CN119448774A - Dc-dc转换器的控制器以及相关的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及DC‑DC转换器的控制器以及相关的系统和方法。一种用于控制直流‑直流(DC‑DC)转换器的方法，包括：(a)使所述DC‑DC转换器以恒定频率操作模式操作,(b)确定所述DC‑DC转换器的第一开关器件的占空比已经超过第一阈值，和(c)响应于所述DC‑DC转换器的第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC‑DC转换器降低开关频率并从以所述恒定频率操作模式操作开关到以恒定关断时间操作模式操作。

Description

DC-DC转换器的控制器以及相关的系统和方法

背景技术

开关功率转换器广泛用于电子器件中，例如提供调节的电源。开关功率转换器被配置为使得其固态功率开关器件不连续地工作在它们的线性状态中；相反，开关器件在它们的导通状态和关断状态之间重复开关。一种类型的开关功率转换器是直流到直流(DC到DC)转换器，将一个直流(DC)电压转换成另一DC电压或者将一个DC电流转换成另一DC电流。

发明内容

在一个实施例中，一种用于控制直流-直流(DC-DC)转换器的方法包括：在DC-DC转换器的第一开关周期中，(i)使所述DC-DC转换器以恒定频率操作模式操作,(ii)确定所述DC-DC转换器的第一开关器件的占空比已经超过第一阈值，和(iii)响应于所述DC-DC转换器的第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器从以所述恒定频率操作模式操作开关到以恒定关断时间操作模式操作。

在一个实施例中，一种用于直流-直流(DC-DC)转换器的控制器包括：(i)振荡器，被配置为生成振荡器信号、时钟信号和占空比信号，所述占空比信号指示已经超过所述DC-DC转换器的第一开关器件的最大允许占空比,(ii)斜率补偿模块，被配置为至少部分地基于所述振荡器信号生成斜率补偿信号,(iii)开关控制模块，被配置为至少部分地基于所述斜率补偿信号和所述时钟信号来生成控制信号以控制所述第一开关器件,和(iv)模式改变模块，被配置为响应于在所述控制信号被断言的同时所述占空比信号被断言而改变所述振荡器和所述斜率补偿模块中的每一个的操作。

在一个实施例中，一种直流到直流(DC到DC)转换器包括：功率级，所述功率级包括第一开关器件；和控制器，通信地耦合到所述功率级。控制器被配置为：(i)使所述DC-DC转换器以恒定频率操作模式操作,(ii)确定所述第一开关器件的占空比已经超过第一阈值，和(iii)响应于所述第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器从在所述恒定频率操作模式下操作开关到在恒定关断时间操作模式下操作。

附图说明

图1是示出DC-DC转换器中的占空比的一个示例的曲线图。

图2是示出DC-DC转换器的恒定频率操作模式的一个示例的曲线图。

图3是示出DC-DC转换器的恒定关断时间操作模式的一个示例的曲线图。

图4是根据一个实施例的包括具有控制器的DC-DC转换器的电气系统的示意图，该控制器被配置为使DC-DC转换器在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间自动开关。

图5是示出图4的控制器的操作的一个示例的开关频率对占空比的曲线图。

图6是示出图4的控制器的操作的另一示例的状态图。

图7是图4的电气系统的一个实施例的示意图，其中DC-DC转换器的功率级具有升压拓扑。

图8包括示出图7的DC-DC转换器的操作的一个示例的三个曲线图。

图9是图4的电气系统的一个实施例的示意图，其中DC-DC转换器的功率级具有降压-升压拓扑。

图10包括示出图9的DC-DC转换器的操作的一个示例的三个曲线图。

图11是图4的电气系统的一个实施例的示意图，其中DC-DC转换器的功率级具有降压拓扑。

图12包括示出图11的DC-DC转换器的操作的一个示例的三个曲线图。

图13是图4的控制器的一个实施例的框图。

图14包括示出了具有图13的控制器的实施例的图4的DC-DC转换器的操作的一个示例的七个曲线图。

图15包括示出了具有图13的控制器的实施例的图4的DC-DC转换器的操作的另一示例的七个曲线图。

图16是图13控制器的振荡器的一个可能实施例的示意图。

图17包括示出图16的振荡器的操作的一个示例的六个曲线图。

图18包括示出图16的振荡器的操作的另一示例的六个曲线图。

图19是图13控制器的电压控制模块的一个可能实施例的示意图。

具体实施方式

一个直流-直流(DC-DC)转换器参数是占空比(D)，它指的是控制开关器件(有时被称为有源开关器件)处于导通状态(导通状态)的开关周期的一部分。DC-DC转换器的控制开关器件是DC-DC变换器的开关器件，其中开关器件的占空比可以被调制以调节DC-DC变流器的一个或多个参数，例如输入电压幅度、输入电流幅度、输出电压幅度和/或输出电流幅度。作为DC-DC转换器的占空比的一个示例，考虑图1，其是DC-DC转换器开关周期102期间控制信号Φ幅度相对于时间的曲线图100。在图1的示例中，控制信号Φ驱动DC-DC转换器(未示出)的控制开关器件，并且当控制信号Φ被断言时，控制开关器件在其导通状态下操作。相反，当控制信号Φ被去断言时，控制开关器件在其关断状态(非导通状态)下操作。开关周期102具有周期T₁，其等于开关周期102中的DC-DC转换器的开关频率F₁的倒数。在开关周期102中，控制信号Φ被断言持续时间w₁，并且控制信号Φ在持续时间o₁被去断言。因此，控制开关器件在开关周期102中持续开启时间为w₁，并且在开关周期102中持续关闭控制开关器件时间为o₁。这样，图1的例子中的控制开关器件的占空比D₁由下面的公式1给出。

DC-DC转换器的恒定频率操作模式是其中DC-DC变换器的开关频率固定的操作模式。如上所述，由于开关周期是开关频率的倒数，所以DC-DC转换器的每个开关周期的周期在恒定频率操作模式中也必须是固定的。通过在每个开关周期内调制控制开关导通时间，可以在恒定频率操作模式中调制占空比，以调节DC-DC转换器的一个或多个参数。因此，在恒定频率操作模式中，控制开关器件接通时间和控制开关器件关断时间可以在开关周期之间变化。

图2是控制信号Φ幅度对时间的曲线图200，示出了在恒定频率操作模式下操作的DC-DC转换器的一个示例。在图2的示例中，控制信号Φ驱动DC-DC转换器(未示出)的控制开关器件，并且(a)当控制信号Φ被断言时，控制开关器件在其导通状态下操作，并且(b)当控制信号Φ被去断言时，控制开关器件在它的关断状态下操作。图2示出了在恒定频率操作模式下操作的DC-DC转换器的几个示例连续开关周期202。在本文档中，项目的具体实例可以通过使用括号中的数字(例如开关周期202(1))来指代，而没有括号的数字指代任何这样的项目(例如开关循环202)。开关功率转换器以恒定的开关频率F_2a操作，因此每个开关周期202具有等于恒定开关频率F_2a的倒数的周期T_2a。然而，控制开关器件的接通时间和断开时间在一些开关周期202之间变化，例如随着DC-DC转换器操作条件的改变而维持对一个或多个DC-DC转换器参数的期望调节。

