信道化码相同但扰码不同，或者它们的组合。本发明中，利用信道化码和天线来共同区分不同的用户，每个用户可以根据业务的不同分配一个或者多个与其他用户不同的信道化码，如果两个用户的信道化码相同，可以进一步依靠其来自不同天线(层)进行区分。那么本传输方案相对于原TD-SCDMA系统，使得最大系统容量提高原来的M倍，并且可以支持最大MQ个用户数，其中Q为信道化码的个数。但是使用层进行用户数据区分时，该用户本身必须知道自己的数据来自于哪些层，以及层的顺序，从而能够在众多层的数据中进行选择、恢复属于该用户的数据。当不同天线上使用不同的扰码时，可以用扰码代替层进行用户的区分。在本发明的实施例中采用的就是不同层使用不同的扰码这种输方式。

为了在接收机端获得来自不同发射天线的信道冲激响应，每层需要分配不同的训练序列，即同一层的所有数据不论其来自哪一个用户、占用哪一个码道均使用同一个训练序列进行发送。不同层使用的训练序列由同一个基本训练序列(basic midamble code)通过偏移产生。这里需要注意的是，不同天线分配不同的训练序列，导致在上行进行高速数据传输时，最大用户数除了上面的限制以外，还受到终端天线数目P、训练序列长度L_M以及最小训练序列偏移值Delta的限制，即最大用户数为：L_M//(P·Delta)，而下行用户数则与此无关。

另外这样一种训练序列分配方式与原TD-SCDMA系统的通用(common)方式和缺省(default)方式不同。这两种分配方式旨在终端进行接收时，可以通过训练序列偏移值相关信息，获得其他用户的扩频码信息，从而进行多用户检测。其中原通用方式是指在基站下行发送时，所有码道使用相同的训练序列，并用该训练序列与基本训练序列之间的偏移值告知终端有多少扩频码在使用中；缺省方式是建立一种训练序列偏移值与扩频码之间的一一对应关系，每个码道使用不同偏移值的训练序列，终端在进行信道估计之后，通过这种一一对应关系获得所有用户的扩频码。

那么在支持MIMO之后，原来两种分配方式势必要改变，这是因为训练序列必须与发射天线(层)相对应，而且训练序列还需附带层的序号信息，即告知接收机当前被检测层在发射机端处于所有层中的位置，以便多路合并时能够正确恢复出原始数据。除此之外，接收机还需要知道扰码信息和信道化码信息。那么对于层序号信息，可以利用每层训练序列偏移值的大小来表征，即偏移值从小到大排列分别表示第一层、第二层、直到第M层，反之亦可。在不同层使用不同扰码传输时，扰码的信息也可以使用这种方式进行传递，即第一层对应于第一个扰码，第二层对应于第二个扰码，以此类推；如果存在不同层使用同一个扰码的情况，而且所有层又使用了多个扰码，那么也可以使用这种方式建立层与扰码之间的关系，只要接收机端也知道这种对应关系即可。

在上面给出的原则下，对于信道化码信息的传递，可以采用下面两种方案：第一种方案中不同层可以使用任意训练序列偏移值，只要保证不同层偏移值的大小能够表征层信息即可，偏移值并不告知终端任何信道化码信息，终端可以使用单用户检测，也可以通过码道激活检测等方法获知信道化码信息，进行多用户检测；另外一种分配方案是不同层使用不同的训练序列偏移值，但是通过所有层选择偏移值的不同，可以附带额外信息，告知终端有多少信道化码在使用中，并且要求信道化码按照一定顺序进行分配，比如同一组里面序号排在前面先被分配，这样终端只要知道有多少信道化码被使用即可以知道哪些信道化码被使用。

