CN119030641A - 一种时延-多普勒域的信道测量方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种时延‑多普勒域的信道测量方法及装置，包括根据测量场景，在时延‑多普勒域设计信道探测信号；探测信号经过正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)调制，发送至无线信道；接收端获取信道探测信号，进行同步和OTFS解调；根据时延‑多普勒域输入输出关系，提取信道扩展函数(Channel Spreading Function，CSF)；对CSF进行分数时延‑多普勒联合估计，获取更准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。本发明可以直接测量CSF，并能够测量多径的分数时延和多普勒频移，有效提高了信道测量精度。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种时延-多普勒域的信道测量方法及装置。
背景技术
未来的Beyond 5G(B5G)和6G通信系统将采用更高的频段(毫米波、太赫兹甚至可见光)和更宽的带宽。为了推动下一代无线通信系统的设计和网络部署应用，需要充分了解无线信道特性并进行准确的测量。
其中，基于正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)调制技术，可实现时延-多普勒域的信道测量，直接测量CSF。然而，现有时延-多普勒域信道测量方法受到分数时延-多普勒影响，无法准确测量信道的时延、多普勒频移和信道增益系数。
由此可见，如何设计时延-多普勒域信道测量方法并提高测量精度，是本领域技术人员亟待解决的问题。
发明内容
本发明旨在提供一种时延-多普勒域的信道测量方法，用于解决以上问题。
本发明的技术方案是：一种时延-多普勒域的信道测量方法，包括：
包括：
S1，根据测量场景，在时延-多普勒域设计信道探测信号；
S2，探测信号经过正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)调制，变成时域信道探测信号并发送至无线信道；
S3，接收端获取信道探测信号，进行同步和OTFS解调，得到时延-多普勒域接收信号；
S4，根据时延-多普勒域输入输出关系，提取信道扩展函数(Channel SpreadingFunction，CSF)；
S5，对CSF进行分数时延-多普勒联合估计，获取准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。
优选地，S1中，包括：
S11，所依据的测量场景特性包括信道平稳间隔(Stationary Interval，SI)、最大附加时延(Maximum Excess Delay，MED)、最大多普勒频移；
S12，时延-多普勒域设计信道探测信号采用嵌入式导频；具体为：
S121，根据场景特性，选择合适的时延维度网格数M和多普勒维度网格数N及带宽B；
S122，在时延-多普勒域资源网格中心插入导频，导频位置为(kp,lp)，其中，kp和lp分别表示导频位置在时延-多普勒域资源网格对应的多普勒网格和时延网格；
S123，在导频两边插入保护带，保护带在时延维度和多普勒维度的网格数分别为lτ和N，其中lτ为探测波形的最大可测时延τmax对应的网格数；
S124，在时延-多普勒域资源网格中除了中心及保护带的其他位置均插入伪随机(Pseudo-Noise,PN)序列，以同步和降低波形的峰均功率比(Peak to Average PowerRatio,PAPR)；
S125，令xk,l为OTFS探测信号资源网格中第k个多普勒网格和第l个时延网格处的探测信号，则可表示为：
其中，xp为导频的幅度；APN为所插入PN序列的幅度；lp≤l≤lp+lτ，0≤k≤N-1为用于提取CSF的时延-多普勒域网格范围。
优选地，S121中，选择的场景特性包括：
所设计的信道探测信号帧长要小于等于信道平稳间隔；
所设计的探测信号最大可测时延τmax要大于信道的最大附加时延；
所设计的探测信号最大可测多普勒频移要大于信道的最大多普勒频移。
优选地，S2中，