例如，在开关周期202(1)和202(2)中的每一个中，控制开关器件在w_2a的持续时间内处于其导通状态，并且控制开关器件处于其关断状态持续o_2a的持续时间。因此，在开关周期202(1)和202(2)中的每一个中，控制开关器件的占空比是w_2a/T_2a。然而，在开关周期202(3)和202(4)中的每一个中，控制开关器件在w_2b的持续时间内处于其导通状态，控制开关设备在o_2b的持续期间内处于其关断状态，并且控制开关器件因此具有w_2b/T_2a的占空比。持续时间w_2b大于持续时间w_2a，并且控制开关器件在开关周期202(3)和202(4)中的占空比因此大于控制开关器件的在开关周期202(1)和202(2)中的占占空比。在开关周期202(5)中，控制开关器件在w_2c的持续时间内处于其导通状态，控制开关设备在o_2c的持续时间内关断状态，并且控制开关设备的占空比是w_2c/T_2a。持续时间w_2c大于持续时间w_2a和w_2b中的任一个，并且控制开关器件在开关周期202(5)中的占空比因此大于控制开关器件的在开关周期202(1)-202(4)中的任一个中的占空比。相反，在开关周期202(6)中的控制开关器件的占空比小于在开关周期202(1)-202(5)中的任何一个中的控制开关设备的占空比。具体地说，在开关周期202(6)中，控制开关器件在相对小的持续时间w_2d内处于其导通状态，在相对长的持续时间o_2d内处于其关断状态，并且控制开关器件的占空比是w_2d/T_2a。

DC-DC转换器的恒定关断时间操作模式是DC-DC变换器的控制开关器件的关断时间固定的操作模式，其中关断时间是指控制开关器件处于其关断状态的每个开关周期的持续时间。通过在每个开关周期中调制控制开关器件导通时间，可以在恒定关断时间操作模式中调制占空比，以调节DC-DC转换器的一个或多个参数。因此，在恒定关断时间操作模式下，DC-DC转换器的开关频率可以在开关周期之间变化。

图3是控制信号Φ幅度对时间的曲线图300，示出了在恒定关断时间操作模式下操作的DC-DC转换器的一个示例。类似于图2的示例，在图3的示例中，控制信号Φ驱动DC-DC转换器(未示出)的控制开关器件，并且(a)当控制信号Φ被断言时，控制开关器件在其导通状态下操作，以及(b)当控制信号Φ被去断言时，控制开关器件在它的关断状态下操作。图3示出了开关功率转换器在恒定关断时间操作模式下的几个示例连续开关周期302。开关功率转换器利用在每个开关周期302中具有持续时间为o_3a的恒定关断时间的控制开关器件进行操作。然而，控制开关器件的接通时间和DC-DC转换器的开关频率在一些开关周期302之间变化，以便随着DC-DC操作条件的改变而维持对一个或多个DC-DC转换器参数的期望调节。

例如，在开关周期302(1)、302(2)、302(5)和302(6)中的每一个中，控制开关器件在w_3a的持续时间内处于其导通状态，周期为T_3a，并且开关功率转换器具有F_3a的开关频率，其中F_3a的开关频率是周期T_3a的倒数。因此，控制开关器件的占空比在开关周期302(1)、302(2)、302(5)和302(6)中的每一个中都是w_3a/T_3a。然而，在开关周期302(3)中，控制开关器件在相对长的w_3b持续时间内处于其导通状态，以实现w_3b/T_3b的较大占空比，例如响应于DC-DC转换器的操作条件的变化。因此，开关周期302(3)具有相对大的周期T_3b和相对小的开关频率F_3b。相反，在开关周期302(4)中，控制开关器件处于其导通状态达w_3c的相对短的持续时间，以实现w_3c/T_3c的较小占空比，例如响应于DC-DC转换器的操作条件的另一变化。因此，开关周期302(4)具有相对较小的周期T_3c和相对较大的开关频率F_3c。

DC-DC转换器的输出电压V_out与输入电压V_in的比率通常是占空比D的函数。例如，公式2、3和4分别将输出电压V_out与输入电压V_in的比率指定为升压DC-DC转换器、降压-升压DC/DC转换器和降压DC-DC转换器的占空比的函数，假设连续导通操作。

从公式2-4中可以明显看出。占空比D必须大以获得输出电压V_out与输入电压V_in的大比率。然而，在以恒定频率操作模式操作的DC-DC转换器中，占空比D的最大值是有限的，以允许开关器件改变状态的时间以及DC-DC转换器的控制器获得和处理数据的时间。因此，以恒定频率操作模式操作的DC-DC转换器的输出电压V_out与输入电压V_in的比率受到占空比D的最大允许值的限制。这种限制在需要大的V_out/V_in比的应用中可能是有问题的，例如在V_in由于放置在提供输入电压V_in的电源上的大负载而异常低的应用中、提供输入电压V_in的电池的低温等。

相反，在以恒定关断时间操作模式操作的DC-DC转换器中，占空比可以基本上是不受限制的，这使得DC-DC转换器能够实现大的V_out/V_in比。然而，开关频率可以在恒定关断时间操作模式中显著变化，例如以上关于图3所讨论的。开关频率的潜在变化可能是不希望的，例如，因为它可能需要大的电感器和大的滤波部件来确保在低开关频率下的可接受操作。此外，DC-DC转换器的开关频率的变化可能使实现DC-DC转换器与其他设备的电磁兼容性(EMC)的努力复杂化。

本文公开了用于DC-DC转换器的新控制器以及相关联的系统和方法，其至少部分地缓解了上述问题。新的控制器、系统和方法的某些实施例至少部分地基于DC-DC转换器的控制开关器件的占空比，例如响应于控制开关器件超过阈值的占空比来在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间自动开关DC-DC变换器的操作模式。例如，某些实施例被配置为(a)当DC-DC转换器的控制开关器件的占空比在恒定频率操作模式中不超过最大允许占空比时，使DC-DC转换器在固定频率操作模式下操作，以及(b)当控制开关器件在恒定频率操作模式中的占空比超过最大允许恒定占空比时，使DC-DC转换器在恒定关断时间操作模式下工作。因此，某些实施例使得DC-DC转换器在恒定频率操作模式下操作，除非当需要在恒定关断时间操作模式下进行操作以实现对一个或多个DC-DC转换器参数的调节时，从而促进与恒定频率操作相关联的稳定性，同时使得能够在需要时实现输出电压与输入电压的大比率。

此外，新控制器、系统和方法的一些实施例支持电流模式控制，例如峰值电流模式控制以促进高性能线路和负载调节。在这些实施例中，可选地以恒定频率操作模式提供斜率补偿信号，以实现稳定操作，例如，没有亚谐波振荡的操作，占空比大于50％。此外，一些实施例响应于控制开关器件的占空比超过阈值而改变斜率补偿信号的产生，例如通过将斜率补偿信号保持在恒定值，使得当DC-DC转换器在固定关断时间操作模式下操作时，斜率补偿信号不影响DC-DC转换器的操作。

图4是包括电源402，DC-DC转换器404和电负载406的电力系统400的示意图。DC-DC转换器404包括功率级408和控制器410，其中控制器410是本文公开的新控制器的一个实施例。控制器410通信地耦合412到功率级408，并且控制器410控制功率级408的操作，如下所述。功率级408包括第一输入端口414、第二输入端口416、第一输出端口418和第二输出端口420。在一些实施例中，第一输入端口414、第二输入端口416、第一输出端口418和第二输出端口420是分立元件，例如集成电路引脚、集成电路焊球或焊片、电端子等。在一些其他实施例中，第一输入端口414、第二输入端口416、第一输出端口418和第二输出端口420是可选地包围多个电导体的相应电节点。功率级408还包括控制开关器件422，其在图4中通过由虚线形成的开关象征性地示出。