下面分别给出2根发射天线与4根发射天线情况下的两种偏移值分配方案。以TD-SCDMA系统为例，它的最大信道化码数目为16，训练序列长度L_M为144，并假设每一层使用的训练序列与基本训练序列之间的偏移值为最小偏移值Delta的非负整数倍。那么在发射天线M＝2，Delta＝16情况下的一种解决方案如图4所示。可以看出这只不过是其中一种分配方式，可以用一个盒子里面的8个位置分别表示8种不同的偏移值，那么两根天线放在不同的位置上就可以决定不同的对应关系，即 $C_8^2=28$ 种对应关系，可以任选其中16种最为天线偏移值与码道数目之间的关系，这样的组合方式有C₂₈ ¹⁶种。其中图4所示的表格正文中，一行表示一种码道数值情况，共16行，分别表示16种码道占用情况；一行中的前8列，表示8种不同偏移值与最小偏移值之间的比值，如果该单元格有“X”符号，表示该比值被选用，那么该层数据的训练序列偏移值即确定，一行表格中的最后一列表示在前8列中“X”符号分布情况下对应的码道数目。图5给出的是发射天线M＝4，Delta＝16情况下的一种解决方案。根据上面的分析，可以得出共有 $C_8^4=70$ 种对应关系可供选择，其中图5所示表格的意义与图4给出的基本一致，只不过图5给出的是一组比较有规律的组合，即位置0表示2⁰＝1，位置1表示2¹＝2，位置3表示2³＝8，位置4表示2⁴＝16，位置5、6、7分别表示0，那么信道化码数目即为所选中四个位置代表的值的和。根据这个设计，在实际使用中，对于图4所示的解决方案，需要在发射机端与接收机端同时保存这个表格，发送端根据这个表格以及码道数数目进行训练序列的分配；在接收机端则需要根据训练序列的偏移值，通过查表的方法得到占用的码道数目。而图5所示的解决方案，则不需要在接收机端保存整张表格的数据，只需要知道位置与数值之间的对应关系即可，接收机可以从训练序列的偏移值中，根据数值对应关系直接计算出占用的码道数目，从而有效的节约的接收机端的存储空间以及查表所付出的代价。

通过分析可以看出只要 $C_{L\_M/\mathrm{Delta}}^M\≥16,$ 即可以给出M(M≥2)根天线情况下的解决方案。那么对于TD-SCDMA系统，Delta＝16情况下，最多可以支持的天线数目为6根；如果Delta＝8，那么可以支持最多的天线数目为15根；如果Delta可以更小，或者取消偏移值为Delta非负整数倍的限制，那么可以支持更多根天线。

接收机结构

对应于图3所示的发射机结构或者类似发射机结构，图6给出了相应的接收机结构示意图，其中接收天线数目为P，并且要求P≥M。多根接收天线上数据首先进行信道估计，得到不同路径上的冲激响应，然后进行多径数据的合并，使之等效为一个平坦信道的接收数据进行检测。多径数据的合并可以使用空时瑞克合并器(Space-Time Rake Combiner)，也可以使用选择性合并器(Selective Combiner)。多径合并后的数据采用如下方式进行分层检测，首先进行干扰对零(Interference Nulling)抑制其他层数据的干扰，选择干扰对零之后信扰比(SINR)最大或者误差最小的一层进行码匹配滤波和判决，得到该层数据的估计值，然后进行干扰重建，并在接收信号中取消掉该层数据的影响，进行下一层数据的检测。所有层数据完全检测完毕之后进行多路数据的合并。其中由干扰对零、计算最优检测顺序以及干扰消除等单元构成典型的V-BLAST检测器。

结合图6所示的接收机结构，整个接收机端的工作流程可以描述如下：

(1)多根接收天线接收到的数据r首先进入“信道估计”单元，得到每一个收发天线对之间的信道估计值，其“信道估计”单元采用的方法可以与原TDD CDMA系统相同；

(2)接收数据r以及信道估计值被同时送入“多径合并器”单元，进行多径合并使得频率选择性信道可以等效为平坦衰落信道，具体的“多径合并器”设计可以参考下面的检测方法；

(3)从“多径合并器”送出的信号以及信道估计值被同时送入“干扰对零”单元，“干扰对零”单元每次只输出一层数据的初步估计值 $\widehat{d_i}(i=1\mathrm{\ΛM}),$ 更具体的操作方法可以参考下面的检测方法；

(4)“干扰对零”单元输出的一层数据的初步估计值 $\widehat{d_i}(i=1\mathrm{\ΛM}),$ 被送入“码匹配滤波器”，使用传统的码匹配滤波方法得到一层数据中各个码道的估计值；

(5)一层数据中所有码道的估计值得到之后，和信道估计值一起被送入“干扰重建”单元，一层数据的估计值在“干扰重建”单元中经历的处理与图3所示的一层数据经过的处理基本一致，并使用信道估计值模拟空间信道得到该层数据的重建信号；

