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CN110098737A - 使用脉冲频率调制和电流模式控制的开关转换器 - Google Patents

使用脉冲频率调制和电流模式控制的开关转换器 Download PDF

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CN110098737A CN201910081844.6A CN201910081844A CN110098737A CN 110098737 A CN110098737 A CN 110098737A CN 201910081844 A CN201910081844 A CN 201910081844A CN 110098737 A CN110098737 A CN 110098737A
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Abstract

本文公开了使用脉冲频率调制和电流模式控制的开关转换器。本文中描述了一种电路。根据一个实施例，该电路包括功率转换电路，该功率转换电路包括电感器并且被配置为根据至少一个开关信号将输入电压转换为输出电压。该电路进一步包括：第一电流感测电路，被配置为生成表示电感器电流的电流感测信号；电压感测电路，被配置为生成表示输出电压的电压感测信号；以及开关控制器，包括被配置为生成表示参考电压与电压感测信号之间的差的误差信号的误差放大器。开关控制器进一步包括振荡器电路，其被配置为针对功率转换电路的脉冲频率调制(PFM)操作而生成开关信号作为具有取决于误差信号和电流感测信号的脉冲重复频率的脉冲序列。

Description

使用脉冲频率调制和电流模式控制的开关转换器
技术领域
本公开涉及诸如DC/DC降压转换器等开关转换器领域。
背景技术
开关转换器通常以不同的操作模式操作，这取决于一个或多个参数，诸如输入电压、输出电压和输出电流(即，负载)。不同的操作模式在控制通过开关转换器的电感器(扼流圈)的电流的电子开关的开关控制方面是不同的。开关转换器可以以连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)操作。在CCM中，电感器电流连续通过电感器而不会降至零，而在DCM中，电感器电流具有不连续的波形，因为电流在每个开关周期中降至零。
电子开关的开关操作由触发电子开关的激活/去激活的开关信号来被确定。开关信号是逻辑信号(即，仅采用逻辑高电平或逻辑低电平)，而不能使用不同的调制方案进行调制以便调节例如输出电压或输出电流。常见的调制方案是脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)。当使用PWM时，通过在每个开关周期中调节开关信号的导通时间(即，脉冲宽度)来调节开关信号的占空比，而开关频率是恒定的。当使用PFM时，通过调节开关信号的脉冲的时间位置来调节开关频率，而脉冲宽度(即，开关周期中的导通时间)是恒定的。
CCM和DCM两种模式都可以与调制方案PWM和PFM中的一种进行组合。在该示例中，可以区分四种操作模式，即，PFM-DCM、PWM-DCM、PWM-CCM和PFM-CCM。对于特定操作点的不同操作模式(例如，对于输入电压、输出电压、输出电流的特定组合)，功率转换的可实现效率可以是不同的。此外，一些操作模式可能不适合于特定范围的操作模式。为了优化效率，已经开发了被配置为在两种或更多种不同的操作模式中操作的多模式开关转换器。监测开关转换器的操作点，并且如果达到模式切换条件，则改变操作模式。
在某些操作模式中，可能会出现稳定性问题，而使用PWM-CCM时通常可以确保稳定操作。然而，特别地，PFM-CCM可能在特定范围的操作点(诸如具有高输入电压(与输出电压相比)和高输出电流(高负载)的操作点)中引起开关控制器的不期望的行为。
发明内容