电源402电耦合在第一输入端口414和第二输入端口416之间，并且电负载406电耦合在第输出端口418和第二输出端口420之间。功率级408被配置为响应于来自控制器410的控制信号(未示出)，将第一输入端口414和第二输入端口416之间的输入电压V_in转换为第一输出端口418和第二输出端口420之间的输出电压V_out(反之亦然)。此外，功率级408被配置为响应于来自控制器410的控制信号(未示出)，将在第一输入端口414和第二输入端口416之间流动的输入电流I_in转换为在第一输出端口418和第二输出端口420之间流动的输出电流I_out(反之亦然)。

功率级408可以具有非隔离拓扑或隔离拓扑。在功率级408具有非隔离拓扑的一些实施例中，第一输入端口414和第一输出端口418是公共电节点的一部分。在功率级408具有非隔离拓扑的一些其他实施例中，第二输入端口416和第二输出端口420是公共电节点的一部分。在特定实施例中，功率级408具有升压拓扑、降压-升压拓扑或降压拓扑中的一种，如下面参照图7-12所讨论的。然而，应当理解，功率级408不限于具有上述拓扑中的一种。例如，功率级408可以交替地具有回扫拓扑、正向拓扑、丘克拓扑、SEPIC拓扑、Zeta拓扑等。

控制器410例如由模拟电子电路和/或数字电子电路形成。尽管控制器410被描述为单个元件，但是控制器410可以由不需要共同封装的多个子元件形成。此外，控制器410可以部分或完全与一个或多个其他元件集成，例如与功率级408集成。此外，在一些替代实施例中，控制器410至少部分地位于DC-DC转换器404的外部。例如，在特定的替代实施例中，控制器410被分为本地部分和远程部分，其中本地部分在DC-DC转换器404内，远程部分在DC-DC转换器404外部。

控制器410的某些实施例被配置为生成一个或多个控制信号(未示出)以控制功率级408的控制开关器件422的占空比，从而调节DC-DC转换器404的一个或更多个参数。可以调节的此类参数的示例包括但不限于输入电压V_in的幅度、输出电压V_out的幅度、输入电流I_in的幅度和输出电流I_out的幅度中的一个或多个。重要的是，控制器410还被配置为至少部分地基于控制开关器件422的占空比来自动地在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间开关DC-DC转换器404的操作模式，例如响应于控制开关器件422的占空比超过阈值。在某些实施例中，控制器410被配置为至少部分地通过延长控制器410的振荡器(图4中未示出)的周期，例如通过暂停振荡器的操作，在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间开关DC-DC转换器404的操作模式。

例如，图5是DC-DC转换器404的开关频率F_s与控制开关器件422的占空比D的关系图500，示出了控制器410的可能操作的一个示例。占空比D的三个值沿着图500的X轴标记，即D＝D_min、D＝D_max和D＝1。D_min是D的最小允许值，例如DC-DC转换器404可靠运行所需的D的最小值。D_max是当DC-DC转换器404在恒定频率操作模式下操作时D的最大允许值，并且D＝1对应于控制开关器件422的100％占空比。控制器410被配置为使DC-DC转换器404在恒定频率操作模式502下操作，如开关频率F_s恒定所示，只要D至少与D_min一样大并且D不超过D_max。此外，控制器410被配置为当D超过D_max时，如图5所示，通过开关频率F_s随着D值在D_max以上的增加而降低，使DC-DC转换器404在恒定关断时间操作模式504下操作。

图6是状态图600，其示出了控制器410的可能操作的另一个示例。状态图包括状态602和状态604。在状态602中，控制器410产生控制信号以使DC-DC转换器404在恒定频率操作模式下操作，在状态604中，控制器410产生控制信号，以使DC-DC变换器404在恒定关断时间操作模式下运行。如图6所示，当D小于或等于D_max时，控制器410在状态602中操作。此外，控制器410响应于D上升到D_max以上而从状态602开关到状态604，并且只要D保持大于D_max，控制器410就保持在状态604。控制器410响应于D下降到D_max或以下而从状态604开关到状态602。

图7是电气系统700的示意图，其是电气系统400(图4)的一个实施例，其中DC-DC转换器404由DC-DC转换器704实现。DC-DC转换器404的功率级408由DC-DC转换器704中的功率级708实现。功率级708具有升压拓扑。具体而言，功率级708包括控制开关器件722、续流开关器件724和电感器726。第二输入端口416和第二输出端口420是功率级708中的公共电节点728的一部分。作为控制开关器件422(图4)的一个实施例的控制开关器件722电耦合在开关电节点730和公共电节点728之间。电感器726电耦合在第一输入端口414和开关电节点730之间，续流开关器件724电耦合在开关电节点730和第一输出端口418之间。控制开关器件722和续流开关器件724中的每一个都包括例如一个或多个晶体管和用于驱动晶体管的驱动器电路。控制开关器件722由控制信号Φ1控制，续流开关器件724由控制信号Φ2控制。功率级708可选地还包括电流感测电路732，其被配置为产生表示流过电感器726的电流I_L的幅度的信号I_{L_s}。

控制器410由DC-DC转换器704中的控制器710实现，控制器710被配置为产生控制信号Φ1和Φ2。控制器710被配置为产生控制信号Φ1，以控制控制开关器件722的开关，从而调节DC-DC转换器704的一个或多个参数。在某些实施例中，如图7所示，控制器710接收输出电压V_out和信号I_{L_s}中的一个或多个作为输入。控制器710被配置为在控制开关器件722处于其关断状态时产生控制信号Φ2，以使续流开关器件724为流过电感器726的电流I_L提供路径。在一些替代实施例中，续流开关器件724被二极管代替，并且省略了控制信号Φ2。控制器710被配置为至少部分地基于控制开关器件722的占空比，例如响应于控制开关器件722的占空比来跨越阈值，例如以上文关于图5或图6讨论的方式，在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间自动开关DC-DC转换器704的操作模式。

图8包括共同示出DC-DC转换器704的操作的一个示例的三个曲线图800、802和804。图800是控制信号Φ1与时间的关系图，图802是控制信号Φ2与时间的变化图，图804是电感器电流I_L与时间的曲线图。所有三个图800、802和804具有共同的时基。图8假设(a)当控制信号Φ1被断言时，控制开关器件722在其导通状态下操作，并且(b)当控制信息Φ1被去断言时，控制器件722在其关断状态下操作。此外，图8假设(a)当控制信号Φ2被断言时，续流开关器件724在其导通状态下操作，并且(b)当控制信息Φ2被去断言时，自由流开关器件724在其关断状态下操作。然而，控制开关器件722和续流开关器件724可以以不同的方式对各自的控制信号Φ1和Φ2做出响应。此外，控制信号Φ1和Φ2可以具有与图8所示的极性不同的极性。

图8描绘了DC-DC转换器704的几个示例性连续开关周期806。控制器710产生控制信号Φ1，使得DC-DC转换器704在开关周期806(1)和806(2)中以恒定频率操作模式操作。因此，在开关周期806(1)和806(2)中，DC-DC转换器704具有恒定的开关频率F_8a，其等于周期T_8a的倒数。然而，控制开关器件722在开关周期806(1)和806(2)中的相应导通时间w_8a和w_8b不同，例如响应于DC-DC转换器704的操作条件在开关周期806(1)和806(2)之间变化。