(6)一层数据的重建信号以及信道估计值被再次送到“干扰对零”单元，“干扰对零”单元首先从接收数据r中减掉重建后的信号，然后进行(3)和(4)环节中的操作，得到下一层数据的估计值；

(7)反复进行(3-6)的操作，直到得到所有层数据的估计值；

(8)所有层数据的估计值被送入“多路合并器”进行多路合并，得到一个时隙中所有数据的估计值。

接收信号模型

因为TD-SCDMA系统是以突发结构(burst)进行数据发送的，即一个时隙中的传输的数据由前后两个数据部分和居中的训练序列(midamble)构成。因此至少需要接收到一个数据部分和居中的训练序列才能进行数据的检测，这也使得TD-SCDMA的数据检测是以块的形式进行的，而不像其他频分双工CDMA系统或者V-BLAST系统以码片(chip)或者符号(symbol)的形式进行连续的数据检测。

根据图3所示结构以及相关传输方案，可以看出从发射机每根天线发送出去的信号d_i(i＝1…M)为多码道扩频数据的叠加，并且每根天线上的数据不同。因为是以突发结构进行数据传输的，并且假设该突发结构中用户数据的码片(chip)长度为L(即未包含训练序列的长度，为了描述方便图3和图6中所示的符号如d和r等均未包含训练序列，训练序列被认为跟随它们一起传输，并进入相应的信道估计单元，不进入检测单元)，那么发送信号序列d可以表示如下：

$d={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{d}_1^{\left(1\right)}& d_1^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& d_1^{\left(M\right)}& d_2^{\left(1\right)}& d_2^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& d_2^{\left(M\right)}& \mathrm{\Λ}& d_L^{\left(1\right)}& d_L^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& d_L^{\left(M\right)}\end{array}\right]}^T---\left(1\right)$

其中d_l ^(m)表示第m根天线上的第1个码片。上标^T表示矩阵或者向量的转置操作。

考虑空间信道为频率选择性信道的情况，在接收机端每一个码片都会产生多径时延扩展。假设接收机可以辨别的时延扩展宽度，即信道估计的窗长为W，那么接收机收到的接收信号序列r可以表示为：

$r={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{r}_1^{\left(1\right)}& r_1^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& r_1^{\left(P\right)}& r_2^{\left(1\right)}& r_2^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& r_2^{\left(P\right)}& \mathrm{\Λ}& r_{L+W-1}^{\left(1\right)}& r_{L+W-1}^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& r_{L+W-1}^{\left(P\right)}\end{array}\right]}^T---\left(2\right)$

其中r_l ^(p)不仅包括与之对应的本码片的信号，同样包括来自相邻码片的时延扩展信号。

对于一个码片来说，它的发送信号与接收信号可以用下面的关系表示，以第一个码片为例：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\′\left(1\right)}\\ r_1^{\′\left(2\right)}\\ M\\ r_1^{\′\left(P\right)}\\ r_2^{\′\left(1\right)}\\ r_2^{\′\left(2\right)}\\ M\\ r_2^{\′\left(P\right)}\\ M\\ r_W^{\′\left(1\right)}\\ r_W^{\′\left(2\right)}\\ M\\ r_W^{\′\left(P\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^{\left(\mathrm{1,1}\right)}& h_1^{\left(\mathrm{1,2}\right)}& \mathrm{\Λ}& h_1^{(1,M)}\\ h_1^{\left(\mathrm{2,1}\right)}& h_1^{\left(\mathrm{2,2}\right)}& \mathrm{\Λ}& h_1^{(2,M)}\\ M& M& O& M\\ h_1^{(P,1)}& h_1^{(P,2)}& \mathrm{\Λ}& h_1^{(P,M)}\\ h_2^{\left(\mathrm{1,1}\right)}& h_2^{\left(\mathrm{1,2}\right)}& \mathrm{\Λ}& h_2^{(1,M)}\\ h_2^{\left(\mathrm{2,1}\right)}& h_2^{\left(\mathrm{2,2}\right)}& \mathrm{\Λ}& h_2^{(2,M)}\\ M& M& O& M\\ h_2^{(P,1)}& h_2^{(P,2)}& \mathrm{\Λ}& h_2^{(P,M)}\\ M& M& M& M\\ h_W^{\left(\mathrm{1,1}\right)}& h_W^{\left(\mathrm{1,2}\right)}& \mathrm{\Λ}& h_W^{(1,M)}\\ h_W^{\left(\mathrm{2,1}\right)}& h_W^{\left(\mathrm{2,2}\right)}& \mathrm{\Λ}& h_W^{(2,M)}\\ M& M& O& M\\ h_W^{(P,1)}& h_W^{(P,2)}& \mathrm{\Λ}& h_W^{(P,M)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1^{\left(1\right)}\\ d_1^{\left(2\right)}\\ M\\ d_1^{\left(M\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\′\left(1\right)}\\ n_1^{\′\left(2\right)}\\ M\\ n_1^{\′\left(P\right)}\\ n_2^{\′\left(1\right)}\\ n_2^{\′\left(2\right)}\\ M\\ n_2^{\′\left(P\right)}\\ M\\ n_W^{\′\left(1\right)}\\ n_W^{\′\left(2\right)}\\ M\\ n_W^{\′\left(P\right)}\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中r_w ^l(p)为第p根天线上接收到的第w个码片信号，h_w ^(p，m)表示从第m根发射天线到第p根接收天线第w个接收码片经历过的信道冲激响应，n_w ^l(p)表示第p根天线上第w个码片中接收到的噪声。