本文中描述了一种电路。根据一个实施例，该电路包括功率转换电路，该功率转换电路包括电感器并且被配置为根据至少一个开关信号将输入电压转换为输出电压。该电路进一步包括：第一电流感测电路，其被配置为生成表示电感器电流的电流感测信号；电压感测电路，其被配置为生成表示输出电压的电压感测信号；以及开关控制器，其包括被配置为生成表示参考电压与电压检测信号之间的差的误差信号的误差放大器。开关控制器进一步包括振荡器电路，其被配置为针对功率转换电路的脉冲频率调制(PFM)操作生成开关信号作为具有取决于误差信号和电流感测信号的脉冲重复频率的脉冲序列。
此外，本文中描述了一种方法。根据一个实施例，该方法包括感测功率转换电路处的输出电压并且提供相应的电压感测信号，感测指示通过功率转换电路的电感器的电感器电流的电流并且提供相应的电流感测信号，以及基于电压感测信号和参考电压确定误差信号。该方法进一步包括使用振荡器生成至少一个脉冲频率调制的开关信号，该振荡器针对功率转换电路的脉冲频率调制(PFM)操作生成开关信号作为具有取决于误差信号和电流感测信号的脉冲重复频率的脉冲序列。
附图说明
参考以下附图和描述可以更好地理解本发明。图中的部件不一定按比例绘制；相反，重点在于说明本发明的原理。在附图中，相同的附图标记表示相应的部分。在附图中：
图1是示出调节输出电压与电感器电流(电流模式控制)的降压转换器的一个通用示例的电路图。
图2是示出用于PWM操作的开关控制器的一个示例的电路图。
图3是示出用于PFM操作的开关控制器的一个示例的电路图。
图4是示出用于具有电流反馈的PFM操作的开关控制器的一个实施例的电路图。
图5示出了使用跨导放大器的图5的通用示例的一个示例性实现。
图6示出了图4的示例的一个变型，根据该变型可以针对低开关频率而去激活电流反馈。
图7示出了过频率检测器的一个示例性实施例，其可以用于在图6的示例中针对较高频率而激活电流反馈。
图8示出了多模式开关转换器的一个示例性实施例，其中开关控制器组合图2和图4的示例的功能。
图9包括在图8的示例中使用的单触发单稳态多谐振荡器的两个示例。
图10是图8的示例的变型，其中测量通过晶体管桥的晶体管电流而不是电感器电流。
具体实施方式
图1是示出降压转换器的一个通用示例的电路图。然而，应当理解，本文中描述的概念可以容易地应用于其他开关转换器拓扑，诸如反激转换器、降压升压转换器、升压转换器拓扑等。
在本示例中，降压转换器包括开关电路，开关电路连接在输入电路节点NIN与参考节点GND之间。在输入电路节点NIN与参考节点GND之间施加有输入电压VIN，参考节点GND通常处于参考电位VGND(例如，地电位)。在本示例中，开关电路被实现为由高侧晶体管THS和低侧晶体管TLS组成的晶体管半桥。两个晶体管TLS和THS串联连接在开关电路的输出电路节点NB处。在本示例中，两个晶体管TLS和THS被实现为MOS晶体管(MOSFET)。然而，也可以采用任何其他类型的晶体管。在一些示例中，可以使用二极管代替低侧晶体管TLS。
开关转换器进一步包括电感器LO，电感器LO连接在开关电路(例如，晶体管半桥)的输出电路节点NB与开关转换器的输出电路节点NO(简称为输出)之间，在输出电路节点NO处提供输出电压VOUT。根据本示例，输出电容器CO连接在开关转换器的输出NO与参考电路节点GND(例如，接地节点)之间以便缓冲输出电压VO。通常，开关电路被配置为将输入电压VIN和参考电压VGND交替地施加到由电感器LO和电容器CO组成的LC电路。
开关电路的开关操作可以由一个或多个开关信号确定，这些开关信号由开关控制器10生成。在图1的本示例中，被提供给高侧晶体管THS的开关信号表示为SON，而提供给低侧晶体管的开关信号表示为注意，信号基本上是信号SON的反转版本(除了小的死区时间)。在其他实现中，单个开关信号SON可能是足够的，例如，因为开关电路仅包括一个有源电子开关或用于将开关信号SON分发给两个或更多个电子开关的电路装置。注意，在一些特定操作模式(例如，DCM突发模式)中，半桥的两个晶体管可以同时暂时关断以避免输出电容器CO的放电。
脉冲宽度调制(PWM)在开关转换器领域中是已知的，并且因此开关信号的生成仅在此简要概述。通常，开关信号SON具有表示为fSW的恒定频率，而开关信号SON的导通时间TON在每个开关周期中被调节。导通时间TON与开关周期TSW＝fSW -1之间的比率通常称为占空比。换言之，开关信号的占空比在每个开关周期中被更新以便调节输出电压或输出电流，而开关周期TSW基本上恒定。开关频率fSW可以由可以由振荡器OSC生成的时钟信号SCLK来被确定。振荡器OSC可以使用诸如张弛振荡器电路等任何已知的振荡器电路来实现。