控制器710产生控制信号Φ1，使得DC-DC转换器704在开关周期806(3)和806(4)中以恒定关断时间操作模式操作，例如响应于控制开关器件722的占空比增加超过恒定频率操作模式中的最大允许占空比值。因此，控制开关器件722在开关周期806(3)和806(4)中具有恒定的关断时间o_8a。然而，控制开关器件722在开关周期806(3)和806(4)中的相应导通时间w_8c和w_8d不同，例如响应于DC-DC转换器704在开关周期806(3)与806(4)之间变化的操作条件。因此，开关周期806(3)和806(4)具有不同的开关频率F_8b和F_8c，它们分别是周期T_8b和T_8c的倒数。当将开关周期806(3)和806(4)与开关周期806的(1)和806的(2)进行比较时，显而易见的是，恒定关断时间操作模式中的开关频率小于恒定频率操作模式下的开关频率。

图9是电气系统900的示意图，其是电气系统400(图4)的实施例，其中DC-DC转换器404由DC-DC转换器904实现。DC-DC转换器404的功率级408由DC-DC转换器904中的功率级908实现。功率级908具有降压-升压拓扑。具体而言，功率级908包括控制开关器件922、续流开关器件924和电感器926。第二输入端口416和第二输出端口420是功率级908中的公共电节点928的一部分。作为控制开关器件422(图4)的一个实施例的控制开关器件922电耦合在第一输入端口414和开关电节点930之间。电感器926电耦合在开关电节点930和公共电节点928之间，续流开关器件924电耦合在开关电节点930与第一输出端口418之间。控制开关器件922和续流开关器件924中的每一个都包括例如一个或多个晶体管和用于驱动晶体管的驱动器电路。控制开关器件922由控制信号Φ1控制，续流开关器件924由控制信号Φ2控制。功率级908可选地还包括电流感测电路932，其被配置为产生表示流过电感器926的电流I_L的幅度的信号I_{L s}。

控制器410由DC-DC转换器904中的控制器910实现，控制器910被配置为产生控制信号Φ1和Φ2。控制器910被配置为产生控制信号Φ1，以控制控制开关器件922的开关，从而调节DC-DC转换器904的一个或多个参数。在某些实施例中，如图9所示，控制器910接收输出电压V_out和信号I_{L_s}中的一个或多个作为输入。控制器910被配置为在控制开关器件922处于其关断状态时产生控制信号Φ2，以使续流开关器件924为流过电感器926的电流I_L提供路径。在一些替代实施例中，续流开关器件924被二极管代替，并且省略了控制信号Φ2。控制器910被配置为至少部分地基于控制开关器件922的占空比，例如响应于控制开关器件922的占空比来跨越阈值，例如以上文关于图5或图6讨论的方式，在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间自动开关DC-DC转换器904的操作模式。输出电压V_out的极性将与DC-DC转换器904中的输入电压V_in的极性相反。

图10包括三个曲线图1000、1002和1004，共同示出了在输出电压V_out的幅度大于输入电压V_in的幅度的应用中DC-DC转换器904的操作的一个示例。图1000是控制信号Φ1与时间的关系图，图1002是控制信号Φ2与时间的曲线图，图1004是电感器电流I_L与时间的函数图。所有三个图1000、1002和1004具有共同的时基。图10假设(a)当控制信号Φ1被断言时，控制开关器件922在其导通状态下操作，并且(b)当控制信息Φ1被去断言时，控制器件922在其关断状态下操作。此外，图10假设(a)当控制信号Φ2被断言时，续流开关器件924在其导通状态下操作，并且(b)当控制信息Φ2被去断言时，自由流开关器件924在其关断状态下操作。然而，控制开关器件922和续流开关器件924可以以不同的方式对各自的控制信号Φ1和Φ2做出响应。此外，控制信号Φ1和Φ2可以具有与图10所示的极性不同的极性。

图10描绘了DC-DC转换器904的几个示例性连续开关周期1006。控制器910产生控制信号Φ1，使得DC-DC转换器904在开关周期1006(1)和1006(2)中以恒定频率操作模式操作。因此，在开关周期1006(1)和1006(2)中，DC-DC转换器904具有恒定的开关频率F_10a，其等于周期T_10a的倒数。然而，控制开关器件922在开关周期1006(1)和1006(2)中的相应导通时间w_10a和w_10b不同，例如响应于DC-DC转换器904在开关周期1006(1)与1006(2)之间变化的操作条件。

控制器910产生控制信号Φ1，使得DC-DC转换器904在开关周期1006(3)和1006(4)中以恒定关断时间操作模式操作，例如响应于控制开关器件922的占空比增加超过恒定频率操作模式中的最大允许占空比值。因此，控制开关器件922在开关周期1006(3)和1006(4)中具有恒定的关断时间o_10a。然而，控制开关器件922在开关周期1006(3)和1006(4)中的相应导通时间w_10c和w_10d不同，例如响应于DC-DC转换器904在开关周期906(3)与906(4)之间变化的操作条件。因此，开关周期906(3)和906(4)分别具有不同的开关频率F_10b和F_10c，它们分别是周期T_10b和T_10c的倒数。当将开关周期1006(3)和1006(4)与开关周期1006(1)和1006(2)进行比较时，显而易见，恒定关断时间工作模式下的开关频率小于恒定频率工作模式下的开关频率。

图11是电气系统1100的示意图，该电气系统1100是电气系统400(图4)的一个实施例，其中DC-DC转换器404由DC-DC转换器1104实现。DC-DC转换器404的功率级408由DC-DC转换器1104中的功率级1108实现。功率级1108具有降压拓扑。具体而言，功率级1108包括控制开关器件1122、续流开关器件1124和电感器1126。第二输入端口416和第二输出端口420是功率级1108中的公共电节点1128的一部分。控制开关器件1122是控制开关器件422(图4)的一个实施例，电耦合在第一输入端口414和开关电节点1130之间。电感器1126电耦合在开关电节点1130和第一输出端口418之间，续流开关器件1124电耦合在开关电节点1130与公共电节点1128之间。控制开关器件1122和续流开关器件1124中的每一个都包括例如一个或多个晶体管和用于驱动晶体管的驱动器电路。控制开关器件1122由控制信号Φ1控制，续流开关器件1124由控制信号Φ2控制。功率级1108可选地还包括电流感测电路1132，其被配置为产生表示流过电感器1126的电流I_L的幅度的信号I_{L_s}。

控制器410由DC-DC转换器1104中的控制器1110实现，控制器1110被配置为产生控制信号Φ1和Φ2。控制器1110被配置为产生控制信号Φ1，以控制控制开关器件1122的开关，从而调节DC-DC转换器1104的一个或多个参数。在某些实施例中，如图11所示，控制器1110接收输出电压V_out和信号I_{L_s}中的一个或多个作为输入。控制器1110被配置为在控制开关器件1122处于其关断状态时产生控制信号Φ2，以使续流开关器件1124为流过电感器1126的电流I_L提供路径。在一些替代实施例中，续流开关器件1124被二极管代替，并且省略了控制信号Φ2。控制器1110被配置为至少部分地基于控制开关器件1122的占空比，例如响应于控制开关器件1122的占空比来跨越阈值，例如以上文关于图5或图6讨论的方式，在恒定频率操作模式和恒定关断时间操作模式之间自动开关DC-DC转换器1104的操作模式。