对设计的时延-多普勒域信道探测信号做逆辛有限傅里叶变换(InverseSymplectic Finite Fourier Transform，ISFFT)和海森堡变换(Heisenberg Transform)，变成时域信道探测信号并发送至无线信道。
优选地，S3中，
将接收的时域信道探测信号与本地同步序列进行时域同步，并对同步后的接收信号做魏格纳变换(Wigner Transform)和辛有限傅里叶变换(Symplectic Finite FourierTransform，SFFT)，得到时延-多普勒域接收信号；
其中，接收的时域信道探测信号与本地同步序列进行时域同步是通过滑动相关的方式查找接收的信道探测信号的起始位置；具体为：
本地同步序列为时域信道探测信号的前L个长度；
本地同步序列的长度L的取值受限于信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)和计算复杂度；其中，当SNR高时，在确保同步性能的前提下，减小L的取值以降低计算复杂度；当SNR低时，增大L的取值以提高同步性能。
优选地，S4中，
根据提取CSF所用时延-多普勒域网格范围内的时延-多普勒域输入输出关系，提取CSF的估计值
其中，kp和lp分别表示导频位置在时延-多普勒域资源网格对应的多普勒网格和时延网格；y[k,l]为时延-多普勒域接收信号；xp为导频的幅度；P为信道的多径总数；hi表示第i条径的信道增益系数；ki和li分别表示第i条径在时延-多普勒域网格对应的多普勒网格和时延网格；-0.5≤αi,βi≤0.5表示第i条径离整数网格的分数倍偏移量；M和N分别表示时延维度网格数和多普勒维度网格数；n[k,l]为时延-多普勒域加性高斯白噪声。
优选地，S5中，
对CSF做分数时延-多普勒联合估计，具体包括：
S51，根据CSF确定噪底，选择合适的有效多径提取门限；
S52，确定信道扩展函数功率最大径(第p径)对应的整数时延网格位置和整数多普勒频移网格位置
S53，建立第p径的等效信道函数heq,p[k,l]：
其中，hp表示第p径复增益；表示第p径的相位；kp和lp分别表示第p径的时延和多普勒频移的离散形式；M和N分别表示时延维度网格数和多普勒维度网格数；
S54，分别设置分数时延估计精度Δτstep和分数多普勒频移估计精度Δυstep；
S55，以设置精度计算第p径的等效信道模型和信道扩展函数的二维相关函数
S56，通过二维相关函数的计算结果，分别得到第p径的时延估计值多普勒频移估计值以及信道增益系数
其中， 为第p径的等效信道模型和信道扩展函数的二维相关函数；和分别为第p径对应的整数时延网格位置和整数多普勒频移网格位置；Δτ为时延分辨率；Δυ为多普勒分辨率；
S57，判断信道增益系数是否大于有效多径提取门限，如果小于门限值，则结束算法；反之，从信道扩展函数中消除第p径的影响，之后重复S52至S57。
一种时延-多普勒域信道测量装置，其特征在于，发射端包括：
探测信号设计模块，根据测量场景的特性，包括信道平稳间隔、最大附加时延以及最大多普勒频移，在时延-多普勒域设计信道探测信号；
OTFS调制模块，对设计的时延-多普勒域信道探测信号做ISFFT和海森堡变换，变成时域信道探测信号；
发送模块，将时域信道探测信号进行上变频，得到射频信号，并调整发射功率发送至无线信道，发送模块采用的设备包括射频信号源、上变频模块、功率放大器、发射天线。
接收端包括：
接收模块，用于接收信道探测信号；具体包括：通过低噪声放大器(Low NoiseAmplifier，LNA)、带通滤波器(Band-Pass Filter，BPF)与下变频器将射频信号转换为中频信号；通过模拟/数字转换器(Analog to Digital Converter，ADC)完成中频信号的带通采样，并将中频数字信号存储至PC固态硬盘；对中频数字信号进行离线处理；包括通过数字下变频器(Digital Down Converter，DDC)和低通滤波器(Low-Pass Filter，LPF)得到基带信道探测信号；
同步模块，将基带信道探测信号与本地同步序列进行时域同步；
OTFS解调模块，对同步后的探测信号做魏格纳变换和SFFT，得到时延-多普勒域接收信号；
CSF提取模块，根据提取CSF所用时延-多普勒域网格范围内的时延-多普勒域输入输出关系，提取CSF；