开关转换器中常用的另一种调制技术是脉冲频率调制(PFM)。当使用PFM时，开关信号SON的导通时间TON基本上恒定，并且开关频率fSW由开关控制器调节，使得输出电压VO保持在期望的设定点值或接近期望的设定点值。
为了调节输出电压，开关控制器需要有关输出电压VO的一些信息。因此，该电路可以包括电压感测电路VS，其被配置为直接或间接地感测输出电压VO并且提供指示实际输出电压VO(电压反馈)的相应电压感测信号VVS。根据一个具体示例，电压感测电路可以实现为简单的分压器。然而，在其他示例中，可以使用更复杂的电压感测电路。在一些操作模式中，开关控制器10可以实现所谓的电流模式控制，对于电流模式控制，使用电流反馈。因此，开关控制器可以包括电流感测电路CS，其被配置为直接或间接地感测电感器电流iL并且提供指示实际电感器电流iL的相应电流感测信号VCS。在一个简单示例中，电流感测电路可以包括电流感测电阻器。在其他示例中，可以使用诸如所谓的感测FET布置等的更复杂的电流感测电路来感测电流。
图2示出了开关控制器10的一个示例性实现，其中仅示出了在PWM操作期间用于电流模式控制并且与以下说明相关的那些部件。如图2所示，电流模式控制利用两个反馈回路，即，电流反馈以及电压反馈。基本上，第一(内部)控制回路调节电感器电流iL。针对电流控制的(峰值)电流设定点(参见图1，误差信号VE)由第二(外部)控制回路确定，并且被设置为使得输出电压VO稳定在期望的电压设定点。
在图2的示例中，开关控制器10包括在设置输入S处接收时钟信号SCLK的RS触发器FF1。因此，在RS触发器FF1的输出Q处提供的开关信号SON有规律地并且与时钟信号SCLK同步地被设置为高信号电平。RS触发器FF1在复位输入R处接收复位信号SOFF，其中复位信号SOFF指示(通过在复位输入R处施加高电平)电感器电流iL达到电流设定点的时刻。电感器电流iL由电流感测信号VCS表示，并且电流设定点由电流水平或误差信号VE表示。开关控制器10包括比较器K1，其被配置为将电流感测信号VCS与误差信号VE进行比较。在本示例中，该比较被实现为使得比较器K1实际上将差VE-VCS与参考电位(例如，0伏)进行比较。每当电流感测信号VCS达到误差信号VE的电流水平(并且因此差VE-VCS变为零)时，比较器K1发信号通知RS触发器FF1将开关信号SON复位为低信号电平。在输出处提供反相开关信号在本示例中，差VE-VCS是从减法块13获取的。RS触发器FF1与比较器K1相结合基本上作为占空比控制电路进行操作；RS触发器在每个开关周期中被设置，而复位(并且因此占空比)由比较器K1触发。应当理解，实现图2的通用电路的功能的很多不同方式同样是已知的。
所提到的误差信号VE(即，针对内部控制回路的电流设定点)在误差放大器EA的输出处提供，误差放大器EA被配置为放大控制误差VVS-VREF，其中VVS是表示输出电压VOUT的电压感测信号，并且VREF是表示针对外部控制回路的电压设定点的参考电压。可选地，积分器和/或回路滤波器可以耦合在误差放大器EA与比较器K1之间。
综上所述，在PWM-CCM中，开关控制器10利用两个反馈回路，其中第一反馈回路由电流感测电路CS和比较器K1形成，并且第二反馈回路由电压感测电路VS和误差放大器EA形成。第一反馈回路是用于控制电感器电流iL的控制回路的一部分，而第二反馈回路是用于控制输出电压VO的控制回路的一部分。
如上所述，PWM-CCM在某些情况下可能不适合。例如，当开关转换器仅加载有非常轻的负载(输出电流低)时或者当比率VIN/VO高时，到PFM-DCM或PFM-CCM(或其他模式，诸如Bust模式)的模式切换可能是必要的以便能够保持输出电压调节。由于多模式开关控制器已知，因此本文中不详细讨论模式切换条件。
在图3中示出了以PFM-CCM模式进行操作的开关控制器的一个示例，其中为了使图示简单，仅示出了与以下说明相关的那些部件。因此，仅示出了用于PFM控制的开关控制器10的那些部分。可以理解，用于PWM控制的电路部件和用于PFM操作的电路部件、以及用于触发模式切换等的其他电路装置都可以被包括在开关控制器10中。
