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CN118556365A - 电力转换器 - Google Patents

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CN118556365A
CN118556365A CN202380016781.0A CN202380016781A CN118556365A CN 118556365 A CN118556365 A CN 118556365A CN 202380016781 A CN202380016781 A CN 202380016781A CN 118556365 A CN118556365 A CN 118556365A
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CN
China
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switching element
terminal
power converter
bidirectional switch
capacitor
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Application number
CN202380016781.0A
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English (en)
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前田凌佑
东山弘治
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Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
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Publication date
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Abstract

本发明减少辐射噪声。在电力转换器(100)的双向开关(8)中，其第一端子(81)连接到第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。谐振电容器(9)连接在双向开关(8)的第一端子(81)与第二DC端子(32)之间。谐振电感器(L1)连接到双向开关(8)的第二端子(82)。再生元件(12)连接在谐振电感器(L1)和第二DC端子(32)之间。第一控制单元(51)控制第一切换元件(1)和第二切换元件(2)。第二控制单元(52)控制双向开关(8)。限幅器(15)将施加在双向开关(8)的第一端子(81)和第二端子(82)之间的电压的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。

Description

电力转换器
技术领域
本公开一般涉及电力转换器。更特别地，本公开涉及具有将DC电力转换成AC电力的能力的电力转换器。
背景技术
专利文献1公开了用于通过切换将DC电力转换成AC电力的电力转换器。
专利文献1的电力转换器包括：切换部件(电力转换电路)，其包括彼此串联连接的一对主开关元件(第一切换元件和第二切换元件)；以及反并联连接到各个主开关元件的二极管(第一二极管和第二二极管)。该电力转换器还包括用于进行各个主开关元件的软切换的辅助电路。辅助电路包括两个电容器、线圈(谐振电感器)和双向开关。
在进行第一切换元件和第二切换元件的软切换的情况下，与在不进行软切换的情况下相比，电力转换器可能导致辐射噪声的增加。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-233306
发明内容
本公开的目的是提供具有减少辐射噪声的能力的电力转换器。
根据本公开一方面的电力转换器包括第一DC端子和第二DC端子、电力转换电路、双向开关、谐振电容器、谐振电感器、再生元件、第一控制单元、第二控制单元、以及限幅器。所述电力转换电路包括：第一切换元件和第二切换元件，其彼此串联连接；第一二极管，其反并联连接到所述第一切换元件；以及第二二极管，其反并联连接到所述第二切换元件。在所述电力转换电路中，所述第一切换元件连接到所述第一DC端子，并且所述第二切换元件连接到所述第二DC端子。所述双向开关具有第一端子和第二端子。所述双向开关的所述第一端子连接到所述第一切换元件和所述第二切换元件之间的连接节点。所述谐振电容器连接在所述双向开关的所述第一端子与所述第二DC端子之间。所述谐振电感器连接到所述双向开关的所述第二端子。所述再生元件连接在所述谐振电感器和所述第二DC端子之间。所述第一控制单元控制所述第一切换元件和所述第二切换元件。所述第二控制单元控制所述双向开关。所述限幅器将施加在所述双向开关的所述第一端子和所述第二端子之间的电压的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。
附图说明
图1是包括根据第一实施例的电力转换器的系统的电路图；
图2例示该电力转换器如何操作；
图3是该电力转换器中所包括的辅助电路和第二控制单元的等效电路图；
图4例示该电力转换器如何操作；
图5的A是示出通过该电力转换器的示例和比较例产生的水平极化波辐射噪声的测量结果的特性图；
图5的B是示出通过该电力转换器的示例和比较例产生的垂直极化波辐射噪声的测量结果的特性图；
图6是包括根据第二实施例的电力转换器的系统的电路图；
图7是该电力转换器中所包括的辅助电路和第二控制单元的等效电路图；
图8例示该电力转换器如何操作；
图9是包括根据第三实施例的电力转换器的系统的电路图；
图10是该电力转换器中所包括的辅助电路的等效电路图；
图11例示该电力转换器如何操作；
图12是包括根据第四实施例的电力转换器的系统的电路图；
图13是包括根据第五实施例的电力转换器的系统的电路图；
图14是包括根据第六实施例的电力转换器的系统的电路图；
图15是该电力转换器中所包括的谐振电感器的特性图；
图16例示该电力转换器中所包括的谐振电感器的示意结构；
图17例示该电力转换器如何操作；
图18例示该电力转换器中所包括的谐振电感器的替代结构；
图19是包括根据第七实施例的电力转换器的系统的电路图；
图20例示该电力转换器如何操作；
图21例示该电力转换器的比较例如何操作；
图22是包括根据第八实施例的电力转换器的系统的电路图；
图23是包括根据第九实施例的电力转换器的系统的电路图；
图24是包括根据第十实施例的电力转换器的系统的电路图；
图25是包括根据第十一实施例的电力转换器的系统的电路图；
图26是包括根据第十二实施例的电力转换器的系统的电路图；
图27是包括根据第十三实施例的电力转换器的系统的电路图；
图28例示该电力转换器如何操作；
图29例示该电力转换器如何操作；
图30示出与同该电力转换器的多个AC端子连接的AC负载中的三相电压命令分别相对应的占空比如何随时间而改变；以及
图31是包括根据第十四实施例的电力转换器的系统的电路图。
具体实施方式
(第一实施例)
现在将参考图1至图4来说明根据第一实施例的电力转换器100。
(1)电力转换器的总体结构
例如，如图1所示，电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32以及多个(例如，两个)AC端子41。DC电源E1连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。AC负载RA1连接到多个AC端子41。AC负载RA1例如可以是单相电动机。电力转换器100将从DC电源E1供给的DC电力转换成AC电力，并将AC电力输出到AC负载RA1。DC电源E1例如可以包括太阳能电池或燃料电池。DC电源E1可以包括DC-DC转换器。
电力转换器100包括电力转换电路11、双向开关8、谐振电容器9、谐振电感器L1、再生元件12和控制器50。控制器50包括第一控制单元51和第二控制单元52。电力转换电路11包括第一切换元件1和第二切换元件2。电力转换电路11包括切换电路10，在该切换电路10中，第一切换元件1和第二切换元件2彼此串联连接。在电力转换电路11中，第一切换元件1连接到第一DC端子31，并且第二切换元件2连接到第二DC端子32。电力转换电路11还包括与第一切换元件1反并联连接的第一二极管4和与第二切换元件2反并联连接的第二二极管5。多个AC端子41连接到第二切换元件2的两端。因而，两个AC端子41中的一个AC端子41连接到第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。双向开关8具有第一端子81和第二端子82。双向开关8的第一端子81连接到第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。谐振电容器9连接在双向开关8的第一端子81与第二DC端子32之间。谐振电感器L1连接到双向开关8的第二端子82。再生元件12连接在谐振电感器L1和第二DC端子32之间。控制器50包括控制第一切换元件1和第二切换元件2的第一控制单元51、以及控制双向开关8的第二控制单元52。
第一控制单元51允许第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件进行零电压软切换。
(2)电力转换器的详情
如图1所示，电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32、电力转换电路11、多个(例如，两个)AC端子41、双向开关8、谐振电容器9、谐振电感器L1、再生元件12、第一控制单元51、第二控制单元52和限幅器15。电力转换电路11包括：彼此串联连接的第一切换元件1和第二切换元件2；反并联连接到第一切换元件1的第一二极管4；以及反并联连接到第二切换元件2的第二二极管5。电力转换器100还包括保护电路17。
在电力转换器100中，DC电源E1例如可以连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。更具体地，在电力转换器100中，DC电源E1的高电位输出端子(正电极)连接到第一DC端子31，并且DC电源E1的低电位输出端子(负电极)连接到第二DC端子32。另外，AC负载RA1例如可以连接在两个AC端子41之间。