分数时延-多普勒联合估计模块，基于匹配滤波的算法，建立等效信道函数，对提取的CSF进行分数时延-多普勒联合估计，获取准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。
本发明的有益效果在于：
本发明的方法可以直接测量CSF，并能够测量多径的分数时延和多普勒频移，有效提高了信道测量精度。
附图说明
图1为本发明所提供的时延-多普勒域信道测量方法流程示意图；
图2为本发明所提供的时延-多普勒域探测信号设计示意图；
图3为本发明所提供的时延-多普勒域信道测量装置原理图；
图4为信道扩展函数分数时延-多普勒联合估计流程图；
图5为本发明所提供的时延-多普勒域信道测量方法同步性能分析结果图；
图6为本发明所提供的时延-多普勒域信道测量方法验证结果示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，本发明的实施方式不限于此。
实施例1
图1为时延-多普勒域信道测量方法流程示意图，包括：
步骤S1：根据测量场景，在时延-多普勒域设计信道探测信号；
针对不同的测量场景，需要灵活设计时延-多普勒域信道探测信号。设计过程中需要综合考虑以下因素：时延网格数M、多普勒网格数N、带宽B、信号帧长、时延分辨率、多普勒分辨率、最大可测时延、最大可测多普勒频移、信号的PAPR、同步方法等。
图2为探测信号在时延-多普勒域网格资源分配图，在网格资源正中心插入导频，导频位置由(lp,kp)表示，其中，kp和lp分别表示导频位置在时延-多普勒域资源网格对应的多普勒网格和时延网格。在导频两边插入保护带，保护带在时延维度和多普勒维度的网格数分别为lτ和N，其中lτ为探测波形的最大可测时延τmax对应的网格数。在时延-多普勒域资源网格中除了中心及保护带的其他位置均插入伪随机(Pseudo-Noise,PN)序列，其目的在于同步和降低波形的峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)。令xk,l为OTFS探测信号资源网格中第k个多普勒抽头和第l个时延抽头处的探测信号，则可表示为：
其中，xp为导频的幅度，APN为所插入PN序列的幅度；lp≤l≤lp+lτ，0≤k≤N-1为用于提取CSF的时延-多普勒域网格范围。上边的公式存在三种情况，在时延-多普勒域资源网格中分别对应了导频、保护带以及PN序列。由于时延的单向延展特性，将此时延-多普勒域网格范围用于提取CSF。此网格范围为导频右边的保护带，并非全部保护带范围。
假定，带宽用B表示，时延分辨率用Δτ表示。则有如下关系：
B＝1/Δτ
即带宽越大，时延域的间隔越小，时延分辨率越高，分辨多径的能力越强。探测信号帧长用TOTFS表示，多普勒分辨率用Δυ表示。则有如下关系：
TOTFS＝1/Δυ
即信号的持续时间越长，多普勒域的间隔越小，多普勒分辨率越高，观测多普勒域的变化情况更加精细。一个探测信号的帧长TOTFS＝M·N/B，对应的多普勒分辨率为Δυ＝B/(M·N)。探测信号的帧长受限于无线信道的平稳间隔(Stationary Interval，SI)。不同场景的SI会有所不同，针对不同的场景，波形参数的选取需满足：
TOTFS＝M·N/B≤TSI
例如，在高铁场景下，SI为20ms，探测信号的带宽为100MHz时，时延-多普勒域网格资源大小M·N≤2×106。
最大可测时延和最大可测多普勒频移分别用τmax和υmax表示。则可测的最大时延和最大可测多普勒频移为：
τmax＝lτ·Δτ
υmax＝±N·Δυ/2
其中，τmax的取值要大于实际传播场景能产生的最大时延差，即最大附加时延(Maximum Excess Delay，MED)。通常在最大可测时延大于2μs时，可以满足绝大部分高速移动场景下的信道测量要求。当带宽固定100MHz时，时延网格数M的取值要大于800。
因此，选择的场景特性为：信道探测信号帧长要小于等于信道平稳间隔；探测信号最大可测时延要大于信道的最大附加时延；探测信号最大可测多普勒频移要大于信道的最大多普勒频移。
步骤S2：探测信号经过正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)调制，变成时域信道探测信号并发送至无线信道；