根据图3，开关电路(晶体管半桥)、电感器LO、输出电容器CO、电压感测电路VS和误差放大器EA与图2的示例中的相同。然而，开关控制器的配置与先前示例不同。因此，误差放大器EA的输出信号VE(误差信号)通过(反相)积分器INT进行积分，并且通过比较器K2将积分的误差信号与阈值VX(其在本示例中可以是0伏)进行比较。比较器K2的输出耦合到单稳态触发器MF1，其被配置为生成具有定义的(和恒定的)脉冲长度TON,min的脉冲。
响应于比较器K2检测到积分的误差信号已经达到提供给比较器K2的阈值VX而生成脉冲。这样，开关信号中的脉冲的脉冲长度(导通时间TON,min)是固定的，其中开关频率fSW(脉冲重复频率)根据所测量的误差信号VE而变化。如在图1的先前示例中，开关信号SON被提供给高侧晶体管THS，并且反相开关信号被提供给半桥的低侧晶体管TLS。注意，积分器INT和比较器K2与针对积分器INT提供复位信号RESINT的单稳态触发器MF1相结合可以被看作是一种压控振荡器(VCO)，其在图3中表示为VCO 11。输入电压VE越高，积分器输出电压VI的斜率越陡，并且因此单稳态触发器MF1的输出处的脉冲(信号SON)的脉冲重复频率(开关频率fSW)越高。在每个开关周期中，积分时间在导通时间TON,min结束时重新开始。
从图3中可以看出，在传统的PFM操作期间仅使用一个反馈回路；电流感测电路CS在PFM操作模式中不被使用。每当积分的误差信号VE达到特定阈值VX时，图3所示的控制结构基本上生成开关信号的一个脉冲。然而，在一些操作点(例如，当经历输出电流阶跃时)，图3的示例中使用的控制概念可能导致不稳定性；这些不稳定性可能引起输出信号VO中的噪声/振荡增加，这在一些应用中是不期望的。
图4是具有开关控制器10的开关转换器，其与如图3所示的先前示例的开关控制器类似。同样，仅示出了在PFM操作中使用并且与以下解释相关的那些电路部件。本质上，图4的电路与图3的电路相同，具有一个显著的改善，该改善能够在PFM操作期间进行一种电流模式控制。与图4的先前示例相比，开关控制器10使用包括电流感测电路CS(参见图1)的附加电流反馈回路，其中电流感测信号VCS与在误差放大器EA的输出处提供的误差信号VE相结合(例如，从中减去)。因此，(反相)积分器INT接收差信号VE-VCS并且对其进行积分(并且改变符号)；所得到的积分信号VI在积分器INT的输出处被提供，并且如先前示例中被提供给比较器K2。除了该附加反馈回路之外，图4的电路与图3中的相同，并且参考上面的相应说明。积分器INT和比较器K2与针对积分器INT提供复位信号RESINT的单稳态触发器MF1相结合可以被看作是一种压控振荡器(VCO)，其在图4中表示为VCO 11'。输入电压VE越大，积分器输出电压VI的斜率越陡，并且因此单稳态触发器MF1的输出处的脉冲(信号SON)的脉冲重复频率(开关频率fSW)越高。与图3的先前示例不同，VCO11'不是纯电压控制的，而是还接收电流反馈，这提高了闭合控制回路的稳定性并且避免了输出节点处的振荡/振铃。
图5示出了图4的通用示例的一个示例性实现。因此，误差放大器EA被实现为跨导放大器，该跨导放大器具有耦合到其输出的电阻器(或通常是阻抗)ZC；误差放大器EA的输出电流iE与差VREF-VVS成比例，并且因此指示与输出电压VO有关的控制误差。电流iE通过阻抗ZC并且引起电压降VE(误差信号)。阻抗ZC可以包括用于漂移补偿的电容器。
差VE-VCS的积分(参见图4)由跨导放大器A1和A2以及电容器CINT实现。因此，跨导放大器A1将误差信号VE转换为电流iEC，并且跨导放大器A2将电流感测信号VCS转换为(负)电流iCS(即，跨导放大器A2作为电流宿进行操作)。跨导放大器A1和A2的输出在电路节点NINT处连接到电容器CINT，使得电流iE和iCS叠加并且差电流iE-iCS通过电容器CINT。因此，跨电容器的电压降VI是
其中g1和g2分别表示跨导放大器A1和A2的跨导。开关SW与电容器CINT并联连接，并且被配置为响应于由单稳态触发器MF1生成的脉冲而对其放电。因此，在每个周期中，开关在导通时间TON,min结束时断开，并且差电流iE-iCS在(可变)关断时间TOFF期间被积分(积分时间t＝0…TOFF)。一旦跨电容器CINT的电压降VI达到单稳态触发器MF1的触发阈值，由单稳态触发器MF1就会生成另一脉冲，并且关断时间TOFF结束。因此，总开关周期TSW是TON,min+TOFF，其中导通时间TON,min是恒定的，并且关断时间TOFF取决于反馈信号(电流感测信号VCS和电压感测信号VVS)的电平。除了开关控制器10的具体实现之外，图5的电路与先前示例中的相同，并且参考上面的相应说明。