在检测过程中认为空间信道为一个准静态信道，即在一个突发结构持续的时间内保持不变，并使用该突发结构中的训练序列进行信道估计，得出一个突发结构中所有码片的信道冲激响应，即上面公式中的信道矩阵，并用符号H_c表示，维数为PW×M。从上面的公式还可以看出一个码片经过空间信道之后，时延扩展为W个码片，那么L个发送码片经过空间信道，并相互叠加之后扩展为L+W-1个码片，即接收信号序列r。如果用H表示一个突发结构中所以码片经过的空间信道，那么发送信号序列d与接收信号序列r之间的关系可以表示如下：

r＝Hd+n                              (4)

其中n为接收到的噪声向量。信道冲激响应矩阵H是分块矩阵，它由ML个H_c矩阵构成，维数为P(L+W-1)×ML。其结构如图7所示，其中除了H_c矩阵以外的元素均为0。

检测方法

本发明利用多径合并器把频率选择性信道等效为平坦信道，并使用V-BLAST检测方法进行多层数据的检测，每层数据再使用码匹配滤波进行多用户检测。并利用信道冲激响应矩阵H的分块特性简化检测过程，使得多层数据检测的复杂度与层数呈线性关系。

1.选择性合并器

现在首先讨论多径合并器为选择性合并器的情况。根据公式(3)，从一根发送天线到一根接收天线之间存在着W条路径，选择性合并器就是在这W条路径之中选择一条信号衰落最小的一条径代替所有W条路径，该条径被称为最优径。一种最优径选择方法是把所有天线上的发送数据看成一个整体，选择其到达某一根接收天线上平均衰落最小的路径，作为该根接收天线的最优路径，即选择H_c矩阵中二范数最大的一行对应的路径作为最优径。假设第p根接收天线对应的最优径为t^(p)，那么：

$t^{\left(p\right)}=\arg \underset{t=1\mathrm{\ΛW}}{\max }{\left|\right|{\left(H_c\right)}_{p+(t-1)P}\left|\right|}^2,(p=1\mathrm{\ΛP})---\left(5\right)$

其中(·)_i表示该矩阵的第i行，‖·‖²表示向量的2范数。

最优径决定之后，把信道矩阵重构为F_c，它由最优径对应的信道冲激响应构成：

${\left(F_c\right)}_p={\left(H_c\right)}_{p+(i^{\left(p\right)}-1)P},(p=1\mathrm{\ΛP})---\left(6\right)$

并依照图7的方式，排列成分块矩阵形式，并用F表示该矩阵。因为F_c的维数为P×M，那么F的维数为PL×ML，且矩阵F是一个块对角矩阵。

信道矩阵进行重构之后，相应的接收信号序列也需要进行重构，如果把第p根接收天线上的信号序列排列如下：

$r^{\left(p\right)}=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(p\right)}\\ r_2^{\left(p\right)}\\ M\\ r_{L+W-1}^{\left(p\right)}\end{array}\right]---\left(7\right)$

那么重构后的第p根接收天线上的接收信号序列x^(p)由r^(p)的第t(p)行到第t(p)+L-1行构成。所有接收天线上的接收信号序列重构完毕之后，可以按照下面的结构，重构总的接收信号序列x：