OTFS调制包括两个步骤：通过ISFFT，从时延-多普勒域信道探测信号xk,l得到时频域信道探测信号X[n,m]：
通过海森堡(Heisenberg Transform)变换，从时频域信道探测信号X[n,m]得到时域信道探测信号x(t)：
其中，gtx(t)为发射脉冲信号。
步骤S3：接收端获取信道探测信号，进行同步和OTFS解调，得到时延-多普勒域接收信号；
接收端获取的信道探测信号y(t)可以表示为：
y(t)＝∫∫h(τ,υ)x(t-τ)ej2πυ(t-τ)dτdυ+n(t)
其中，n(t)为时域的加性高斯白噪声；h(τ,υ)为信道扩展函数，可以在时延-多普勒域稀疏表示：
其中，P为信道的多径总数；hi表示第i条径的信道增益系数；τi和υi分别为第i条径的时延和多普勒频移；δ(·)为狄拉克函数。
将接收的时域信道探测信号与本地同步序列进行时域同步，通过滑动相关的方式查找接收的信道探测信号的起始位置：
其中，L为本地同步序列的长度；x[i]和y[i]分别为本地同步序列和接收的信道探测信号。
对同步后的信道探测信号进行OTFS解调，通过魏格纳(Wigner Transform)变换得到时频域信道探测信号Y[n,m]：
其中，grx(t)为接收脉冲信号。
通过SFFT，从时频域信道探测信号Y[n,m]得到时域信道探测信号y[k,l]：
本地同步序列的长度L的取值受限于信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)和计算复杂度；其中，当SNR高时，在确保同步性能的前提下，减小L的取值以降低计算复杂度；当SNR低时，增大L的取值以提高同步性能。
例如，时域信道探测信号的长度为2048×256，当SNR较高时，L的取值可以为2048；当SNR较低时，L的取值可以为2048×256，此时本地同步序列为时域信道探测信号。
步骤S4：根据时延-多普勒域输入输出关系，提取信道扩展函数(ChannelSpreading Function，CSF)；
由于时延-多普勒域接收信号是信道扩展函数和发射端时延-多普勒域探测信号的二维卷积结果，所以需要根据时延-多普勒域输入输出关系以及所设计的信道探测信号，从接收信号中提取信道扩展函数。
根据提取CSF所用时延-多普勒域网格范围内的时延-多普勒域输入输出关系，提取CSF的估计值
上式中，第一个等号的含义为CSF的估计值可以通过时延-多普勒域接收信号获得。第二个等号的含义为CSF的估计值可以由公式化表示。详细说明如下：
因为无线信道可以通过信道扩展函数h(τ,υ)在时延-多普勒域稀疏表示为如下：
其中，P为信道的多径总数；hi表示第i条径的信道增益系数；τi和υi分别为第i条径的时延和多普勒频移；δ(·)为狄拉克函数。则根据时延-多普勒域的输入输出关系，得到的CSF估计值可以表示为第二个等号所示。
上式中参数含义为：kp和lp分别表示导频位置在时延-多普勒域资源网格对应的多普勒网格和时延网格；y[k,l]为时延-多普勒域接收信号；xp为导频的幅度；P为信道的多径总数；hi表示第i条径的信道增益系数；ki和li分别表示第i条径在时延-多普勒域网格对应的多普勒网格和时延网格；-0.5≤αi,βi≤0.5表示第i条径离整数网格的分数倍偏移量；M和N分别表示时延维度网格数和多普勒维度网格数；n[k,l]为时延-多普勒域加性高斯白噪声；
其中，-0.5≤αi,βi≤0.5表示第i条径离整数网格的分数倍偏移量，满足如下关系：
其中，Δf和T分别为子载波间隔和时间间隔。
步骤S5：对CSF进行分数时延-多普勒联合估计，获取更准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。
基于匹配滤波的算法，建立等效信道函数，对CSF做分数时延-多普勒联合估计，具体估计分为以下几个步骤：
S51：根据CSF确定噪底，选择合适的有效多径提取门限；
S52：确定信道扩展函数功率最大径(第p径)对应的整数时延网格位置和整数多普勒频移网格位置
S53：建立第p径的等效信道函数heq,p[k,l]：
其中，hp表示第p径复增益；表示第p径的相位；kp和lp分别表示第p径的时延和多普勒频移的离散形式；M和N分别表示时延维度网格数和多普勒维度网格数；