图6示出了图4所示的示例的修改/改善。与图4的示例相比，本示例包括过频率检测电路OFD，该过频率检测电路OFD接收开关信号SON(或反相信号)并且被配置为检测开关信号SON的开关频率fSW是否已经降至低于频率阈值fTH。如果开关频率fSW低于频率阈值fTH(fSW<fTH)，则过频率检测电路OFD例如使用开关SWOF来断开电流反馈回路。因此，开关SWOF可以布置在电流感测电路CS与提供差VE-VCS的减法器电路之间，并且被配置为根据由过频率检测电路OFD提供的过频率信号来将电流感测电路CS与减法电路连接和断开。可替代地，可以去激活电流感测电路CS，这可以根据电流感测电路CS的实现以各种方式来实现。
此外，在本示例中，电流感测电路CS感测通过低侧晶体管TLS的电流，而在先前示例中，替代地使用通过电感器LO的电流iL。然而，由于仅在关断时间期间，即，当高侧晶体管THS关断并且低侧晶体管TLS导通时，需要电流信息，因此在(恒定)导通时间TON,min期间没有可用的电流信息并不重要。
如上所述，电流反馈可以有助于提高稳定性并且避免输出节点NO处的振荡/振铃。然而，当开关转换器在PFM-CCM中操作时，不稳定性主要出现在较高的输出电流下。因此，当开关转换器在PFM-DCM中操作时，在较低输出电流下不需要电流反馈。断开/去激活电流感测电路CS允许在具有低负载(并且因此低输出电流)的操作状态中减少静态电流消耗，并且因此在具有低负载的操作期间提高效率。
图7示出了过频率检测电路OFD的一个示例性实现。应当理解，由过频率检测电路OFD提供的功能可以以各种其他方式实现。在所描绘的示例中，过频率检测电路OFD包括电容器COF，其中跨电容器的电压表示为VOF。电容器耦合在可以具有滞后的比较器KH的输入与参考电位(例如，接地电位)之间。电容器COF经由电子开关SWOF耦合到电流源Q1，电子开关SWOF根据开关信号SON被激活和去激活(参见图6)。此外，电容器COF连接到电流宿Q2，电流宿Q2在整个开关周期TSW＝1/fSW中吸收恒定电流i2，而电流源Q1仅在导通时间TON期间源送电流i1。当施加到电容器的净电荷为零时，对于fSW＝fTH，电容器电荷处于稳定状态，即
因此，一旦开关频率超过频率阈值fTH，电容器电压VOF将上升(直到电流源饱和)：
当上述条件为真时，电容器电压VOF将快速达到比较器KH的触发阈值，并且比较器输出信号SOF可以指示电流感测电路CS的(重新)激活(参见图6)。
图4至图6的示例涉及利用PFM(例如，PFM-DCM或PFM-CCM)进行操作的开关转换器和到压控振荡器(参见VCO 11和图4至图6)的电流反馈，而图2的示例涉及传统的PWM操作。这两个概念可以相结合；所得到的开关转换器是一个多模式转换器，其自动地从PFM操作改变为PWM操作，反之亦然。图8示出了这种多模式开关控制器的一个示例性实现，并且基本上是图2和图4的示例的组合，其中压控振荡器(VCO)11”在PWM操作期间接管振荡器OSC(参见图2)的功能。在PFM操作期间(在轻负载时)，VCO 11'提供可变频率fSW，该频率随着误差信号VE增加而增加(对于给定电流iL)。VCO 11”基本上与图4的先前示例中的相同。然而，输出比较器K2与定时电路12(而不是先前示例中使用的单稳态触发器MF1)连接，这确保了输出信号SP满足特定的最小导通时间TON,min以及特定的最小关断时间TOFF,min。因此，定时电路12可以被视为一种单触发单稳态触发器，其在被触发时在其输出处生成具有脉冲长度TON,min(导通时间)的脉冲，其中重新触发在脉冲之后经过最小关断时间TOFF,min之前是不可能的。因此，最小开关周期是TON,min+TOFF,min，并且相应的最大开关频率fSW,max是1/TSW,min。因此，VCO 11”的开关频率限于最大开关频率fSW,max。