在电力转换电路11中，第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件具有控制端子、第一主端子和第二主端子。第一切换元件1和第二切换元件2的各个控制端子连接到第一控制单元51。在电力转换器100的切换电路10中，第一切换元件1的第一主端子连接到第一DC端子31，第一切换元件1的第二主端子连接到第二切换元件2的第一主端子，并且第二切换元件2的第二主端子连接到第二DC端子32。在切换电路10中，第一切换元件1是高侧切换元件(P侧切换元件)，并且第二切换元件2是低侧切换元件(N侧切换元件)。第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件例如可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。因而，在第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件中，控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、集电极端子和发射极端子。电力转换电路11还包括反并联连接到第一切换元件1的第一二极管4和反并联连接到第二切换元件2的第二二极管5。在第一二极管4中，第一二极管4的阳极连接到第一切换元件1的第二主端子(发射极端子)，并且第一二极管4的阴极连接到第一切换元件1的第一主端子(集电极端子)。在第二二极管5中，第二二极管5的阳极连接到第二切换元件2的第二主端子(发射极端子)，并且第二二极管5的阴极连接到第二切换元件2的第一主端子(集电极端子)。
AC负载RA1可以经由AC端子41连接到第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。AC负载RA1例如可以是电感负载。
第一切换元件1和第二切换元件2由第一控制单元51控制。
谐振电容器9连接在双向开关8的第一端子81与第二DC端子32之间。电力转换器100包括谐振电路。谐振电路包括谐振电容器9和谐振电感器L1。
双向开关8例如包括彼此反并联连接的第三切换元件6和第四切换元件7。第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件例如可以是IGBT。因而，在第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件中，控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、集电极端子和发射极端子。在双向开关8中，第三切换元件6的第一主端子(集电极端子)和第四切换元件7的第二主端子(发射极端子)彼此连接，并且第三切换元件6的第二主端子(发射极端子)和第四切换元件7的第一主端子(集电极端子)彼此连接。第三切换元件6连接到切换电路10的连接节点3。第四切换元件7也连接到切换电路10的连接节点3。
双向开关8由第二控制单元52控制。换句话说，第三切换元件6和第四切换元件7由第二控制单元52控制。
谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。在谐振电感器L1中，谐振电感器L1的第一端子连接到双向开关8的第二端子82，并且谐振电感器L1的第二端子连接到再生元件12。
再生元件12连接在谐振电感器L1的第二端子与第二DC端子32之间。再生元件12例如可以是电容器。用作再生元件12的电容器例如可以是薄膜电容器。
保护电路17包括第三二极管13和第四二极管14。第三二极管13连接在双向开关8的第二端子82、谐振电感器L1的第一端子和第一DC端子31之间。在第三二极管13中，第三二极管13的阳极连接到双向开关8的第二端子82和谐振电感器L1的第一端子。在第三二极管13中，第三二极管13的阴极连接到第一DC端子31。第四二极管14连接在双向开关8的第二端子82、谐振电感器L1的第一端子和第二DC端子32之间。在第四二极管14中，第四二极管14的阳极连接到第二DC端子32。在第四二极管14中，第四二极管14的阴极连接到双向开关8的第二端子82和谐振电感器L1的第一端子。因而，第四二极管14串联连接到第三二极管13。
控制器50控制第一切换元件1、第二切换元件2和双向开关8。更具体地，控制器50的第一控制单元51控制第一切换元件1和第二切换元件2。控制器50的第二控制单元52控制第三切换元件6和第四切换元件7。进行控制器50的功能的智能体包括计算机系统。计算机系统包括单个计算机或多个计算机。计算机系统可以包括处理器和存储器作为其主要硬件组件。计算机系统用作通过使处理器执行计算机系统的存储器中所存储的程序来进行根据本公开的控制器50的功能的智能体。程序可以预先存储在计算机系统的存储器中。可替代地，程序也可以通过电信线路下载，或者在记录在诸如存储卡、光盘或硬盘驱动器(磁盘)(其中的任何对于计算机系统均是可读的)等的非暂态存储介质中之后进行分发。计算机系统的处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路构成。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上或分布在多个芯片上，无论哪种都是适当的。这些多个芯片可以一起聚合在单个装置中或者分布在多个装置中，而没有限制。
控制器50输出用以控制第一切换元件1的导通/关断(ON/OFF)状态的脉宽调制(PWM)信号S1。PWM信号S1是例如具有在第一电位电平(以下称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(以下称为“高电平”)之间交替的电位电平的信号。第一切换元件1在PWM信号S1具有高电平时变为导通，并且在PWM信号S1具有低电平时变为关断。控制器50还输出用以控制第二切换元件2的导通/关断状态的PWM信号S2。PWM信号S2是例如具有在第一电位电平(以下称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(以下称为“高电平”)之间交替的电位电平的信号。第二切换元件2在PWM信号S2具有高电平时导通，并且在PWM信号S2具有低电平时关断。控制器50使用具有锯齿波形的载波信号来生成针对第一切换元件1的PWM信号S1和针对第二切换元件2的PWM信号S2。更具体地，控制器50至少基于载波信号和电压命令来生成要分别供给到第一切换元件1和第二切换元件2的PWM信号S1、S2。电压命令例如可以是振幅(电压命令值)随时间而改变的正弦波信号。此外，电压命令的一个周期比载波信号的一个周期长。
要从控制器50向第一切换元件1和第二切换元件2分别供给的PWM信号S1、S2的占空比根据电压命令而变化。控制器50通过将电压命令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1的PWM信号S1。控制器50通过使要供给到第一切换元件1的PWM信号S1反转来生成要供给到第二切换元件2的PWM信号S2。另外，为了防止第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段彼此重叠，控制器50在PWM信号S1具有高电平的时间段和PWM信号S2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图2)。
控制器50基于载波信号、电压命令、以及与AC负载RA1的状态有关的信息来生成各个PWM信号S1、S2。例如，如果AC负载RA1是单相电动机，则与AC负载RA1的状态有关的信息例如可以包括由用于检测流经AC负载RA1的电流的电流传感器所提供的检测值。
双向开关8、谐振电感器L1、谐振电容器9和再生元件12是电力转换器100为了进行第一切换元件1和第二切换元件2的零电压软切换所配备的辅助电路的构成元件。
在电力转换器100中，控制器50不仅控制电力转换电路11的第一切换元件1和第二切换元件2，而且还控制双向开关8。
控制器50生成用于控制第三切换元件6和第四切换元件7的各个导通/关断状态的控制信号S6、S7，并且将控制信号S6、S7输出到第三切换元件6和第四切换元件7的各个主端子(栅极端子)。
如果第三切换元件6为导通并且第四切换元件7为关断，则双向开关8允许按顺序流经再生元件12、谐振电感器L1、双向开关8和谐振电容器9以对谐振电容器9进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第三切换元件6为关断并且第四切换元件7为导通，则双向开关8允许按顺序流经谐振电容器9、双向开关8、谐振电感器L1和再生元件12以去除来自谐振电容器9的电荷的放电电流通过。
在电力转换器100中，第二控制单元52包括第一驱动电路521(参考图3)和第二驱动电路522(参考图3)。图3例示在双向开关8为导通的情形下的辅助电路和第二控制单元52的等效电路。如本文所使用的，双向开关8为导通的情形是指第三切换元件6和第四切换元件7中的至少一个处于导通状态的情形。第一驱动电路521和第二驱动电路522中的各驱动电路具有高电位输出端子和低电位输出端子。第一驱动电路521和第二驱动电路522中的各驱动电路是驱动器，该驱动器例如包括DC电源和互补金属氧化物半导体(CMOS)反相器，并且具有改变输出电压的电压值的能力。第一驱动电路521连接在第三切换元件6的控制端子(栅极端子)和第二主端子(发射极端子)之间。第一驱动电路521的高电位输出端子连接到第三切换元件6的控制端子。第一驱动电路521的低电位输出端子连接到第三切换元件6的第二主端子。第二驱动电路522连接在第四切换元件7的控制端子(栅极端子)和第二主端子(发射极端子)之间。第二驱动电路522的高电位输出端子连接到第四切换元件7的控制端子。第二驱动电路522的低电位输出端子连接到第四切换元件7的第二主端子。
电力转换器100包括限幅器15。限幅器15将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8的电压变化率(以下称为“dV/dt”)的绝对值限制为阈值或更小。阈值可以是但不必一定是2kV/μs。
在电力转换器100中，限幅器15包括第一电阻器R1和第二电阻器R2。第一电阻器R1连接在第三切换元件6的控制端子与第一驱动电路521之间。更具体地，第一电阻器R1连接在第一驱动电路521的高电位输出端子与第三切换元件6的控制端子之间。第二电阻器R2连接在第四切换元件7的控制端子与第二驱动电路522之间。更具体地，第二电阻器R2连接在第二驱动电路522的高电位输出端子与第四切换元件7的控制端子之间。
限幅器15确定第一电阻器R1和第二电阻器R2的各个电阻值，以使在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。限幅器15包括第一电阻器R1，以减小在第三切换元件6从关断变为导通时的dV/dt的绝对值。第一电阻器R1的电阻值越大，限幅器15可以越显著地减小在第三切换元件6从关断变为导通时的dV/dt的绝对值。限幅器15包括第二电阻器R2，以减小在第四切换元件7从关断变为导通时的dV/dt的绝对值。第二电阻器R2的电阻值越大，限幅器15可以越显著地减小在第四切换元件7从关断变为导通时的dV/dt的绝对值。
(3)电力转换器的操作
在以下的说明中，流经谐振电感器L1的电流在下文将由iL1指定，并且流经AC负载RA1的电流在下文中将由i1指定。此外，在以下的说明中，对于这些电流iL1和i1中的各电流，如果电流在由图1所示的箭头中的相应箭头指示的方向上流动，则假定电流的极性为正。另一方面，如果电流在与由图1所示的箭头指示的方向相反的方向上流动，则假定电流的极性为负。