S54：分别设置分数时延估计精度Δτstep和分数多普勒频移估计精度Δυstep；
S55：以设置精度计算第p径的等效信道模型和信道扩展函数的二维相关函数
S56：通过二维相关函数的计算结果，分别得到第p径的时延估计值多普勒频移估计值以及信道增益系数
其中， 为第p径的等效信道模型和信道扩展函数的二维相关函数；和分别为第p径对应的整数时延网格位置和整数多普勒频移网格位置；Δτ为时延分辨率；Δυ为多普勒分辨率。
S57：判断信道增益系数是否大于有效多径提取门限，如果小于门限值，则结束算法；反之，从信道扩展函数中消除第p径的影响，之后重复S52至S57。
图4所示为本发明所提供的时延-多普勒域信道测量装置原理图，该装置发射端包含：探测信号设计模块、OTFS调制模块和发送模块。接收端包含：接收模块、同步模块、OTFS解调模块、CSF提取模块和分数时延-多普勒联合估计模块。
探测信号设计模块根据信道的平稳间隔，最大附加时延及最大多普勒频移，设计时延-多普勒域信道探测信号，并通过OTFS调制模块得到时域信道探测信号。发送模块对时域探测信号进行上变频，得到射频信号，并调整发射功率发送至无线信道。
接收模块通过LNA、BPF与下变频器将射频信号转换为中频信号，通过ADC完成中频信号的带通采样，存储至PC硬盘。采样率通过带通采样定理计算得到，根据带通采样定理，若采样率为fs，那么满足：
其中，N为整数，且最大不超过fH/(fH-fL)，fH与fL分别为信号的最低频率与最高频率，则用满足带通采样定理的采样频率fs进行等间隔采用后，就能通过频谱搬移无失真的恢复原始信号。对于中心频点为f0＝180MHz，带宽为B＝100MHz的中频信号，采样率可取fs＝500MHz。对中频数字信号进行离线处理：通过DDC和LPF得到基带信号。通过本地存储的时域信道探测信号与接收信号进行相关，实现符号同步。
通过OTFS解调模块，从同步后的探测信号获取时延-多普勒域信号；
通过CSF提取模块，从获取的时延-多普勒域信号提取CSF；
通过分数时延-多普勒联合估计模块，对CSF进行分数时延-多普勒联合估计，获取更准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。
为了验证本发明所提的时延-多普勒域信道测量方法同步性能，探测信号经过加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)信道，多次统计本地同步序列长度取值不同时，同步增益随着信噪比的变化，结果如图5(a)所示。本地同步序列的取值越长，同步增益越高。随着信道的恶化，同步增益会有所降低，但在底信噪比下仍能保持较好的同步性能。因此，本地同步序列的长度取值可以根据信噪比和计算复杂度进行调整。如图5(b)所示为探测信号经过AWGN信道得到的归一化相关峰值。其中，仿真信噪比设置为20dB，本地同步序列的长度L的取值为M×N，同步增益约为44dB。
为了验证本发明所提出的时延-多普勒域信道测量方法，对纯多普勒频移信道进行测量。纯多普勒频移信道是指信道中所有多径的多普勒频移相互独立，同时多径的时延和功率可以分别设置。其中，采用时延抽头数M为2048，多普勒抽头数N为256的时延-多普勒域网格来设计信道探测信号，探测信号带宽选取为10MHz，相应的波形参数配置如下表所示。
用于验证的仿真信道参数配置如下表所示。其中，三条径的时延分别为[0,2,3.02]μs，对应时延分辨率的倍数分别为[0,20,30.2]，三条径的多普勒频移分别为[572.2,-381.47,387.19]Hz，对应多普勒分辨率的倍数分别为[30,-20,20.3]。
将同步后的接收信号进行OTFS解调，根据时延-多普勒域的输入输出关系，得到的信道扩展函数如图6(a)所示，三条多径的整数倍时延和多普勒频移均落在正确的位置上，由于第三径存在分数时延-多普勒影响，功率在时延维度以及多普勒维度存在泄露，峰值功率为-11.84dB，与设定的-10dB存在较大误差。如图6(b)所示，对CSF做分数时延-多普勒联合估计后，可以准确提取出三条有效多径对应的时延和多普勒频移，同时，第三条径的功率也得到补偿，补偿后的功率为-10.11dB，更为接近预设值-10dB。