当在PFM操作中，开关频率fSW达到最大开关频率fSW,max时(例如，因为所需要的输出功率增加)，PFM操作“自动”停止并且输出电压调节使用PWM继续进行，并且占空比使用比较器K1来改变，如图2的示例中那样。由此，选择参数fSW,max和TON,min使得PFM与PWM之间的平滑过渡(反之亦然)得到保证。
在图8的电路中，当在PFM中操作时，RS触发器FF1实际上是中性的(透明的)。定时电路12(单触发单稳态触发器)确保了RS触发器FF1保持设置状态最小导通时间TON,min，并且比较器K1在最小导通时间TON,min之后引起RS触发器FF1的立即复位。在PWM操作中(在最大开关频率fSW,max下)，RF触发器FF1具有与图2的示例中基本上相同的功能，即，它与比较器K1相结合进行操作作为占空比控制电路。也就是说，RF触发器FF1在每个开关周期中被定期地设置，并且在电流反馈信号VCS达到误差信号VE的电平时被复位，如图2的示例中那样，从而调节开关信号SON的占空比，而开关频率fSW处于其最大值fSW,max。
当在PWM操作(同时fSW＝fSW,max)中，占空比变得很小以至于导通时间TON达到最小导通时间TON,min(例如，因为所需要的输出功率减小)时，输出信号VO的电平将(略微)增加，因为占空比不能再减少。这导致较低水平的误差信号VE(或甚至VE变为负)，这引起VCO 11”将开关频率fSW降至低于最大频率fSW,max，同时保持最小导通时间TON,min。PWM操作“自动”停止，并且另外的操作在PFM中继续。如上所述，在PFM操作期间，RS触发器FF1实际上没有效果(即，中性/透明)；VCO 11”保持RS触发器设置至少最小导通时间TON，而比较器K1在最小导通时间TON之后几乎立即复位RS触发器。
图9的图(a)和(b)示出了定时电路12的两个示例。根据图9的图(a)的示例，定时电路12包括具有复位输入RES的单触发单稳态触发器MF2。一旦被信号SP触发(参见图8)，单触发单稳态触发器MF2不能被重新触发直到其被复位。复位信号是单稳态触发器MF2的输出信号的延迟版本，其中延迟TSW,min由耦合在单稳态触发器的输出与其复位输入RES之间的延迟电路D1完成。因此，复位在触发单稳态触发器MF2之后发生一段时间TSW,min。关于未结合图9讨论的电路部件，参考上面对图2和图4的描述。
根据图9的图(b)的示例，定时电路12包括由信号SP(参见图8)设置的RS触发器FF2。在导通时间TON,min之后，RS触发器FF2的输出被消隐，从而在定时电路12的输出处生成脉冲长度为TON,min的脉冲。可以使用诸如延迟元件D2(延迟TON,min)和AND门G1等任何传统电路装置来生成脉冲，其中AND门G1的非反相输入连接到RS触发器FF2的输出，并且AND门G1的反相输入经由延迟元件D2耦合到RS触发器FF2的输出。定时电路12的输出信号在AND门G1的输出处提供。在RS触发器FF2复位之前，定时电路12的任何重新触发都没有效果。复位通过反相器G3、AND门G2和延迟电路D3(延迟TOFF,min)完成。AND门G1的输出由反相器G3反相，并且由延迟电路D3延迟。反相信号被提供给AND门G2的非反相输入，并且延迟的反相信号被提供给AND门G2的反相输入。因此，AND门G2生成复位脉冲，该复位脉冲相对于由AND门G1生成的输出脉冲被延迟TOFF,min。
应当理解，存在很多其他选项用于实现由图9所示的示例性电路提供的功能。实际实现可以取决于所使用的半导体技术。
图10示出了当以PFM进行操作时具有改进的调节的多模式开关转换器的另一示例。除了电流感测的实现之外，图10的电路与图8的先前示例基本上相同。虽然在先前示例中，电感器电流iL是在半桥的输出处测量的，但是本示例分别感测通过半桥的高侧晶体管THS和低侧晶体管TLS的晶体管电流iHS和iLS。例如，这允许使用共同感测FET电路来进行电流感测。从图10中可以看出，电感器电流iL等于在导通时间期间通过高侧晶体管THS的电流iHS，该电流由电流感测电路CS'(电流感测信号VCS')测量。类似地，电感器电流iL等于在关断时间期间通过低侧晶体管TLS的电流iLS，该电流由电流感测电路CS(电流感测信号VCS)测量。