如上所述，电力转换器100包括包含第三二极管13和第四二极管14的保护电路17。因而，在该电力转换器100中，例如，当在双向开关8的第三切换元件6为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8的第三切换元件6变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，当在双向开关8的第四切换元件7为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8的第四切换元件7变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生元件12的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。
接着，将参考图1和图2来说明控制器50在对第一切换元件1进行零电压软切换控制时如何操作。在对第二切换元件2进行零电压软切换控制时，控制器50以与在对第一切换元件1进行零电压软切换控制时相同的方式操作，并且因此，本文将省略其说明。
在对第一切换元件1进行零电压软切换控制时，需要紧挨在第一切换元件1变为导通之前将第一切换元件1两端的电压降低到零。因而，控制器50通过使第三切换元件6变为导通以使谐振电感器L1和谐振电容器9产生谐振并由此利用从再生元件12去除的电荷对谐振电容器9进行充电，来将第一切换元件1两端的电压降低到零。
另一方面，在对第二切换元件2进行零电压软切换控制时，需要紧挨在第二切换元件2变为导通之前将第二切换元件2两端的电压降低到零。因而，控制器50通过使第四切换元件7变为导通以使谐振电感器L1和谐振电容器9产生谐振并由此去除从谐振电容器9向再生元件12的电荷，来将第二切换元件2两端的电压降低到零。控制器50经由双向开关8对谐振电容器9进行充电和放电，使得死区时间Td与LC谐振的半周期一致。这允许电力转换器100进行零电压软切换。
在图2中示出要从控制器50向切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2分别供给的PWM信号S1、S2。另外，在图2中还示出要从控制器50向双向开关8的第三切换元件6和第四切换元件7分别供给的控制信号S6、S7。此外，在图2中还示出流经AC负载RA1的电流i1、流经谐振电感器L1的电流iL1、第一切换元件1两端的电压V1、以及第二切换元件2两端的电压V2。此外，在图2中还示出双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8。电压V8是第二端子82和第一端子81之间的电压，其中第一端子81处的电位被定义为基准电位。在以下的说明中，假定由图1所示的箭头指向的方向是正。也就是说，在双向开关8的第二端子82处的电位高于其第一端子81处的电位的情况下，电压V8的电压值将是正值。
此外，在图2中还示出控制器50为了防止第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通所设置的死区时间Td。此外，在图2中还示出由控制器50针对用于双向开关8的第三切换元件6的控制信号S6所设置的附加时间Ta。
附加时间Ta是控制器50为了通过以下操作使控制信号S6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量：将要供给到双向开关8的第三切换元件6的控制信号S6的高电平时间段的开始时刻t1设置为比为了防止第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通所设置的死区时间Td的开始时刻(时间点t2)早的时间点。附加时间Ta的长度由电流i1的值确定。为了在辅助电路中从死区时间Td的开始时刻(时间点t2)开始产生LC谐振，优选在死区时间Td的开始时刻(时间点t2)处电流iL1的值与电流i1的值一致。这是因为只要满足iL1<i1，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9进行充电。控制信号S6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻(时间点t3)是同时的或者比死区时间Td的结束时刻(时间点t3)晚。在图2所例示的示例中，控制信号S6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻(时间点t3)是同时的。控制器50将控制信号S6的高电平时间段设置为Ta+Td。第一切换元件1两端的电压V1在死区时间Td的结束时刻(时间点t3)处变为零。在图2所示的示例中，电流iL1在控制信号S6的高电平时间段的开始时刻t1处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻(时间点t3)起经过了附加时间Ta的时刻t4处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻(时间点t2)起，电流iL1满足iL1≥i1，并且因此，作为从图2的顶部起的第五个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻(时间点t3)起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。
为了在死区时间Td的开始时刻(时间点t2)处开始产生LC谐振，控制器50如上所述基于电流i1确定附加时间Ta，使得在死区时间Td的开始时刻(时间点t2)处满足iL1＝i1。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流i1的检测结果或其信号处理值或者电流i1的估计值、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及再生元件12两端的电压V12的检测结果，控制器50通过下式确定附加时间Ta：Ta＝i1×(L/V12)。在这种情况下，作为电流i1的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Ta的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流i1的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Ta的载波周期所估计的电流i1的值。
前述说明适用于流经谐振电感器L1的电流iL1和流经AC负载RA1的电流i1两者为正的情形。图2还例示流经谐振电感器L1的电流iL1和流经AC负载RA1的电流i1两者为负的情形。另外，图2还示出控制器50针对用于双向开关8的第四切换元件7的控制信号S7所设置的附加时间Ta。附加时间Ta是控制器50为了通过以下操作使控制信号S7的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量：将要供给到双向开关8的第四切换元件7的控制信号S7的高电平时间段的开始时刻t5设置为比为了防止第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通所设置的死区时间Td的开始时刻(时间点t6)早的时间点。在图2所示的示例中，控制信号S7的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻(时间点t7)是同时的。控制器50将控制信号S7的高电平时间段设置为Ta+Td。第二切换元件2两端的电压V2在死区时间Td的结束时刻(时间点t7)处变为零。在图2所示的示例中，电流iL1在控制信号S7的高电平时间段的开始时刻t5处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻(时间点t7)起经过了附加时间Ta的时刻t8处变为零。
图4例如针对流经AC负载RA1的电流i1为正的情形通过实线示出电力转换器100中的第三切换元件6的栅极电压Vg6、流经谐振电感器L1的电流iL1、以及双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8的各个波形。第三切换元件6的栅极电压Vg6是第三切换元件6的栅极-发射极电压，并且是第三切换元件6的控制端子和第二主端子之间的电压。图4还针对如下的比较例通过虚线示出各个波形：第一电阻器R1和第二电阻器R2的各个电阻值被设置为与根据第一实施例的电力转换器100的第一电阻器R1和第二电阻器R2的各个电阻值相比更小的值，以使在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值大于阈值。从图4可以看出，在根据第一实施例的电力转换器100中，与在比较例中相比，栅极电压Vg6以较不急剧的方式从0V上升到台阶电压，在根据第一实施例的电力转换器100中，与在比较例中相比，栅极电压Vg6保持基本恒定的台阶电压的镜像时间段更长，并且在根据第一实施例的电力转换器100中，与在比较例中相比，在镜像时间段之后，栅极电压Vg6从台阶电压以较不急剧的方式上升。另外，从图4还可以看出，在根据第一实施例的电力转换器100中，与在比较例中相比，施加到双向开关8的电压V8略晚开始改变。此外，从图4还可以看出，在根据第一实施例的电力转换器100中，与在比较例中相比，施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值更小。此外，从图4还可以看出，在根据第一实施例的电力转换器100中，与在比较例中相比，电流iL1略晚开始流动。
在图5的A中，A1指示在根据第一实施例的电力转换器100中产生的水平极化波辐射噪声的测量值。另一方面，图5的A所示的A2指示在根据比较例的电力转换器中产生的水平极化波辐射噪声的测量值。在图5的B中，A1指示在根据第一实施例的电力转换器100中产生的垂直极化波辐射噪声的测量值。另一方面，图5的B所示的A2指示在根据比较例的电力转换器中产生的垂直极化波辐射噪声的测量值。在图5的A和图5的B各自中，横轴表示辐射噪声的频率，并且纵轴表示辐射噪声的水平。辐射噪声是在符合CISPR32标准的条件下通过3m方法测量的。在第一实施例的示例中，dV/dt等于或小于阈值。在比较例中，dV/dt大于阈值。从图5的A和图5的B可以看出，可以通过将dV/dt设置为等于或小于阈值的值来减少辐射噪声。
(4)概括