图12包括共同示出DC-DC转换器1104的操作的一个示例的三个曲线图1200、1202和1204。图1200是控制信号Φ1与时间的关系图，图1202是控制信号Φ2与时间的曲线图，图1204是电感器电流I_L与时间的函数图。所有三个图1200、1202和1204具有共同的时基。图12假设(a)当控制信号Φ1被断言时，控制开关器件1122在其导通状态下操作，并且(b)当控制信息Φ1被去断言时，控制器件1122在其关断状态下操作。此外，图12假设(a)当控制信号Φ2被断言时，续流开关器件1124在其导通状态下操作，并且(b)当控制信息Φ2被去断言时，自由流开关器件1124在其关断状态下操作。然而，控制开关器件1122和续流开关器件1124可以以不同的方式对各自的控制信号Φ1和Φ2做出响应。此外，控制信号Φ1和Φ2可以具有与图12中所示的极性不同的极性。

图12描绘了DC-DC转换器1104的几个示例性连续开关周期1206。控制器1110产生控制信号Φ1，使得DC-DC转换器1104在开关周期1206(1)和1206(2)中以恒定频率操作模式操作。因此，在开关周期1206(1)和1206(2)中，DC-DC转换器1104具有恒定的开关频率F_12a，其等于周期T_12a的倒数。然而，控制开关器件1122在开关周期1206(1)和1206(2)中的相应导通时间w_12a和w_12b不同，例如响应于DC-DC转换器1104的操作条件在开关周期1206(1)与1206(2)之间变化。

控制器1110产生控制信号Φ1，使得DC-DC转换器1104在开关周期1206(3)和1206(4)中以恒定关断时间操作模式操作，例如响应于控制开关器件1122的占空比增加超过恒定频率操作模式中的最大允许恒定频率占空比值。因此，控制开关器件1122在开关周期1206(3)和1206(4)中具有恒定的关断时间o_12a。然而，控制开关器件1122在开关周期1206(3)和1206(4)中的相应导通时间w_12c和w_12d不同，例如响应于DC-DC转换器1104在开关周期1206(3)与1206(4)之间变化的操作条件。因此，开关周期1206(3)和1206(4)具有不同的开关频率F_12b和F_12c，它们分别是周期T_12b和T_12c的倒数。当将开关周期1206(3)和1206(4)与开关周期1206(1)和1206(2)进行比较时，显而易见，恒定关断时间工作模式下的开关频率小于恒定频率工作模式下的开关频率。

再次参考图4，控制器410的某些实施例被配置为支持电流模式控制，即至少部分地基于流过功率级408的电感器的电流大小，例如图7、9或11的电感器电流I_L的大小，来控制控制开关器件422的开关。例如，在某些实施例中，响应于流过功率级408的电感器的电流大小达到阈值，使控制开关器件422在其关断状态下工作。在这些实施例中，控制器410可选地包括斜率补偿模块(图4中未示出)，其被配置为在DC-DC转换器404的恒定频率操作模式下，在控制开关器件422的占空比超过50％的情况下，产生斜率补偿信号，以使DC-DC转换器404能够稳定操作。当DC-DC转换器404在恒定关断时间操作模式下操作时，不需要斜率补偿来实现稳定操作。因此，控制器410的特定实施例被配置为当DC-DC转换器404从恒定频率操作模式开关到恒定关断时间操作模式时，改变斜率补偿模块的操作。例如，控制器410的一些实施例被配置为当DC-DC转换器404从恒定频率操作模式开关到恒定关闭时间操作模式时暂停斜率生成模块的操作，从而在DC-DC转换器404在其恒定关闭时间工作模式下操作时将斜率补偿信号保持在恒定值。斜率补偿信号的常数值例如是DC-DC转换器404从其恒定频率操作模式开关到其恒定关断时间操作模式之前的斜率补偿信号最新值。

图13是控制器1300的框图，其是DC-DC转换器404的控制器410的一个可能实施例，其产生控制信号Φ1和Φ2，例如供功率级708(图7)、功率级908(图9)或功率级1108(图11)使用。然而，应当理解，在不脱离本文范围的情况下，控制器410可以以其他方式实现。此外，控制器410不需要能够支持控制器1300的所有特征。

控制器1300包括振荡器1302、斜率补偿模块1304、电压控制模块1306、开关控制模块1308和模式改变模块1310。振荡器1302被配置为产生振荡器信号OSC和时钟信号CLK，其中时钟信号CLK可选地从振荡器信号OSC。此外，振荡器1302被配置为响应于已经超过控制开关器件422的最大允许占空比，在每个开关周期中断言占空比信号DMAX。振荡器信号OSC例如是斜坡信号，并且斜坡补偿模块1304被配置为响应于振荡器信号OSC和Φ1而产生斜坡补偿信号SLOPE。斜率补偿信号SLOPE例如是线性或非线性斜率信号，例如斜坡信号。电压控制模块1306被配置为产生误差信号ERR，例如，该误差信号与输出电压V_out的幅度和参考电压之间的差成比例或积分成比例，其中参考电压例如是输出电压V_out期望值或输出电压V_out预期值的标度值。

开关控制模块1308包括放大器1312、比较器1314、触发器1316和反相器1318。触发器1316的输出是控制信号Φ1，并且触发器1316通过振荡器1302对时钟信号CLK信号的断言来设置。因此，响应于时钟信号CLK的断言，控制信号Φ1被断言。逆变器1318通过逆变控制信号Φ1产生控制信号Φ2，使控制信号Φ2与控制信号Φ1互补。开关控制模块1308的一些实施例还包括一个或多个元件(未示出)，用于在控制信号Φ1和Φ2的连续断言之间插入死区时间，以确保没有直通，即控制开关器件422和续流开关器件(如续流开关器件724、924或1124)的同时导通。

放大器1312被配置为产生与误差信号ERR和斜率补偿信号SLOPE之间的差成比例的命令信号CMD。比较器1314接收命令信号CMD和信号I_{L_s}作为输入，其中信号I_{L_s}表示流过功率级408的电感器的幅度电流。在功率级408具有升压拓扑、降压-升压拓扑或降压拓扑的一些实施例中，信号I_{L_s}分别由电流感测电路732(图7)、电流感测线路932(图9)或电流感测回路1132(图11)产生。比较器1314响应于信号I_{L_s}到达命令信号CMD而断言信号TRIP，并且信号TRIP的断言重置触发器1316，从而解除控制信号Φ1的断言。因此，在DC-DC转换器404的给定开关周期中，电感器电流I_L达到命令信号CMD的幅度终止了开关周期中控制开关器件422的导通时间。

模式改变模块1310接收占空比信号DMAX和控制信号Φ1中的每一个作为输入，并且模式改变模块1310响应于上述每个输入被同时断言而断言信号PAUSE。因此，模式改变模块1310响应于控制开关器件422处于其导通状态并且当在开关周期中达到控制开关器件422的最大允许占空比时，在给定的开关周期中断言信号PAUSE。信号PAUSE的断言导致振荡器1302改变其操作，例如通过延长振荡器1302的周期，从而使DC-DC转换器404从其恒定频率操作模式改变为其恒定关闭时间操作模式。例如，在特定实施例中，振荡器1302响应于信号PAUSE的断言而暂停其操作，导致(a)时钟信号CLK的断言被延迟，以及(b)振荡器信号OSC的幅度被保持在等于信号PAUSE断言之前振荡器信号的最后一个值的恒定值。斜率补偿模块1304还响应于信号PAUSE的断言而改变其操作，例如响应于振荡器信号OSC的幅度保持在恒定值。例如，在某些实施例中，响应于信号PAUSE的断言，斜率补偿信号SLOPE被保持在等于其在信号PAUSE断言之前的最后一个值的恒定值。在一些替代实施例中，斜率补偿模块1304直接接收信号PAUSE，并且斜率补偿模块1304响应于信号PAUSE的断言而暂停斜率补偿信号SLOPE的生成。