由于VCO 11”的积分器INT仅在关断时间期间有效，因此表示电流iLS的电流感测信号VCS用作VCO 11”中的电流反馈信号，并且电流感测信号VCS被提供给减法器电路13，如先前示例中那样。在PWM下，占空比调节(比较器K1)仅在导通时间期间有效，并且因此电流感测信号VCS'被提供给减法器电路13'，减法器电路13'提供差VE-VCS'，差VE-VCS'被提供给比较器K1。特别地，当使用单独的电流感测电路来感测通过高侧晶体管THS和低侧晶体管TLS的电流时，可能有利的是，在PFM操作期间，当开关频率fSW降至阈值频率fTH以下(fSW<fTH)时去激活电流感测电路CS。此外，电流感测电路CS'在PFM操作期间不需要并且可以被去激活。这样，图6的示例的过频率检测器电路OFD也可以用在图10的本示例中，以便在非常轻的负载下减少静态电流消耗，因为在这样的操作状态中，不需要电流反馈VCS来提高稳定性。这样，可以通过选择性地去激活电流感测电路CS(当在PFM中操作并且fSW<fTH时)和电流感测电路CS'(在PFM中操作时)来提高效率。
尽管已经关于一个或多个实现说明和描述了本发明，但是在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下，可以对所示的实施例进行改变和/或修改。特别是关于由上述部件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有说明，否则用于描述这样的部件的术语(包括对“装置”的引用)旨在对应于执行所描述的部件的指定功能的任何部件或结构(例如，功能上等同的)，即使在结构上不等同于执行本文中在本发明的示例性实现中说明的功能的所公开的结构。

Claims (20)

1.一种电路，包括：
功率转换电路，包括电感器(LO)，并且被配置为根据至少一个开关信号(SON)将输入电压(VIN)转换为输出电压(VO)；
第一电流感测电路(CS)，被配置为生成表示电感器电流(iL)的电流感测信号(VCS)；
电压感测电路(VS)，被配置为生成表示所述输出电压(VO)的电压感测信号(VVS)；
开关控制器，包括：
误差放大器(EA)，被配置为生成表示参考电压(VREF)与所述电压感测信号(VVS)之间的差的误差信号(VE)；
振荡器电路(11'，11”)，被配置为针对所述功率转换电路的脉冲频率调制(PFM)操作生成所述开关信号(SON)作为具有脉冲重复频率(fSW)的脉冲序列，所述脉冲重复频率(fSW)取决于所述误差信号(VE)和所述电流感测信号(VCS)。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述开关控制器进一步包括：
过频率检测器电路(OFD)，耦合到所述振荡器电路(11'，11”)并且被配置为检测所述脉冲重复频率(fSW)何时达到或超过频率阈值(fTH)，
其中所述第一电流感测电路(CS)被配置为当所述过频率检测器电路(OFD)指示所述脉冲重复频率(fSW)已经达到或超过所述频率阈值(fTH)时被激活，否则被去激活。
3.根据权利要求1或2所述的电路，
其中所述脉冲重复频率(fSW)取决于所述误差信号(VE)与所述电流感测信号(VCS)之间的差(VE-VCS)。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电路，
其中所述振荡器电路(11'，11”)包括与所述误差放大器(EA)和所述电流感测电路(CS)耦合的积分器(INT)。
5.根据权利要求4所述的电路，
其中所述积分器(INT)被配置为对表示所述误差信号(VE)与所述电流感测信号(VCS)之间的差的信号进行积分。
6.根据权利要求4或5所述的电路，
其中所述积分器包括电容器(CINT)，所述电容器(CINT)接收表示所述误差信号(iEC)与所述电流感测信号(iCS)之间的差的差电流(iD)。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的电路，
其中所述振荡器电路(11'，11”)进一步包括脉冲发生电路，所述脉冲发生电路在所述积分器(INT)的下游耦合到所述积分器(INT)，并且被配置为响应于所述积分器的输出超过特定阈值(VX)而生成所述开关信号(SON)的脉冲。
8.根据权利要求7所述的电路，