根据第一实施例的电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32、电力转换电路11、双向开关8、谐振电容器9、谐振电感器L1、再生元件12、第一控制单元51、第二控制单元52和限幅器15。电力转换电路11包括：彼此串联连接的第一切换元件1和第二切换元件2；反并联连接到第一切换元件1的第一二极管4；以及反并联连接到第二切换元件2的第二二极管5。在电力转换电路11中，第一切换元件1连接到第一DC端子31，并且第二切换元件2连接到第二DC端子32。双向开关8具有第一端子81和第二端子82。在双向开关8中，双向开关8的第一端子81连接到第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。谐振电容器9连接在双向开关8的第一端子81与第二DC端子32之间。谐振电感器L1连接到双向开关8的第二端子82。再生元件12连接在谐振电感器L1和第二DC端子32之间。第一控制单元51控制第一切换元件1和第二切换元件2。第二控制单元52控制双向开关8。限幅器15将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8的电压变化率(dV/dt)的绝对值限制为阈值或更小。
根据第一实施例的电力转换器100包括限幅器15。这允许电力转换器100在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第一实施例的电力转换器100在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。因此，根据第一实施例的电力转换器100可以减少电磁干扰(EMI)噪声。
另外，在根据第一实施例的电力转换器100中，双向开关8包括第三切换元件6和第四切换元件7，其各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子。第二控制单元52包括：第一驱动电路521，其连接在第三切换元件6的控制端子和第二主端子之间；以及第二驱动电路522，其连接在第四切换元件7的控制端子和第二主端子之间。限幅器15包括：第一电阻器R1，其连接在第三切换元件6的控制端子与第一驱动电路521之间；以及第二电阻器R2，其连接在第四切换元件7的控制端子与第二驱动电路522之间。限幅器15预先确定第一电阻器R1的电阻值和第二电阻器R2的电阻值，以使在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。这允许根据第一实施例的电力转换器100限制在双向开关8的第三切换元件6和第四切换元件7从关断变为导通时的第三切换元件6的栅极充电速率和第四切换元件7的栅极充电速率。因而，根据第一实施例的电力转换器100在进行第一切换元件1和第二切换元件2的软切换期间，可以减小在双向开关8从关断变为导通时施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
(第二实施例)
接着，将参考图6和图7来说明根据第二实施例的电力转换器101。在根据第二实施例的电力转换器101中，限幅器15包括第一电容器C6和第二电容器C7代替第一电阻器R1和第二电阻器R2，这是与根据第一实施例的电力转换器100的不同之处。在以下的说明中，根据该第二实施例的电力转换器101中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
第一电容器C6连接在第三切换元件6的控制端子(栅极端子)和第一主端子(集电极端子)之间。第二电容器C7连接在第四切换元件7的控制端子(栅极端子)和第一主端子(集电极端子)之间。
限幅器15确定第一电容器C6的电容和第二电容器C7的电容，以将在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8的电压变化率的阈值例如可以是但不必一定是2kV/μs。第一电容器C6的电容大于用作第三切换元件6的IGBT的栅极和集电极之间的寄生电容。此外，第二电容器C7的电容大于用作第四切换元件7的IGBT的栅极和集电极之间的寄生电容。
图7是在双向开关8为导通的情形下的辅助电路和第二控制单元52的等效电路图。电力转换器101包括连接在第一驱动电路521与第三切换元件6的控制端子之间的第一栅极电阻器R6、以及连接在第二驱动电路522与第四切换元件7的控制端子之间的第二栅极电阻器R7。第一电容器C6串联连接到第一栅极电阻器R6。因而，第一电容器C6经由第一栅极电阻器R6被充电。此外，第二电容器C7串联连接到第二栅极电阻器R7。因此，第二电容器C7经由第二栅极电阻器R7被充电。
图8例如针对流经AC负载RA1的电流i1为正的情形通过实线示出电力转换器101中的第三切换元件6的栅极电压Vg6、流经谐振电感器L1的电流iL1、以及双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8的各个波形。第三切换元件6的栅极电压Vg6是第三切换元件6的栅极-发射极电压，并且是第三切换元件6的控制端子和第二主端子之间的电压。图8还针对既未提供第一电容器C6也未提供第二电容器C7的比较例通过虚线示出各个波形。从图8可以看出，在根据第二实施例的电力转换器101中，与在比较例中相比，栅极电压Vg6保持基本恒定的台阶电压的镜像时间段更长。另外，从图8还可以看出，根据第二实施例的电力转换器101可以减小施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值。
根据第二实施例的电力转换器101包括限幅器15，该限幅器15用于将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第二实施例的电力转换器101可以减少在进行第一切换元件1和第二切换元件2的软切换时要引起的辐射噪声。
另外，在根据第二实施例的电力转换器101中，确定第一电容器C6的电容和第二电容器C7的电容以使在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。这允许根据第二实施例的电力转换器101限制在双向开关8的第三切换元件6和第四切换元件7从关断变为导通时的第三切换元件6的栅极充电速率和第四切换元件7的栅极充电速率。因此，根据第二实施例的电力转换器101在进行第一切换元件1和第二切换元件2的软切换时，可以减小在双向开关8从关断变为导通时施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值，并由此减少辐射噪声。
(第三实施例)
接着，将参考图9和图10来说明根据第三实施例的电力转换器102。在根据第三实施例的电力转换器102中，限幅器15包括电容器C8代替根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的第一电阻器R1和第二电阻器R2，这是与根据第一实施例的电力转换器100的不同之处。在以下的说明中，根据该第三实施例的电力转换器102中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。注意，根据第三实施例的电力转换器102与上述的根据第二实施例的电力转换器101(参考图6和图7)一样还包括第一驱动电路521、第一栅极电阻器R6、第二驱动电路522和第二栅极电阻器R7。
电容器C8并联连接到双向开关8。也就是说，电容器C8连接在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间，并且并联连接到第三切换元件6和第四切换元件7。图10是在双向开关8为关断时的辅助电路和限幅器15的小信号等效电路图。限幅器15确定电容器C8的电容，以将在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。施加在双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8的电压变化率的阈值例如可以是但不必一定是2kV/μs。电容器C8的电容大于双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的寄生电容。
在该电力转换器102中，如果连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间的DC电源E1的电压是V、谐振电感器L1的电感是L、电容器C8的电容是C、并且表示施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的dV/dt是dV8/dt，则通过以下的式(1)给出在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值：
[数学式1]
因而，电压变化率的绝对值满足下式：
[数学式2]
在式(1)中，基于第一切换元件1和第二切换元件2的软切换的谐振频率来确定谐振电感器L1的电感。电力转换器102可以通过提供与双向开关8并联连接的附加电容器C8来降低电流iL1和电压V8的振铃频率并且减小dV8/dt的绝对值。在图11中，不包括电容器C8的比较例中的电流iL1和电压V8的振铃由虚线曲线指示，并且根据第三实施例的电力转换器102中的电流iL1和电压V8的振铃由实线曲线指示。在不包括电容器C8的比较例中，式(1)中的C表示双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的寄生电容。
在上述的根据第三实施例的电力转换器102中，限幅器15包括与双向开关8并联连接的电容器C8。限幅器15确定电容器C8的电容，以将在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第三实施例的电力转换器102可以减小在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，并由此减少辐射噪声。
(第四实施例)
接着，将参考图12来说明根据第四实施例的电力转换器103。在根据第四实施例的电力转换器103中，限幅器15包括电容器C1代替根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的第一电阻器R1和第二电阻器R2，这是与根据第一实施例的电力转换器100的不同之处。在以下的说明中，根据该第四实施例的电力转换器103中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。注意，根据上述第四实施例的电力转换器103与上述的根据第二实施例的电力转换器101(参考图6和图7)一样还包括第一驱动电路521、第一栅极电阻器R6、第二驱动电路522和第二栅极电阻器R7。
电容器C1并联连接到谐振电感器L1。因而，在双向开关8为关断时的辅助电路和限幅器15的小信号等效电路具有包括电容器C1代替如针对第三实施例所述的图10所示的电容器C8的电路结构。限幅器15确定电容器C1的电容，以将在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。施加在双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8的电压变化率的阈值例如可以是但不必一定是2kV/μs。电容器C1的电容大于双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的寄生电容。