以上实验验证了本发明所提出的时延-多普勒域信道测量方法，可以直接测量CSF，并能够测量多径的分数时延和多普勒频移，有效提高了信道测量精度。相比于传统的时域或频域信道测量方法，本发明的可以直接获取信道的多普勒维度信息，无需从时域或频域信道进一步处理而得到。除此之外，通过建立等效信道，对CSF进行分数时延-多普勒联合估计，有效提高了信道测量精度，相比于其他时延-多普勒域信道测量方法，有更好的测量性能。本方法具有方便性、准确性、高效性等，为无线通信的信道测量及信道建模提供了参考。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (9)
1.一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，包括：
S1，根据测量场景，在时延-多普勒域设计信道探测信号；
S2，探测信号经过正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)调制，变成时域信道探测信号并发送至无线信道；
S3，接收端获取信道探测信号，进行同步和OTFS解调，得到时延-多普勒域接收信号；
S4，根据时延-多普勒域输入输出关系，提取信道扩展函数(ChannelSpreadingFunction，CSF)；
S5，对CSF进行分数时延-多普勒联合估计，获取准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。
2.根据权利要求1所述的一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，S1中，包括：
S11，所依据的测量场景特性包括信道平稳间隔(StationaryInterval，SI)、最大附加时延(Maximum Excess Delay，MED)、最大多普勒频移；
S12，时延-多普勒域设计信道探测信号采用嵌入式导频；具体为：
S121，根据场景特性，选择合适的时延维度网格数M和多普勒维度网格数N及带宽B；
S122，在时延-多普勒域资源网格中心插入导频，导频位置为(kp,lp)，其中，kp和lp分别表示导频位置在时延-多普勒域资源网格对应的多普勒网格和时延网格；
S123，在导频两边插入保护带，保护带在时延维度和多普勒维度的网格数分别为lτ和N，其中lτ为探测波形的最大可测时延τmax对应的网格数；
S124，在时延-多普勒域资源网格中除了中心及保护带的其他位置均插入伪随机(Pseudo-Noise,PN)序列，以同步和降低波形的峰均功率比(Peak toAveragePowerRatio,PAPR)；
S125，令xk,l为OTFS探测信号资源网格中第k个多普勒网格和第l个时延网格处的探测信号，则可表示为：
其中，xp为导频的幅度；APN为所插入PN序列的幅度；lp≤l≤lp+lτ，0≤k≤N-1为用于提取CSF的时延-多普勒域网格范围。
3.根据权利要求1所述的一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，S121中，选择的场景特性包括：
所设计的信道探测信号帧长要小于等于信道平稳间隔；
所设计的探测信号最大可测时延τmax要大于信道的最大附加时延；
所设计的探测信号最大可测多普勒频移要大于信道的最大多普勒频移。
4.根据权利要求1所述的一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，S2中，
对设计的时延-多普勒域信道探测信号做逆辛有限傅里叶变换(Inverse SymplecticFinite Fourier Transform，ISFFT)和海森堡变换(Heisenberg Transform)，变成时域信道探测信号并发送至无线信道。
5.根据权利要求1所述的一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，S3中，
将接收的时域信道探测信号与本地同步序列进行时域同步，并对同步后的接收信号做魏格纳变换(Wigner Transform)和辛有限傅里叶变换(Symplectic Finite FourierTransform，SFFT)，得到时延-多普勒域接收信号；