其中所述积分器被配置为响应于所述开关信号(SON)的每个脉冲而被复位。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的电路，
其中所述脉冲重复频率(fSW)限于最大开关频率(fSW,max)。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述开关控制器进一步包括：
占空比控制电路，被配置为在所述脉冲重复频率(fSW)等于所述最大开关频率(fSW,max)时针对脉冲宽度调制(PWM)操作根据所述误差信号(VE)来修改所述开关信号(SON)的导通时间。
11.根据权利要求10所述的电路，
其中所述占空比控制电路包括触发器，所述触发器耦合到所述振荡器电路(11，11')并且被配置为响应于每个脉冲而被设置并且根据所述误差信号(VE)而被复位。
12.根据权利要求10或11所述的电路，
其中所述占空比控制电路被配置为根据所述误差信号(VE)并且进一步根据所述电感器电流(iL)而修改所述开关信号(SON)的导通时间。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的电路，
其中所述功率转换电路包括连接在被配置为接收所述输入电压(VIN)的输入端子与可操作地被提供有参考电位的另外的端子之间的高侧开关(THS)和低侧开关(TLS)的串联电路；所述高侧开关(THS)和所述低侧开关(TLS)的公共电路节点与所述电感器(LO)耦合，使得所述电感器电流(iL)经由所述高侧开关(THS)或所述低侧开关(TLS)来被提供。
14.根据权利要求13所述的电路，
其中所述第一电流感测电路(CS)被配置为感测通过所述低侧开关(TLS)的电流。
15.根据权利要求1至12中任一项所述的电路，
其中所述功率转换电路包括连接在被配置为接收所述输入电压(VIN)的输入端子与可操作地被提供有参考电位的另外的端子之间的高侧开关(THS)和低侧开关(TLS)的串联电路；所述高侧开关(THS)和所述低侧开关(TLS)的公共电路节点与所述电感器(LO)耦合，使得所述电感器电流(iL)经由所述高侧开关(THS)或所述低侧开关(TLS)来被提供，
其中所述电路进一步包括第二电流感测电路(CS')，所述第二电流感测电路(CS')被配置为感测通过所述高侧开关(THS)的电流并且生成相应的第二电流感测信号(VCS')，以及
其中所述占空比控制电路被配置为根据所述误差信号(VE)与所述第二电流感测信号(VCS')之间的差来修改所述开关信号(SON)的导通时间。
16.一种方法，包括：
感测功率转换电路处的输出电压(VO)并且提供相应的电压感测信号(VVS)；
感测指示通过所述功率转换电路的电感器(LO)的电感器电流(iL)的电流并且提供相应的电流感测信号(VCS)；
基于所述电压感测信号(VVS)和参考电压(VREF)确定误差信号(VE)；
使用振荡器(11')生成至少一个脉冲频率调制的开关信号(SON)，所述振荡器(11')针对所述功率转换电路的脉冲频率调制(PFM)操作生成所述开关信号(SON)作为具有脉冲重复频率(fSW)的脉冲序列，所述脉冲重复频率(fSW)取决于所述误差信号(VE)和所述电流感测信号(VCS)。
17.根据权利要求16所述的方法，进一步包括：
检测所述脉冲重复频率(fSW)何时达到或超过频率阈值(fTH)，
其中所述电流感测信号(VCS)由第一电流感测电路(CS)提供，所述第一电流感测电路(CS)响应于检测到所述脉冲重复频率(fSW)已经达到或超过所述频率阈值(fTH)而被激活，否则被去激活。
18.根据权利要求16或17所述的方法，
其中所述脉冲重复频率(fSW)取决于所述误差信号(VE)与所述电流感测信号(VCS)之间的差(VE-VCS)。
19.根据权利要求16至18中任一项所述的方法，
其中所述振荡器根据所述误差信号(VE)与所述电流感测信号(VCS)之间的差(VE-VCS)来对信号进行积分，直到所积分的值在积分时间之后达到阈值；所述积分时间确定所述脉冲重复频率。
20.根据权利要求16至19中任一项所述的方法，
其中所述脉冲重复频率(fSW)限于最大值(fSW,max)。
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