电力转换器103可以通过提供与谐振电感器L1并联连接的附加电容器C1来降低电流iL1和电压V8的振铃频率并且减小dV8/dt的绝对值。
在上述的根据第四实施例的电力转换器103中，限幅器15包括与谐振电感器L1并联连接的电容器C1。限幅器15确定电容器C1的电容，以将在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第四实施例的电力转换器103可以减小在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，并由此减少辐射噪声。
(第五实施例)
接着，将参考图13来说明根据第五实施例的电力转换器104。在根据第五实施例的电力转换器104中，限幅器15包括第一电容器C13和第二电容器C14代替根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的第一电阻器R1和第二电阻器R2，这是与根据第一实施例的电力转换器100的不同之处。在以下的说明中，根据该第五实施例的电力转换器104中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。注意，根据第五实施例的电力转换器104与上述的根据第二实施例的电力转换器101(参考图6和图7)一样还包括第一驱动电路521、第一栅极电阻器R6、第二驱动电路522和第二栅极电阻器R7。
第一电容器C13并联连接到第三二极管13。第二电容器C14并联连接到第四二极管14。因而，在双向开关8为关断时的辅助电路和限幅器15的小信号等效电路具有包括第一电容器C13和第二电容器C14的并联电路代替如针对第三实施例所述的图10所示的电容器C8的电路结构。限幅器15确定第一电容器C13的电容和第二电容器C14的电容，以将在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。施加在双向开关8的第二端子82和第一端子81之间的电压V8的电压变化率的阈值例如可以是但不必一定是2kV/μs。第一电容器C13的电容和第二电容器C14的电容大于双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的寄生电容。
电力转换器104可以通过添加与第三二极管13并联连接的第一电容器C13和与第四二极管D14并联连接的第二电容器C14来降低电流iL1和电压V8的振铃频率并且减小dV8/dt的绝对值。
上述的根据第五实施例的电力转换器104包括第三二极管13和第四二极管14。第三二极管13的阳极连接到双向开关8和谐振电感器L1之间的连接节点，并且其阴极连接到第一DC端子31。第四二极管14的阳极连接到双向开关8和谐振电感器L1之间的连接节点，并且其阴极连接到第二DC端子32。限幅器15包括与第三二极管13并联连接的第一电容器C13和与第四二极管14并联连接的第二电容器C14。限幅器15确定第一电容器C13的电容和第二电容器C14的电容，以将在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第五实施例的电力转换器104可以减小在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，并由此减少辐射噪声。
(第六实施例)
接着，将参考图14和图15来说明根据第六实施例的电力转换器105。在根据第六实施例的电力转换器105中，谐振电感器L1具有如下的非线性特性：使谐振电感器L1在等于或小于电流阈值Ith(其小于谐振电流的电流值)的值处的电感(Lr+Ls)大于谐振电感器L1在谐振电流的电流值处的电感(Lr)，这是与根据第一实施例的电力转换器100的不同之处。在以下的说明中，根据该第六实施例的电力转换器105中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。注意，根据第六实施例的电力转换器105与上述的根据第二实施例的电力转换器101(参考图6和图7)一样还包括第一驱动电路521、第一栅极电阻器R6、第二驱动电路522和第二栅极电阻器R7。
谐振电感器L1例如具有如图15所示的如下的非线性特性：使在流经谐振电感器L1的电流iL1具有等于或小于电流阈值Ith(其小于谐振电流的电流值)的值时的谐振电感器L1的电感(Lr+Ls)大于谐振电感器L1在谐振电流的电流值处的电感(Lr)。具有这样的非线性特性的谐振电感器L1例如可以包括如图16所示的C型芯200和缠绕在C型芯200上的导线210。C型芯200具有面向彼此的第一端面和第二端面。C型芯200在其第一端面和第二端面之间具有(具有第一间隙长度G1的)间隙201和(具有比第一间隙长度G1大的第二间隙长度G2的)间隙202。谐振电感器L1不必一定包括诸如图16所示的C型芯200等的C型芯200作为其芯，而也可以包括E型芯和I型芯的组合作为其芯。
在图17中，根据第六实施例的电力转换器105的电流iL1和电压V8由实线曲线指示，并且谐振电感器L1不具有非线性特性的比较例的电流iL1和电压V8由虚线曲线指示。如图17所示，在双向开关8从关断变为导通时，在根据第六实施例的电力转换器105中，与在比较例中相比，电压V8更早开始下降。另外，如图17所示，在双向开关8从关断变为导通时，在根据第六实施例的电力转换器105中，与在比较例中相比，电流iL1更早开始流经谐振电感器L1。另外，在根据第六实施例的电力转换器105中，与在比较例中相比，电流iL1以较不急剧的方式从零开始增加。此外，如图17所示，在双向开关8从导通变为关断时，在根据第六实施例的电力转换器105中，与在比较例中相比，电流iL1的电流变化率的绝对值更小。此外，在根据第六实施例的电力转换器105中，与在比较例中相比，电流iL1略晚变为零。此外，如图17所示，在根据第六实施例的电力转换器105中，与在比较例中相比，电压V8略晚开始振铃。另外，与比较例相比，在根据第六实施例的电力转换器105中，电压V8的振铃频率以及电压变化率的绝对值减小。
在根据第六实施例的电力转换器105中，具有上述的非线性特性的谐振电感器L1兼用作限幅器15。这允许根据第六实施例的电力转换器105在不改变在进行第一切换元件1和第二切换元件2的软切换时的谐振频率的情况下，减少在双向开关8从关断变为导通时涉及的切换损耗。此外，在根据第六实施例的电力转换器105中，谐振电感器L1兼用作限幅器15。因而，根据第六实施例的电力转换器105可以减小在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，并由此减少辐射噪声。
注意，兼用作限幅器15的谐振电感器L1不必一定具有图16所示的结构，而也可以通过例如如图18所示串联连接电流阈值Ith(参考图17)处饱和的电感器L1s和电流阈值Ith处不饱和的电感器L1r来形成。在这种情况下，在谐振电感器L1中，例如，谐振电感器L1s的电感可以是Ls，并且电感器L1r的电感可以是Lr。然后，在谐振电感器L1中，电感器L1r被实现为空心线圈，并且电感器L1s被实现为有芯线圈。
(第七实施例)
接着，将参考图19来说明根据第七实施例的电力转换器106。在根据第七实施例的电力转换器106中，双向开关8的第三切换元件6和第四切换元件7是单极晶体管，其各自包括第一主端子(漏极端子)、第二主端子(源极端子)和控制端子(栅极端子)，并且彼此反串联连接，这是与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的不同之处。在以下的说明中，根据该第七实施例的电力转换器106中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
在电力转换器106的双向开关8中，用作第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件的单极晶体管是常关型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
在该电力转换器106的双向开关8中，第三切换元件6的第一主端子(漏极端子)和第四切换元件7的第一主端子(漏极端子)彼此连接。也就是说，双向开关8是漏极共用的双向开关。在电力转换器106的双向开关8中，双向开关8的第一端子81连接到第三切换元件6的第二主端子(源极端子)，并且双向开关8的第二端子82连接到第四切换元件7的第二主端子(源极端子)。在图19中，与第三切换元件6反并联连接的二极管D6例如可以是用作第三切换元件6的MOSFET的体二极管(寄生二极管)。此外，与第四切换元件7反并联连接的二极管D7例如可以是用作第四切换元件7的MOSFET的体二极管(寄生二极管)。
在电力转换器106中，第二控制单元52使第三切换元件6和第四切换元件7同时导通和关断。换句话说，第二控制单元52生成针对第三切换元件6的控制信号S6和针对于第四切换元件7的控制信号S7，以使第三切换元件6和第四切换元件7的各个导通时间段彼此一致，并且使第三切换元件6和第四切换元件7的各个关断时间段彼此一致。因而，电力转换器106可以降低双向开关8以电流路径通过二极管D6或二极管D7的操作模式(二极管模式)进行操作的可能性。
另外，在电力转换器106中，第二控制单元52被配置为在流经谐振电感器L1的电流iL1变为零的定时使第三切换元件6和第四切换元件7变为关断。换句话说，第二控制单元52输出已生成的控制信号S6和控制信号S7，以在流经谐振电感器L1的电流iL1变为零的定时使第三切换元件6和第四切换元件7变为关断。在电力转换器106中，第二控制单元52兼用作限幅器15。
图20示出在从电力转换器106朝向AC负载RA1流动的电流i1为正的情形下、PWM信号S1、控制信号S6、控制信号S7、电流iL1、电压V8和电流i8的各个波形，其中在电流i8从双向开关8的第二端子82朝向其第一端子81流动时，电流i8的极性为正。
在该电力转换器106中，在电流iL1变为零之后，如图20所示，由电感器L1以及双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的寄生电容器/钳位二极管(即，第三二极管13或第四二极管14)的寄生电容产生自由振动。此时，与式(1)一样，电压变化率由谐振电感器L1的电感L和寄生电容器的电容值确定。
图21关于第二控制单元52在电流iL1变为零之前使双向开关8变为关断的比较例示出PWM信号S1、控制信号S6、电流iL1、电压V8、流经第三二极管13的反向恢复电流i13和流经二极管14的反向恢复电流i14的各个波形。反向恢复电流i13是在电流从第三二极管13的阳极朝向其阴极流动时极性为正的电流。反向恢复电流i14是在电流从第四二极管14的阳极朝向其阴极流动时极性为正的电流。
从图21可以看出，在比较例中，一旦流经谐振电感器L1的电流变为零，将重复箝位二极管的反向恢复电流使电流继续流经谐振电感器L1的第一操作以及由于一个箝位二极管的反向恢复结束而导致再循环路线切换的第二操作，直到反向恢复的效果消失为止，然后开始产生与图20所示的自由振动相同的自由振动。因而，在比较例中，即使在流经谐振电感器L1的电流iL1变为零之后，由于例如反向恢复电流i13和反向恢复电流i14的影响，电流iL1振动以维持在零也需要更长的时间。另外，从图21中还可以看出，在比较例中，在用作钳位二极管的二极管在第三二极管13和第四二极管14之间切换时，电压变化率增加。特别地，在比较例中，第二操作时的再循环路线的切换所涉及的电压V8的电压变化率高于由自由振动产生的电压变化率，并且因此，电压变化率的绝对值造成问题。