$x={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{x}_1^{\left(1\right)}& x_1^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& x_1^{\left(P\right)}& x_2^{\left(1\right)}& x_2^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& x_2^{\left(P\right)}& \mathrm{\Λ}& x_L^{\left(1\right)}& x_L^{\left(2\right)}& \mathrm{\Λ}& x_L^{\left(P\right)}\end{array}\right]}^T---\left(8\right)$

这样公式(4)就可以改写为如下形式：

$x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ M\\ x_L\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{F}_c& 0& \mathrm{\Λ}& 0\\ 0& F_c& \mathrm{\Λ}& 0\\ M& M& O& M\\ 0& 0& \mathrm{\Λ}& F_c\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ d_2\\ M\\ d_L\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2\\ M\\ v_L\end{array}\right]=\mathrm{Fd}+v---\left(9\right)$

其中d_l表示发送的第1个码片信号序列，x_l表示接收到的第1个码片信号序列，v_l表示接收到的第1个码片信号序列里面包含的噪声序列。

从公式(9)可以看出，任何一个码片的信号传输都与典型的V-BLAST结构相似，所以均可以使用V-BLAST检测方法进行检测，但是在估计出任一层的数据 $\widehat{d_m}(m=1...M)$ 之后，需要增加码匹配滤波器进行多用户检测，然后再入干扰消除单元。若干层多用户检测器的输出，最终可以多路合并为该用户的原始数据的估计值。而且，因为信道矩阵F的块对角线结构，所有码片的信道矩阵F_c均相同，那么实际上只需要对一个码片进行V-BLAST检测相关计算，并把计算结果应用到其他码片上即可，从而大大节省了计算量。

2.空时瑞克合并器

除了使用选择性合并器进行多径合并以外，还可以选择使用空时瑞克合并器进行多径合并。所谓空时瑞克合并器，即在接收信号序列r上对信道H作相关运算，使得接收信号序列由一个长度为L+W-1的时延扩展信号变成一个长度为L的等效平坦信道接收信号x。具体的说即在公式(4)两边分别乘以信道矩阵H的共轭转置：

x＝H^Hr＝H^HHd+H^Hn                      (10)

其中(·)^H表示矩阵的共轭转置运算。令R＝H^HH为空间信道的互相关矩阵，v＝H^Hn为等效的噪声序列，那么公式(10)可以写成如下的形式：

x＝Rd+v                               (11)

即与公式(9)类似，但其中R矩阵是一个块对角占优的矩阵，而不像F矩阵一样是一个块对角线矩阵。为了简化计算，这里忽略R矩阵中的块对角线以外的元素，并且令生成的新矩阵为F，那么由H矩阵的块矩阵性质，可以得到：

$F=\left[\begin{array}{cccc}{F}_c& 0& \mathrm{\Λ}& 0\\ 0& F_c& \mathrm{\Λ}& 0\\ M& M& O& M\\ 0& 0& \mathrm{\Λ}& F_c\end{array}\right]---\left(12\right)$

F_c＝H_c ^HH_c                     (13)

使用F矩阵代替公式(11)中的R矩阵，便可以使用“选择性合并器”部分介绍的相同方法进行简化的数据的检测。

图8和图9进一步给出了相应的仿真结果，信道模型采用的是空间信道模型组织(SCM AHG)发布的链路级仿真模型7.0版本，选用的是其中case II车载模型，移动速度选取的是40km/h。其中基站使用的是均匀直线阵列，天线间距为4个波长，终端使用的也是均匀直线阵列，天线间距为半波长。

图8给出了天线数为M＝P＝4，频率选择性信道情况下的误码率(BER)与信噪比(Eb/No)的关系曲线。该曲线是单用户下行传输、且每用户占用8个CDMA码道情况下的仿真结果。其中，SC表示选择性合并，STRC表示空时瑞克合并，ZF-V-BLAST表示使用迫零准则的V-BLAST检测器，MMSE-V-BLAST表示使用最小均方误差准则的V-BLAST检测器。

图9给出了天线数为M＝P＝8，频率选择性信道情况下的误码率(BER)与信噪比(Eb/No)的关系曲线。该曲线是单用户下行传输、且每用户占用8个CDMA码道情况下的仿真结果。其中，SC表示选择性合并，STRC表示空时瑞克合并，ZF-V-BLAST表示使用迫零准则的V-BLAST检测器，MMSE-V-BLAST表示使用最小均方误差准则的V-BLAST检测器。