图14包括七个曲线图1400、1402、1404、1406、1408、1410和1412，共同示出了包括控制器1300的实施例的DC-DC转换器404的一个操作示例中的两个连续开关周期1414。图1400是斜率补偿信号SLOPE与时间的关系图，图1402是幅度与时间的变化图。图1402包括表示命令信号CMD的曲线、表示信号I_{L_s}的曲线和表示误差信号ERR的曲线。从图1400和1402可以看出，命令信号CMD等于误差信号ERR减去斜率补偿信号SLOPE。曲线1404是信号TRIP与时间的关系，曲线1406是控制信号Φ1与时间的变化。图1408是占空比信号DMAX与时间的关系图。应当注意，振荡器1302在每个开关周期1414结束时发出信号占空比信号DMAX。在DMAX上升沿和CLK上升沿之间插入持续时间T_{MIN_OFF}，该持续时间是控制开关器件422在每个开关周期1414中的最小允许关断时间。图1410是信号PAUSE与时间的关系，图1412是时钟信号CLK与时间的变化。应当注意，在图14的示例中，控制开关器件422的占空比小于控制开关器件422的最大允许占空比。具体而言，在每个开关周期1414中占空比信号DMAX被断言之前，信号I_{L_s}的幅度达到命令信号CMD的幅度。因此，在每个开关周期1414中，流过功率级408的电感器的电流大小在超过控制开关器件422的最大允许占空比之前达到由命令信号CMD定义的阈值。因此，在图14的示例中，控制信号Φ1和占空比信号DMAX永远不会同时被断言，因此信号PAUSE也不会被断言。结果，在图14的示例中，DC-DC转换器404仅在其恒定频率操作模式下操作。

图15包括七个曲线图1500、1502、1504、1506、1508、1510和1512，它们共同示出了包括控制器1300的实施例的DC-DC转换器404的另一个操作示例中的两个连续开关周期1514。图1500、1502、1504、1506、1508、1510和1512分别类似于图14的图1400、1402、1404、1406、1408、1410和1412。然而，与图14的示例相反，在每个开关周期1514中，流过功率级408的电感器的电流幅度在超过控制开关器件422的最大允许占空比之前没有达到由命令信号CMD定义的阈值。因此，在图15的示例中，在每个开关周期1514中同时断言控制信号Φ1和占空比信号DMAX，因此在每个开关循环1514中断言信号PAUSE。应当注意，在信号PAUSE被断言的同时，斜率补偿信号SLOPE保持在恒定值1516，其中恒定值1516等于信号PAOSE被断言之前斜率补偿信号SLOPE的最后一个值。然而，可以理解的是，当信号PAUSE被断言时，斜率补偿信号SLOPE可以交替地具有除恒定值之外的轮廓，例如，信号PAUSE的断言可以减缓斜率补偿信号SLOPE的斜率，而不是使信号保持在恒定值。

在图15的示例中，由信号PAUSE的断言产生的斜率补偿信号SLOPE的恒定值使命令信号CMD的幅度在信号PAUSE被断言时保持恒定(假设输出电压V_out在给定的开关周期1514期间没有实质性变化)，从而允许控制信号Φ1保持断言，并控制开关器件422保持其导通状态，直到信号I_{L_s}的幅度达到命令信号CMD。因此，在图15的示例中，DC-DC转换器404在恒定关闭时间操作模式下操作，其中恒定关闭时间的持续时间等于T_{MIN_OFF}。在恒定关断时间操作模式下的操作增加了每个开关周期中控制开关器件422的接通时间，这允许流过功率级408的电感器的电流幅度达到由命令信号CMD定义的阈值。相对于在恒定频率操作模式下的操作，在恒定关断时间操作模式下操作还降低了DC-DC转换器404的开关频率。

图16是振荡器1600的示意图，振荡器1600是振荡器1302(图13)的一个可能实施例。然而，应当理解，振荡器1302可以以不同于图16的方式实现。

振荡器1600包括电流源1602、p沟道金属氧化物场效应晶体管(PMOS)1604、PMOS1606、PMOS1608、电容器1610、n沟道金属氧化中场效应晶体管(NMOS)1612、比较器1614、延迟缓冲器1616、AND门1618、脉冲发生器1620、脉冲发生器1622和反相器1624。PMOS1604的源极(S)电耦合到电源轨1626，PMOS1604的栅极(G)和漏极(D)中的每一个电耦合到电节点1628。电流源1602电耦合在电节点1628和参考电节点1630之间。PMOS1608的源极电耦合到电源轨1626，PMOS1608的漏极电耦合至电节点1628。PMOS1606的源极电耦合到电源轨1626，PMOS1606的栅极电耦合到电节点1628。PMOS1606的漏极电耦合到振荡器电节点1632，电容器1610电耦合在振荡器电节点1632和参考电节点1630之间。振荡器电节点1632提供振荡器信号OSC。NMOS1612的漏极电耦合到振荡器电节点1632，NMOS1612的源极电耦合至参考电节点1630。

比较器1614的非反相输入电耦合到振荡器电节点1632，比较器1614的反相输入电耦接到参考电压V_{ref_1}。比较器1614的输出提供占空比信号DMAX，并且比较器1614的输出来电耦合到延迟缓冲器1616的输入。延迟缓冲器的输出提供信号DMAX_B，该信号电耦合到AND门1618的输入。反相器1624的输入端接收信号PAUSE，反相器1624输出端提供信号PAUSE_B。信号PAUSE_B电耦合到PMOS1608的栅极和AND栅极1618的另一个输入端中的每一个。AND门1618的输出端提供信号DMAX_C，该信号电耦合到脉冲发生器1620的输入端(I)。脉冲发生器1620的输出端(O)提供信号CLK_B，该信号电耦合到(a)NMOS1612的栅极和(b)脉冲发生器1622的输入端。脉冲发生器1622的输出提供时钟信号CLK。

当信号PAUSE被去断言时，信号PAUSE_B被断言，因此当信号PAOSE被去断定时，PMOS1608关闭。因此，当信号PAUSE被解除时，PMOS1608不影响PMOS1604或PMOS1606的操作。PMOS1604和PMOS1606共同镜像电流源1602的电流I_cs，以产生对电容器1610充电的电流I_ch。振荡器信号OSC等于电容器1610两端的电压V_oc，因此当电流I_ch对电容器1610充电时，振荡器信号OSC斜坡上升。当电压V_oc达到参考电压V_{ref_1}时，比较器1614断言占空比信号DMAX，因此，DC-DC转换器404的恒定频率操作模式和DC-DC转换器404恒定关断时间操作模式之间发生转变的占空比是参考电压V_{ref_1}的大小、电容器1610的电容和电流I_ch的大小的函数。延迟缓冲器1616在比较器1614断言信号占空比信号DMAX之后延迟断言信号DMAX_B，AND门1618在(a)信号DMAX_B被断言而信号PAUSE被去断言时断言信号DMAX_C。脉冲发生器1620响应于信号DMAX_C被断言而断言信号CLK_B，并且断言信号CLK_B是具有等于T_{MIN_OFF}的宽度的脉冲(上文关于图14和15进行了讨论)。被断言的信号CLK_B接通NMOS1612，NMOS1612对电容器1610放电，从而重置振荡器信号OSC。此外，信号CLK_B的下降沿导致脉冲发生器1622断言时钟信号CLK，其中时钟信号CLK是另一个脉冲。