从图20和图21可以看出，在根据第七实施例的电力转换器106中，与比较例相比，施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值减小。使根据该实施例的电力转换器106操作以防止任何电流流经受到反向恢复影响的二极管，由此实现图20所示的操作并且减小施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值。
在上述的根据第七实施例的电力转换器106中，双向开关8包括第三切换元件6和第四切换元件7，其各自包括第一主端子、第二主端子和控制端子，并且彼此反串联连接。第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件是单极晶体管。第二控制单元52被配置为在流经谐振电感器L1的电流iL1变为零的定时使第三切换元件6和第四切换元件7关断。在电力转换器106中，第二控制单元52兼用作限幅器15。
根据第七实施例的电力转换器106可以减小在双向开关8从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，并由此减少辐射噪声。
(第八实施例)
接着，将参考图22来说明根据第八实施例的电力转换器107。根据第八实施例的电力转换器107还包括连接在谐振电感器L1的第二端子与第一DC端子31之间的电容器19，这是与上述的根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的不同之处。在以下的说明中，根据该第八实施例的电力转换器107中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
电容器19串联连接到再生元件12。因而，在该电力转换器107中，电容器19和再生元件12的串联电路连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。电容器19的电容与用作再生元件12的电容器的电容相同。如本文所使用的，表述“电容器19的电容与用作再生元件12的电容器的电容相同”不仅指电容器19的电容与用作再生元件12的电容器的电容完全相同的情形，而且指电容器19的电容落在用作再生元件12的电容器的电容的从95％到105％的范围内的情形。
在根据第八实施例的电力转换器107中，再生元件12两端的电压V1具有通过利用电容器19和再生元件12对DC电源E1的输出电压进行分压所计算出的值。因而，再生元件12两端的电压V12变为具有作为DC电源E1的输出电压的约一半的值。在根据第八实施例的电力转换器107中，控制器50可以预先存储再生元件12两端的电压V12的值。
根据第八实施例的电力转换器107与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15。这允许在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第八实施例的电力转换器107在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
(第九实施例)
接着，将参考图23来说明根据第九实施例的电力转换器108。在根据第九实施例的电力转换器108中，再生元件12是恒压源，这是与上述的根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的不同之处。在以下的说明中，根据该第九实施例的电力转换器108中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
在根据第九实施例的电力转换器108中，再生元件12是恒压源，并且因此，控制器50可以预先存储再生元件12两端的电压V12的值。
根据第九实施例的电力转换器108与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15。这允许在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第九实施例的电力转换器108在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
(第十实施例)
接着，将参考图24来说明根据第十实施例的电力转换器109。在根据第十实施例的电力转换器109中，双向开关8中的第三切换元件6和第四切换元件7是单极晶体管，其各自包括第一主端子(漏极端子)、第二主端子(源极端子)和控制端子(栅极端子)，并且彼此反并联连接，这是与上述的根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的不同之处。在以下的说明中，根据该第十实施例的电力转换器109中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
在电力转换器109的双向开关8中，用作第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件的单极晶体管是常关型MOSFET。
在电力转换器109的双向开关8中，第三切换元件6的第一主端子(漏极端子)和第四切换元件7的第二主端子(源极端子)彼此连接，并且第三切换元件6的第二主端子(源极端子)和第四切换元件7的第一主端子(漏极端子)彼此连接。在该实施例中，双向开关8还包括与第三切换元件6串联连接的二极管D6和与第四切换元件7串联连接的二极管D7。在双向开关8中，第三切换元件6的第一主端子经由二极管D6连接到第四切换元件7的第二主端子，并且第四切换元件7的第一主端子经由二极管D7连接到第三切换元件6的第二主端子。双向开关8的第一端子81是第三切换元件6的第二主端子与二极管D7的阳极之间的连接节点。此外，双向开关8的第二端子82是第四切换元件7的第二主端子与二极管D6的阳极之间的连接节点。
根据第十实施例的电力转换器109与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15。这允许在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加到双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第十实施例的电力转换器109在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
(第十一实施例)
接着，将参考图25来说明根据第十一实施例的电力转换器110。在根据第十一实施例的电力转换器110中，双向开关8具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的双向开关8不同的结构。在以下的说明中，根据该第十一实施例的电力转换器110中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
在电力转换器110中，双向开关8包括单个常闭型MOSFET 80、与MOSFET 80反并联连接的两个二极管D81、D82的串联电路、以及与MOSFET 80反并联连接的两个二极管D83、D84的串联电路。在双向开关8中，双向开关8的二极管D81、D82之间的连接节点(即，双向开关8的第一端子81)连接到切换电路10的连接节点3，并且二极管D83、D84之间的连接节点(即，双向开关8的第二端子82)连接到谐振电感器L1的第一端子。在双向开关8中，在MOSFET80为导通时，双向开关8为导通。另一方面，在MOSFET 80为关断时，双向开关8为关断。
双向开关8的MOSFET 80由第二控制单元52控制。第二控制单元52输出控制信号S8以控制双向开关8的MOSFET 80的导通/关断状态。
在双向开关8中，在MOSFET 80为导通时，由包括谐振电感器L1和谐振电容器9的谐振电路产生的谐振电流流动。在该电力转换器110中，在双向开关8为导通时，包括谐振电流的充电电流沿着按顺序通过再生元件12、谐振电感器L1、二极管D83、MOSFET 80、二极管D82和谐振电容器9的路径流动。另外，在该电力转换器110中，在双向开关8为导通时，包括谐振电流的放电电流沿着按顺序通过谐振电容器9、二极管D81、MOSFET 80、二极管D84、谐振电感器L1和再生元件12的路径流动。
根据第十一实施例的电力转换器110与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15，该限幅器15将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8(参考图1)的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。
在该电力转换器110中，限幅器15包括连接在MOSFET 80的控制端子(栅极端子)与第二控制单元52的驱动电路之间的电阻器R80。更具体地，电阻器R80连接在驱动电路的高电位输出端子与MOSFET 80的控制端子之间。
限幅器15包括电阻器R80，以减小在双向开关8从关断变为导通时的电压V8的电压变化率的绝对值。限幅器15确定电阻器R80的电阻值，以将在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。电阻器R80的电阻值越大，限幅器15可以越显著地减小在双向开关8从关断变为导通时的电压V8的电压变化率的绝对值。
根据第十一实施例的电力转换器110与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15。这允许在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第十一实施例的电力转换器110在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
(第十二实施例)
接着，将参考图26来说明根据第十二实施例的电力转换器111。在根据第十二实施例的电力转换器111中，双向开关8具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的双向开关8不同的结构。在以下的说明中，根据该第十二实施例的电力转换器111中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
在电力转换器111中，双向开关8是双栅极型双向装置，并且包括第一栅极端子、第二栅极端子、第一主端子(第一源极端子)和第二主端子(第二源极端子)。双向开关8例如可以是双栅极型GaN基栅极注入晶体管(GIT)，并且包括第一栅极端子、与第一栅极端子相关联的第一源极端子、第二栅极端子、以及与第二栅极端子相关联的第二源极端子。在该实施例中，双向开关8的第一端子81被实现为第一源极端子，并且双向开关8的第二端子82被实现为第二源极端子。