可以看出，使用本发明的装置以及方法，可以实现时分双工CDMA系统与MIMO系统的结合，提高数据传输速率。

虽然通过实施例描绘了本发明，本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，希望所附的权利要求包括这些变形和变化而不脱离本发明的精神。

Claims (18)

1.一种时分双工模式下的多天线的高速数据发射装置，包括：

多路分解装置，用于将分配给一个时隙中所有突发结构的数据流分为至少两层数据，所述每层数据包括至少一个子流；

与所述数据的层数对应的扩频和调制加扰装置，分别用于将所述至少两层数据的每个子流扩频和调制加扰；

与所述数据的层数对应的突发数据流形成装置，用于在所述扩频和调制加扰的每个子流中插入训练序列形成突发结构的数据子流；

与所述数据的层数对应的合并装置，用于将所述每个突发数据流形成装置形成的所有突发结构的数据子流合并为发射信号；

与所述数据的层数对应的信号发射天线，用于发射所述调制的发射信号。

2.如权利要求1所述的发射装置，其中，所述扩频和调制加扰装置包括与所述每层数据的子流个数相同的扩频子装置、调制子装置和加扰子装置，用于分别将每个子流扩频、调制和加扰。

3.如权利要求2所述的发射装置，其中，所述扩频子装置对于同层的每个子流，使用不同的信道化码，不同层的子流分别使用不同的信道化码，或使用相同的信道化码组进行复用；和/或所述加扰子装置对同一层数据使用相同的扰码，对不同层数据使用相同的扰码或者不同的扰码。

4.如权利要求1所述的发射装置，其中，所述突发数据流形成装置包括：基本训练序列产生器，用于产生基本训练序列；层标识器，用于通过训练序列标识层信息；插入器，用于在所述每层数据的每个子流中插入相同的训练序列；其中，不同层的训练序列不同，并由所述基本训练序列偏移产生。

5.如权利要求4所述的发射装置，其中，所述层标识器包括偏移器，用于偏移所述基本训练序列产生训练序列以通过训练序列的偏移值表示层，其中，偏移值还可以表示层与扰码的关系，并还可以用于携带信道化码信息。

6.一种用于接收如权利要求1所述的发射装置的信号的接收装置，包括：

至少等于所述数据的层数的多个接收天线，用于接收所述等于所述数据的层数的发射天线发射的信号；

信道估计装置，用于信道估计所述接收的多个信号，获得不同路径上的冲激响应；

多径合并器，用于根据所述获得的冲激响应进行多径数据的合并，使之等效为一个平坦信道的接收数据，产生多层接收数据，并产生与之对应的等效信道冲激响应矩阵；

信号检测装置，用于检测每层接收数据，获得所有层数据的估计值；

干扰对零装置，用于根据所述获得的等效信道冲激响应矩阵，将所述多层接收数据的每层干扰对零，以抑制其他层数据的干扰，并通过排序的方法获得最优层的数据；

匹配滤波和判决装置，用于匹配滤波和判决所述最优层的数据，获得该层数据的估计值，其中信道化码可以用于区分不同的用户，也可以与层序号结合起来共同区分不同的用户；

干扰重建装置，用于根据所述获得的该层数据的估计值重建该层所对应的接收数据；

判断装置，用于根据所述接收信号的信息，判断是否已获得了一个时隙中所有层数据的估计值；

多路合并器，用于合并所有检测出的层数据，以获得一个时隙中所有层数据的估计值。

7.如权利要求6所述的接收装置，其中，多径合并器输出的接收数据满足预定的排列，使得等效的信道冲激响应矩阵满足块对角阵的特性，其中对角线上的每一个子块对应于一个码片的信道冲激响应矩阵，并且所有子块均相同；以在干扰对零时，只对一个码片的等效信道冲激响应进行干扰对零，并将结果应用到接收到的同一个时隙中的所有码片上。

8.如权利要求6所述的接收装置，其中，所述干扰对零装置还包括排序装置，用于选择干扰对零之后满足信扰比SINR最大，和误差最小条件中的至少一个的一层数据为所述获得最优层的数据。