信号PAUSE的断言接通PMOS1608，这导致PMOS1604和PMOS 1606中的每一个关断。因此，信号PAUSE的断言禁用了对电容器充电的电流I_ch，因此电压V_oc停止向上斜坡上升。因此，在信号PAUSE被断言之前，振荡器信号OSC保持恒定在电压V_oc的最后一个值。此外，信号PAUSE的断言防止AND门1618断言信号DMAX_C，这使得在信号PAUSE被断言时，时钟信号CLK_B和CLK的生成以及电容器1610的放电被禁用。因此，当信号PAUSE被断言时，振荡器1600的操作被暂停。

图17包括六个图1700、1702、1704、1706、1708和1710，共同示出了当信号PAUSE未被断言时，振荡器1600在两个连续的开关周期1712上的操作的一个示例。图1700是电压V_OC(和振荡器信号OSC)与时间的关系，图1702是电流I_ch充电电容器1610与时间的变化，图1704是占空比信号DMAX与时间的曲线，图1706是信号PAUSE与时间的函数，图1708是时钟信号CLK与时间的关系，图1710是信号CLK_B与时间。如图17所示，在每个周期1712中，电流I_ch是恒定的，导致电压V_c上升，直到电容器1610响应于信号CLK_B的断言而放电。

图18包括六个图1800、1802、1804、1806、1808和1810，它们共同示出了当信号PAUSE被断言时，振荡器1600在两个连续的开关周期1812上的操作的一个示例。图1800、1802、1804、1806、1808和1810分别类似于图17的图1700、1702、1704、1706、1708和1710。如图18所示，信号PAUSE的断言禁用了对电容器1610充电的电流I_ch，因此电压V_oc(和振荡器信号OSC)在信号PAUSE被断言时保持恒定。此外，应当注意，信号PAUSE的断言抑制了信号CLK_B的断言，从而在信号PAUSE被断言时抑制了电容器1610的放电和时钟信号CLK的断言。

图19是电压控制模块1900的示意图，其为电压控制模块1306(图13)的一个可能实施例。然而，应当理解，电压控制模块1306可以以不同于图19的方式实现。

电压控制模块1900包括电阻器1902、电阻器1904、跨导放大器1906和滤波器电路1908。电阻器1902和电阻器1904串联电耦合在提供输出电压V_out的节点和参考电节点1910之间。跨导放大器1906的反相输入电耦合到分压器电节点1912，其中电阻器1902和电阻器1904电耦合在一起。跨导放大器1906的非反相输入电耦合到参考电压V_{ref_2}。滤波器电路1908电耦合在跨导放大器1906的输出和参考电节点1910之间。滤波器电路1908被示出为包括与电容器1916串联电耦合的电阻器1914，尽管滤波器电路1908可以根据设计选择而变化，例如实现电压控制模块1900的期望频率响应。滤波器电路1906对流出跨导放大器1906的电流I_ERR进行积分，以产生误差信号ERR。跨导放大器1906产生与分压器电节点1912处的电压和参考电压V_{ref_2}之间的差成比例的电流I_ERR。因此，输出电压V_out的幅度是(a)由电阻器1902和电阻器1904形成的分压器和(b)参考电压V_{ref_2}的函数。

特征组合

在不脱离本文范围的情况下，可以以各种方式组合上述特征。以下示例说明了一些可能的组合。

(A1)一种用于控制直流-直流(DC-DC)转换器的方法，该方法包括：在DC-DC转换器的第一开关周期中，(1)使所述DC-DC转换器以恒定频率操作模式操作，(2)确定所述DC-DC转换器的第一开关器件的占空比已经超过第一阈值，和(3)响应于所述DC-DC转换器的第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器从以所述恒定频率操作模式操作开关到以恒定关断时间操作模式操作。

(A2)在表示为(A1)的方法中，第一阈值可以是在DC-DC转换器的恒定频率操作模式下DC-DC变换器的第一开关器件的最大允许占空比。

(A3)在表示为(A1)和(A2)的方法中的任一个中，使DC-DC转换器以恒定关断时间操作模式操作可以包括改变DC-DC变换器的振荡器的操作。

(A4)在表示为(A3)的方法中，改变DC-DC转换器的振荡器的操作可以包括使得振荡器在DC-DC转换器以恒定关断时间操作模式操作的同时将振荡器信号保持在恒定值。

(A5)在表示为(A3)和(A4)的方法中的任一个中，改变DC-DC转换器的振荡器的操作可以包括延长振荡器的周期。

(A6)表示为(A1)至(A5)的方法中的任一个可以进一步包括，响应于第一开关器件的占空比越过第一阈值，改变DC-DC转换器的斜率补偿模块的操作。

(A7)在表示为(A6)的方法中，改变DC-DC转换器的斜率补偿模块的操作可以包括使得斜率补偿模块在DC-DC转换器以恒定关断时间操作模式操作时将斜率补偿信号保持在恒定值。

(A8)表示为(A1)至(A7)的方法中的任一个可以进一步包括响应于流过DC-DC转换器的电感器的电流的大小达到第二阈值，使第一开关器件在其关断状态下操作。

(A9)表示为(A1)至(A8)的方法中的任一个可以进一步包括，在DC-DC转换器的第二开关周期中，响应于在DC-DC变换器的第一开关器件开关到其关断状态之前DC-DC转换器第一开关的占空比不超过第一阈值，使DC-DC转换器在DC-DC转换器的整个第二开关周期中以恒定频率操作模式操作。

(B1)一种用于直流-直流(DC-DC)转换器的控制器，包括：(1)振荡器，被配置为生成振荡器信号、时钟信号和占空比信号，所述占空比信号指示已经超过所述DC-DC转换器的第一开关器件的最大允许占空比,(2)斜率补偿模块，被配置为至少部分地基于所述振荡器信号生成斜率补偿信号,(3)开关控制模块，被配置为至少部分地基于所述斜率补偿信号和所述时钟信号来生成控制信号以控制所述第一开关器件，和(4)模式改变模块，被配置为响应于在所述控制信号被断言的同时所述占空比信号被断言而改变所述振荡器和所述斜率补偿模块中的每一个的操作。

(B2)在表示为(B1)的控制器中，开关控制模块可以进一步被配置为至少部分地基于误差信号来产生控制信号。

(B3)表示为(B2)的控制器可以进一步包括电压控制模块，该电压控制模块被配置为至少部分地基于DC-DC转换器的电压与参考电压之间的差来产生误差信号。

(B4)在表示为(B1)至(B3)的控制器中的任何一个中，开关控制模块可以进一步被配置为基于流过DC-DC转换器的电感器的电流的大小来产生控制信号。

(B5)在表示为(B1)至(B4)的控制器中的任何一个中，DC-DC转换器的第一开关器件的最大允许占空比可以是DC-DC转换器在恒定频率操作模式下的第一开关设备的最大允许占空比。