双向开关8由第二控制单元52控制。在该电力转换器111中，第二控制单元52在第一栅极端子和第一源极端子之间施加控制信号S6，并且在第二栅极端子和第二源极端子之间施加控制信号S6。
电力转换器111与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15，该限幅器15将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。
在该电力转换器111中，限幅器15包括连接在第一栅极端子与第二控制单元52的第一驱动电路之间的第一电阻器R11、以及连接在第二栅极端子与第二控制单元52的第二驱动电路之间的第二电阻器R12。更具体地，第一电阻器R11连接在第一驱动电路的高电位输出端子与双向开关8的第一栅极端子之间。第二电阻器R12连接在第二驱动电路的高电位输出端子与双向开关8的第二栅极端子之间。
限幅器15确定第一电阻器R11和第二电阻器R12的各个电阻值，以使在双向开关8从关断变为导通时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。第一电阻器R11和第二电阻器R12的电阻值越大，限幅器15可以越显著地减小在双向开关8从关断变为导通时的电压V8的电压变化率的绝对值。
根据第十二实施例的电力转换器111与根据第一实施例的电力转换器100一样还包括限幅器15。这允许在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加在双向开关8的第一端子81和第二端子82之间的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第十二实施例的电力转换器111在进行第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
(第十三实施例)
接着，将参考图27至图30来说明根据第十三实施例的电力转换器112。在以下的说明中，根据该第十三实施例的电力转换器112中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
例如，如图27所示，电力转换器112包括第一DC端子31和第二DC端子32、以及多个(例如，三个)AC端子41。DC电源E1连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。AC负载RA1连接到多个AC端子41。AC负载RA1例如可以是三相电动机。电力转换器112将DC电源E1的DC输出转换成AC电力并将该AC电力输出到AC负载RA1。DC电源E1例如可以包括太阳能电池或燃料电池。DC电源E1可以包括DC-DC转换器。在电力转换器112中，如果第一DC端子31和第二DC端子32之间所连接的DC电源E1例如是蓄电池，则多个AC端子41可以连接到电网而不是AC负载RA1。这允许电力转换器112将从DC电源E1供给的DC电力转换成AC电力并将该AC电力输出到电网。这还允许电力转换器112将从电网供给的AC电力转换成DC电力并将该DC电力输出到DC电源E1。如本文所使用的，“电网”是指由诸如电力公司等的电力提供商使用以向客户的受电设备供给电力的整个系统。在电力转换器112中，如果多个AC端子41是三个AC端子41，则AC电力例如可以是具有U相、V相和W相的三相AC电力。
电力转换器112包括电力转换电路11、多个(例如，三个)双向开关8、多个(例如，三个)谐振电容器9、谐振电感器L1、再生元件12和控制器50。电力转换电路11包括多个(例如，三个)第一切换元件1和多个(例如，三个)第二切换元件2。在电力转换电路11中，多个(例如，三个)切换电路10并联连接，在各切换电路10中，多个第一切换元件1中的一个第一切换元件和多个第二切换元件2中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路11中，多个第一切换元件1连接到第一DC端子31并且多个第二切换元件2连接到第二DC端子32。多个AC端子41分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个AC端子41中的各AC端子连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个双向开关8分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个双向开关8中的各双向开关8的第一端子81连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个双向开关8各自的第二端子82共同地连接到公共连接节点25。多个谐振电容器9分别是针对多个双向开关8一对一地设置的。多个谐振电容器9中的各谐振电容器9连接在多个双向开关8中的相应双向开关8的第一端子81与第二DC端子32之间。谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25。再生元件12连接在谐振电感器L1的第二端子与第二DC端子32之间。控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个双向开关8。控制器50包括第一控制单元51和第二控制单元52。第一控制单元51控制多个第一切换元件1和多个第二切换元件2。第二控制单元52控制多个双向开关8。另外，电力转换器112还包括针对多个双向开关8中的各双向开关8提供的根据第一实施例的电力转换器100的限幅器15(参考图1)。
控制器50使多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件进行零电压软切换。
电力转换器112还包括保护电路17。电力转换器112还包括电容器C10。电容器C10连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间，并且并联连接到电力转换电路11。
在以下的说明中，为了便于说明，对于多个切换电路10，针对U相、V相和W相的切换电路10在下文将分别被称为“切换电路10U”、“切换电路10V”和“切换电路10W”。此外，在以下的说明中，切换电路10U的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将被称为“第一切换元件1U”和“第二切换元件2U”。同样，在以下的说明中，切换电路10V的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将被称为“第一切换元件1V”和“第二切换元件2V”。同样，在以下的说明中，切换电路10W的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将被称为“第一切换元件1W”和“第二切换元件2W”。此外，在以下的说明中，第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3在下文将被称为“连接节点3U”，第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3在下文将被称为“连接节点3V”，并且第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3在下文将被称为“连接节点3W”。此外，在以下的说明中，连接到连接节点3U的AC端子41在下文将被称为“AC端子41U”，连接到连接节点3V的AC端子41在下文将被称为“AC端子41V”，并且连接到连接节点3W的AC端子41在下文将被称为“AC端子41W”。此外，在以下的说明中，并联连接到第二切换元件2U的谐振电容器9在下文将被称为“谐振电容器9U”，并联连接到第二切换元件2V的谐振电容器9在下文将被称为“谐振电容器9V”，并且并联连接到第二切换元件2W的谐振电容器9在下文将被称为“谐振电容器9W”。此外，在以下的说明中，连接到连接节点3U的双向开关8在下文将被称为“双向开关8U”，连接到连接节点3V的双向开关8在下文将被称为“双向开关8V”，并且连接到连接节点3W的双向开关8在下文将被称为“双向开关8W”。
在电力转换器112中，DC电源E1的高电位输出端子(正电极)连接到第一DC端子31，并且DC电源E1的低电位输出端子(负电极)连接到第二DC端子32。此外，在电力转换器112中，AC负载RA1的U相、V相和W相分别连接到三个AC端子41U、41V和41W。
在电力转换电路11中，多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件具有控制端子、第一主端子和第二主端子。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2的各个控制端子连接到控制器50的第一控制单元51。在电力转换器100的多个切换电路10中的各切换电路10中，第一切换元件1的第一主端子连接到第一DC端子31，第一切换元件1的第二主端子连接到第二切换元件2的第一主端子，并且第二切换元件2的第二主端子连接到第二DC端子32。在多个切换电路10中的各切换电路10中，第一切换元件1是高侧切换元件(P侧切换元件)并且第二切换元件2是低侧切换元件(N侧切换元件)。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件例如可以是IGBT。因而，在多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件中，控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、集电极端子和发射极端子。电力转换电路11还包括：多个第一二极管4，其一对一地反并联连接到多个第一切换元件1；以及多个第二二极管5，其一对一地反并联连接到多个第二切换元件2。在多个第一二极管4中的各第一二极管4中，第一二极管4的阳极连接到与第一二极管4相对应的第一切换元件1的第二主端子(发射极端子)，并且第一二极管4的阴极连接到与第一二极管4相对应的第一切换元件1的第一主端子(集电极端子)。在多个第二二极管5中的各第二二极管5中，第二二极管5的阳极连接到与第二二极管5相对应的第二切换元件2的第二主端子(发射极端子)，并且第二二极管5的阴极连接到与第二二极管5相对应的第二切换元件2的第一主端子(集电极端子)。
AC负载RA1的U相例如可以经由AC端子41U连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。AC负载RA1的V相例如可以经由AC端子41V连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。AC负载RA1的W相例如可以经由AC端子41W连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。