9.如权利要求6所述的接收装置，其中，所述干扰对零装置还包括干扰消除装置，用于在多层接收数据中消除所述已获得估计值的层的数据的影响，以便进行下一层数据的检测。

10.如权利要求6所述的接收装置，其中，所述多径合并器包括空时瑞克合并器和选择性合并器。

11.一种时分双工模式下的多天线的高速数据的发射方法，包括步骤：

分解一个时隙中的所有突发结构的数据流为至少一层数据，所述至少一层数据包括分解的至少一个子流；

标识每层数据；

扩频、调制和加扰所述每个子流；

在所述每个子流中分别加入训练序列形成突发结构；

将每层数据的多个子流均叠加形成多层发射数据通过多个发射天线发射。

12.如权利要求11所述的发射方法，其中，将每层数据的多个子流均叠加形成发射数据发射的步骤还包括：判断该层数据的每个子流是否均形成对应的突发结构，如果未全部形成，继续形成，如果全部形成，叠加全部形成的突发结构。

13.如权利要求11所述的发射方法，其中，所述扩频、调制和加扰所述每个子流的步骤包括：用不同的信道化码扩频同层的不同的子流，不同层的子流分别使用不同的信道化码，或使用相同的信道化码组进行复用；和/或对同一层数据使用相同的扰码，对不同层数据使用相同的扰码或者不同的扰码。

14.如权利要求11所述的发射方法，所述标识每层数据的步骤包括：对不同层的数据偏移不同的基本训练序列，以用偏移值表示层，和/或层与扰码的关系，和/或携带信道化码信息。

15.如权利要求14所述的发射方法，其中，不同层的训练序列偏移与层的关系至少满足下述条件之一：

偏移值与层满足预定的映射关系，以便接收机端通过此映射关系获知层的顺序，从而准确的合并多层数据；

在应用于不同层至少分配两个不同的扰码，且要求扰码的选择需在一确定的扰码组中选择时，偏移值与扰码的序号满足预定的第二映射关系，以便接收机端通过此映射关系获知不同层的扰码信息；

在要求信道化码需在一确定的信道化码组中选择并有规律的分配时，偏移值与信道化码的数量满足第三预定映射关系，以便接收机端通过映射关系获知信道化码信息。

16.一种用于接收如权利要求11所述的发射方法发射的信号的接收方法，包括步骤：

用不少于发射数据的层的天线接收所述发射的信号，产生多个接收信号；

信道估计所述接收的多个信号，获得不同路径上的冲激响应；

根据所述获得的冲激响应进行多径数据的合并，使之等效为一个平坦信道的接收数据，产生多层接收数据，并产生与之对应的等效信道冲激响应矩阵；

根据所述获得的等效信道冲激响应矩阵，将所述多层接收数据的每层干扰对零，以抑制其他层数据的干扰，并通过排序的方法获得最优层的数据；

匹配滤波和判决所述最优层的数据，获得该层数据的估计值，其中信道化码可以用于区分不同的用户，也可以与层序号结合起来共同区分不同的用户；

对所述接收的信号干扰重建，用于根据所述获得的该层数据的估计值重建该层所对应的接收数据；

重复上述步骤，直到获得一个时隙中所有层数据的估计值；

多路合并所有检测出的层数据，以获得一个时隙中所有层数据的估计值。

17.如权利要求16所述的接收方法，其中，多径合并输出的接收数据满足预定的排列，使得等效的信道冲激响应矩阵满足块对角阵的特性，其中对角线上的每一个子块对应于一个码片的信道冲激响应矩阵，并且所有子块均相同；以在所述干扰对零的步骤中，只对一个码片的等效信道冲激响应进行干扰对零，并将结果应用到接收到的同一个时隙中的所有码片上。

18.如权利要求16所述的接收方法，其中，

所述干扰对零的步骤包括：选择干扰对零之后满足信扰比SINR最大，和误差最小条件中的至少一个的一层数据为所述获得最优层的数据；

所述干扰对零的步骤中，是以一个码片的等效信道冲激响应进行干扰对零操作，并将结果应用到接收到的同一个时隙中的所有码片；

所述干扰对零的步骤包括：使用重建信号进行干扰消除操作，以便进行下一层数据的检测；

所述进行多径数据的合并的步骤包括：利用空时瑞克合并器合并所述多径数据和利用选择性合并器合并所述多径数据以及与不同多径合并方法合并所述多径数据，产生多层接收数据，并产生与之对应的等效信道冲激响应矩阵。

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