(B6)在表示为(B1)至(B5)的控制器中的任一个中，振荡器可以被配置为使得DC-DC转换器响应于占空比信号的断言而从恒定频率操作模式开关到恒定关断时间操作模式。

(B7)在表示为(B1)至(B6)的控制器中的任何一个中，振荡器可以被配置为使得DC-DC转换器的开关频率响应于占空比信号的断言而降低。

(C1)一种直流到直流(DC到DC)转换器，包括：功率级，所述功率级包括第一开关器件；和控制器，通信地耦合到所述功率级。控制器配置为：(1)使所述DC-DC转换器以恒定频率操作模式操作,(2)确定所述第一开关器件的占空比已经超过第一阈值,和(3)响应于所述第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器从在所述恒定频率操作模式下操作开关到在恒定关断时间操作模式下操作。

(C2)在表示为(C1)的DC-DC转换器中，在恒定频率操作模式下，第一阈值可以是第一开关器件的最大允许占空比。

(C3)在表示为(C1)和(C2)的DC-DC转换器中的任一个中，功率级可以具有从由升压拓扑、降压-升压拓扑和降压拓扑组成的组中选择的拓扑。

(C4)在表示为(C1)至(C3)的DC-DC转换器中的任一个中，(1)控制器可以包括振荡器，(2)控制器可以进一步被配置为至少部分地通过改变振荡器的操作来使DC-DC转换器在恒定关断时间操作模式下操作。

(C5)在表示为(C4)的DC-DC转换器中，改变振荡器的操作可以包括禁用对电容器充电的电流源。

(C6)在表示为(C4)和(C5)的DC-DC转换器中的任一个中，改变振荡器的操作可以包括延长振荡器的周期。

(C7)在表示为(C1)到(C3)的DC到DC转换器中的任一个中，(1)控制器可以包括斜率补偿模块，(2)控制器可以进一步被配置为响应于第一开关器件的占空比超过第一阈值而改变斜率补偿模块的操作。

(C8)在表示为(C7)的DC到DC转换器中，(1)控制器可以进一步包括向斜率补偿模块提供振荡器信号的振荡器，以及(2)控制器可以被进一步配置为通过改变振荡器的操作来改变斜率补偿模块的操作。

在不脱离本文范围的情况下，可以对上述方法、装置和系统进行改变。因此应当注意，包含在上述描述中并在附图中示出的内容应当被解释为说明性的，而不是限制性的。以下权利要求旨在涵盖本文所述的一般和特定特征，以及本方法和系统的范围的所有陈述，作为语言问题，这些陈述可以被认为落在它们之间。

Claims (20)

1.一种用于控制直流-直流(DC-DC)转换器的方法，所述方法包括在所述DC-DC转换器的第一开关周期中：

使所述DC-DC转换器以恒定频率操作模式操作；

确定所述DC-DC转换器的第一开关器件的占空比已经超过第一阈值；和

响应于所述DC-DC转换器的第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器从以所述恒定频率操作模式操作开关到以恒定关断时间操作模式操作。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一阈值是所述DC-DC转换器的第一开关器件在所述DC-DC转换器的恒定频率操作模式下的最大允许占空比。

3.根据权利要求1所述的方法，其中使所述DC-DC转换器在所述恒定关断时间操作模式下操作包括改变所述DC-DC转换器的振荡器的操作。

4.根据权利要求3所述的方法，其中改变所述DC-DC转换器的振荡器的操作包括使所述振荡器在所述DC-DC转换器在所述恒定关断时间操作模式下操作时将振荡器信号维持在恒定值。

5.根据权利要求3所述的方法，其中改变所述DC-DC转换器的振荡器的操作包括延长所述振荡器的周期。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括：响应于所述第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，改变所述DC-DC转换器的斜率补偿模块的操作。

7.根据权利要求6所述的方法，其中改变所述DC-DC转换器的斜率补偿模块的操作包括：当所述DC-DC转换器在所述恒定关断时间操作模式下操作时，使所述斜率补偿模块将斜率补偿信号维持在恒定值。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括响应于流过所述DC-DC转换器的电感器的电流的大小达到第二阈值，使所述第一开关器件在其关断状态下操作。

9.根据权利要求1所述的方法，还包括：在所述DC-DC转换器的第二开关周期中，响应于在所述DC-DC转换器的第一开关器件开关到其关断状态之前所述DC-DC转换器的第一开关的占空比不超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器在所述恒定频率操作模式下操作所述DC-DC转换器的整个第二开关周期。

10.一种用于直流-直流(DC-DC)转换器的控制器，所述控制器包括：

振荡器，被配置为生成振荡器信号、时钟信号和占空比信号，所述占空比信号指示已经超过所述DC-DC转换器的第一开关器件的最大允许占空比；

斜率补偿模块，被配置为至少部分地基于所述振荡器信号生成斜率补偿信号；

开关控制模块，被配置为至少部分地基于所述斜率补偿信号和所述时钟信号来生成控制信号以控制所述第一开关器件；和

模式改变模块，被配置为响应于在所述控制信号被断言的同时所述占空比信号被断言而改变所述振荡器和所述斜率补偿模块中的每一个的操作。

11.根据权利要求10所述的控制器，其中所述开关控制模块还被配置为至少部分地基于误差信号来生成所述控制信号。

12.根据权利要求11所述的控制器，还包括电压控制模块，所述电压控制模块被配置为至少部分地基于所述DC-DC转换器的电压与参考电压之间的差来生成所述误差信号。

13.根据权利要求10所述的控制器，其中所述开关控制模块还被配置为基于流过所述DC-DC转换器的电感器的电流的大小来生成所述控制信号。

14.根据权利要求10所述的控制器，其中所述DC-DC转换器的第一开关器件的最大允许占空比是在所述DC-DC转换器的恒定频率操作模式下所述DC-DC转换器的第一开关器件的最大允许占空比。

15.根据权利要求10所述的控制器，其中所述振荡器被配置为使得所述DC-DC转换器响应于所述占空比信号的断言而从恒定频率操作模式开关到恒定关断时间操作模式。

16.根据权利要求10所述的控制器，其中所述振荡器被配置为使得所述DC-DC转换器的开关频率响应于所述占空比信号的断言而降低。

17.一种直流到直流(DC到DC)转换器，包括：

功率级，所述功率级包括第一开关器件；和

控制器，通信地耦合到所述功率级，所述控制器被配置为：

使所述DC-DC转换器以恒定频率操作模式操作，

确定所述第一开关器件的占空比已经超过第一阈值，以及

响应于所述第一开关器件的占空比超过所述第一阈值，使所述DC-DC转换器从在所述恒定频率操作模式下操作开关到在恒定关断时间操作模式下操作。

18.根据权利要求17所述的DC-DC转换器，其中所述第一阈值是在所述恒定频率操作模式下所述第一开关器件的最大允许占空比。

19.根据权利要求17所述的DC-DC转换器，其中所述功率级具有从由升压拓扑、降压-升压拓扑和降压拓扑组成的组中选择的拓扑。

20.根据权利要求17所述的DC-DC转换器，其中：

所述控制器包括振荡器；和

所述控制器还被配置为至少部分地通过改变所述振荡器的操作来使所述DC-DC转换器在所述恒定关断时间操作模式下操作。