其中，接收的时域信道探测信号与本地同步序列进行时域同步是通过滑动相关的方式查找接收的信道探测信号的起始位置；具体为：
本地同步序列为时域信道探测信号的前L个长度；
本地同步序列的长度L的取值受限于信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)和计算复杂度；其中，当SNR高时，在确保同步性能的前提下，减小L的取值以降低计算复杂度；当SNR低时，增大L的取值以提高同步性能。
6.根据权利要求1所述的一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，S4中，
根据提取CSF所用时延-多普勒域网格范围内的时延-多普勒域输入输出关系，提取CSF的估计值
其中，kp和lp分别表示导频位置在时延-多普勒域资源网格对应的多普勒网格和时延网格；y[k,l]为时延-多普勒域接收信号；xp为导频的幅度；P为信道的多径总数；hi表示第i条径的信道增益系数；ki和li分别表示第i条径在时延-多普勒域网格对应的多普勒网格和时延网格；-0.5≤αi,βi≤0.5表示第i条径离整数网格的分数倍偏移量；M和N分别表示时延维度网格数和多普勒维度网格数；n[k,l]为时延-多普勒域加性高斯白噪声。
7.根据权利要求1所述的一种时延-多普勒域的信道测量方法，其特征在于，S5中，
对CSF做分数时延-多普勒联合估计，具体包括：
S51，根据CSF确定噪底，选择合适的有效多径提取门限；
S52，确定信道扩展函数功率最大径(第p径)对应的整数时延网格位置和整数多普勒频移网格位置
S53，建立第p径的等效信道函数heq,p[k,l]：
其中，hp表示第p径复增益；表示第p径的相位；kp和lp分别表示第p径的时延和多普勒频移的离散形式；M和N分别表示时延维度网格数和多普勒维度网格数；
S54，分别设置分数时延估计精度Δτstep和分数多普勒频移估计精度Δυstep；
S55，以设置精度计算第p径的等效信道模型和信道扩展函数的二维相关函数
S56，通过二维相关函数的计算结果，分别得到第p径的时延估计值多普勒频移估计值以及信道增益系数
其中，为第p径的等效信道模型和信道扩展函数的二维相关函数；和分别为第p径对应的整数时延网格位置和整数多普勒频移网格位置；Δτ为时延分辨率；Δυ为多普勒分辨率；
S57，判断信道增益系数是否大于有效多径提取门限，如果小于门限值，则结束算法；反之，从信道扩展函数中消除第p径的影响，之后重复S52至S57。
8.一种时延-多普勒域信道测量装置，其特征在于，发射端包括：
探测信号设计模块，根据测量场景的特性，包括信道平稳间隔、最大附加时延以及最大多普勒频移，在时延-多普勒域设计信道探测信号；
OTFS调制模块，对设计的时延-多普勒域信道探测信号做ISFFT和海森堡变换，变成时域信道探测信号；
发送模块，将时域信道探测信号进行上变频，得到射频信号，并调整发射功率发送至无线信道，发送模块采用的设备包括射频信号源、上变频模块、功率放大器、发射天线。
9.一种时延-多普勒域信道测量装置，其特征在于，接收端包括：
接收模块，用于接收信道探测信号；具体包括：通过低噪声放大器(Low NoiseAmplifier，LNA)、带通滤波器(Band-Pass Filter，BPF)与下变频器将射频信号转换为中频信号；通过模拟/数字转换器(Analog to Digital Converter，ADC)完成中频信号的带通采样，并将中频数字信号存储至PC固态硬盘；对中频数字信号进行离线处理；包括通过数字下变频器(Digital Down Converter，DDC)和低通滤波器(Low-Pass Filter，LPF)得到基带信道探测信号；
同步模块，将基带信道探测信号与本地同步序列进行时域同步；
OTFS解调模块，对同步后的探测信号做魏格纳变换和SFFT，得到时延-多普勒域接收信号；
CSF提取模块，根据提取CSF所用时延-多普勒域网格范围内的时延-多普勒域输入输出关系，提取CSF；
分数时延-多普勒联合估计模块，基于匹配滤波的算法，建立等效信道函数，对提取的CSF进行分数时延-多普勒联合估计，获取准确的信道时延、多普勒频移和增益系数。
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