多个第一切换元件1和多个第二切换元件2由第一控制单元51控制。
多个谐振电容器9中的各谐振电容器9连接在多个双向开关8中的相应双向开关8的第一端子81与第二DC端子32之间。电力转换器112包括多个谐振电路。多个谐振电路包括具有谐振电容器9U和谐振电感器L1的谐振电路、具有谐振电容器9V和谐振电感器L1的谐振电路、以及具有谐振电容器9W和谐振电感器L1的谐振电路。多个谐振电路共同地共用谐振电感器L1。
多个双向开关8中的各双向开关8例如可以包括彼此反并联连接的第三切换元件6和第四切换元件7。第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件例如可以是IGBT。因此，在第三切换元件6和第四切换元件7中的各切换元件中，控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、集电极端子和发射极端子。在多个双向开关8中的各双向开关8中，第三切换元件6的第一主端子(集电极端子)和第四切换元件7的第二主端子(发射极端子)彼此连接，并且第三切换元件6的第二主端子(发射极端子)和第四切换元件7的第一主端子(集电极端子)彼此连接。在多个双向开关8中的各双向开关8中，第三切换元件6连接到与包括第三切换元件6的双向开关8相对应的切换电路10的连接节点3。在多个双向开关8中的各双向开关8中，第四切换元件7连接到与包括第四切换元件7的双向开关8相对应的切换电路10的连接节点3。双向开关8U的第一端子81连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。双向开关8V的第一端子81连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。双向开关8W的第一端子81连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。在以下的说明中，双向开关8U的第三切换元件6和第四切换元件7在下文将分别被称为“第三切换元件6U”和“第四切换元件7U”。双向开关8V的第三切换元件6和第四切换元件7在下文将分别被称为“第三切换元件6V”和“第四切换元件7V”。为了便于说明，双向开关8W的第三切换元件6和第四切换元件7在下文将分别被称为“第三切换元件6W”和“第四切换元件7W”。
多个双向开关8由第二控制单元52控制。换句话说，第三切换元件6U、第四切换元件7U、第三切换元件6V、第四切换元件7V、第三切换元件6W和第四切换元件7W由第二控制单元52控制。
谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。在谐振电感器L1中，谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25(换句话说，连接到多个双向开关8的各个第二端子82)，并且谐振电感器L1的第二端子连接到再生元件12。
再生元件12连接在谐振电感器L1的第二端子与第二DC端子32之间。再生元件12例如可以是电容器(更具体地，薄膜电容器)。
保护电路17包括第三二极管13和第四二极管14。第三二极管13连接在公共连接节点25(换句话说，多个双向开关8的各个第二端子82)和第一DC端子31之间。在第三二极管13中，第三二极管13的阳极连接到公共连接节点25。此外，在第三二极管13中，第三二极管13的阴极连接到第一DC端子31。第四二极管14连接在公共连接节点25和第二DC端子32之间。在第四二极管14中，第四二极管14的阳极连接到第二DC端子32。在第四二极管14中，第四二极管14的阴极连接到公共连接节点25。因而，第四二极管14串联连接到第三二极管13。
电容器C10连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间并且并联连接到电力转换电路11。电容器C10例如可以是电解电容器。
控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个双向开关8。进行控制器50的功能的智能体包括计算机系统。计算机系统包括单个计算机或多个计算机。计算机系统可以包括处理器和存储器作为其主要硬件组件。计算机系统用作通过使处理器执行计算机系统的存储器中所存储的程序来进行根据本公开的控制器50的功能的智能体。程序可以预先存储在计算机系统的存储器中。可替代地，程序也可以通过电信线路下载，或者在记录在诸如存储卡、光盘或硬盘驱动器(磁盘)(其中的任何对于计算机系统均是可读的)等的非暂态存储介质中之后进行分发。计算机系统的处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路构成。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上或分布在多个芯片上，无论哪种都是适当的。这些多个芯片可以一起聚合在单个装置中或者分布在多个装置中，而没有限制。
控制器50的第一控制单元51输出用以分别控制多个第一切换元件1U、1V、1W的导通/关断(ON/OFF)状态的PWM信号SU1、SV1、SW1。PWM信号SU1、SV1、SW1各自是具有例如在第一电位电平(以下称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(以下称为“高电平”)之间交替的电位电平的信号。第一切换元件1U、1V、1W在PWM信号SU1、SV1、SW1具有高电平时分别变为导通，并且在PWM信号SU1、SV1、SW1具有低电平时分别变为关断。另外，第一控制单元51还输出用以分别控制多个第二切换元件2U、2V、2W的导通/关断状态的PWM信号SU2、SV2、SW2。PWM信号SU2、SV2、SW2各自是具有例如在第一电位电平(以下称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(以下称为“高电平”)之间交替的电位电平的信号。第二切换元件2U、2V、2W在PWM信号SU2、SV2、SW2具有高电平时分别变为导通，并且在PWM信号SU2、SV2、SW2具有低电平时分别变为关断。第一控制单元51使用具有锯齿波形的载波信号(参考图28)来生成分别针对多个第一切换元件1U、1V、1W的PWM信号SU1、SV1、SW1以及分别针对多个第二切换元件2U、2V、2W的PWM信号SU2、SV2、SW2。更具体地，第一控制单元51至少基于载波信号和U相电压命令来生成要分别供给到第一切换元件1U和第二切换元件2U的PWM信号SU1、SU2。此外，第一控制单元51至少基于载波信号和V相电压命令来生成要分别供给到第一切换元件1V和第二切换元件2V的PWM信号SV1、SV2。此外，第一控制单元51还至少基于载波信号和W相电压命令来生成要分别供给到第一切换元件1W和第二切换元件2W的PWM信号SW1、SW2。U相电压命令、V相电压命令和W相电压命令是相位彼此相差120度并且振幅(电压命令值)随时间而改变的正弦波信号。此外，U相电压命令、V相电压命令和W相电压命令各自具有相同长度的一个周期。另外，U相电压命令、V相电压命令和W相电压命令的一个周期比载波信号的一个周期长。
要从第一控制单元51向第一切换元件1U和第二切换元件2U分别供给的PWM信号SU1、SU2的占空比根据U相电压命令而变化。第一控制单元51通过将U相电压命令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1U的PWM信号SU1。第一控制单元51通过使要供给到第一切换元件1U的PWM信号SU1反转来生成要供给到第二切换元件2U的PWM信号SU2。另外，为了防止第一切换元件1U和第二切换元件2U的各个导通时间段彼此重叠，第一控制单元51在PWM信号SU1具有高电平的时间段和PWM信号SU2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图28)。
要从第一控制单元51向第一切换元件1V和第二切换元件2V分别供给的PWM信号SV1、SV2的占空比根据V相电压命令而变化。第一控制单元51通过将V相电压命令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1V的PWM信号SV1。第一控制单元51通过使要供给到第一切换元件1V的PWM信号SV1反转来生成要供给到第二切换元件2V的PWM信号SV2。另外，为了防止第一切换元件1V和第二切换元件2V的各个导通时间段彼此重叠，第一控制单元51在PWM信号SV1具有高电平的时间段和PWM信号SV2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图28)。
要从第一控制单元51向第一切换元件1W和第二切换元件2W分别供给的PWM信号SW1、SW2的占空比根据W相电压命令而变化。第一控制单元51通过将W相电压命令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1W的PWM信号SW1。第一控制单元51通过使要供给到第一切换元件1W的PWM信号SW1反转来生成要供给到第二切换元件2W的PWM信号SW2。另外，为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W的各个导通时间段彼此重叠，第一控制单元51在PWM信号SW1具有高电平的时间段和PWM信号SW2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图29)。
U相电压命令、V相电压命令和W相电压命令例如可以是相位彼此相差120度并且振幅随时间而改变的正弦波信号。因而，例如，如图30所示，PWM信号SU1、SV1、SW1的各个占空比以相位彼此相差120度的正弦波的形式改变。以相同方式，PWM信号SU2、SV2、SW2的各个占空比也以相位彼此相差120度的正弦波的形式改变。
第一控制单元51基于载波信号、各个电压命令、以及与AC负载RA1的状态有关的信息来生成各个PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、SW1、SW2。例如，如果AC负载RA1是三相电动机，则与AC负载RA1的状态有关的信息例如可以包括由用于分别检测流经AC负载RA1的U相、V相和W相的电流的多个电流传感器所提供的检测值。
设置了多个双向开关8、谐振电感器L1、多个谐振电容器9、再生元件12和保护电路17以对多个第一切换元件1和多个第二切换元件2进行零电压软切换。
在该电力转换器112中，控制器50不仅控制电力转换电路11的多个第一切换元件1和多个第二切换元件2，而且还控制多个双向开关8。更具体地，控制器50的第一控制单元51控制电力转换电路11的多个第一切换元件1和多个第二切换元件2，并且控制器50的第二控制单元52控制多个双向开关8。
第二控制单元52生成用于分别控制第三切换元件6U、第四切换元件7U、第三切换元件6V、第四切换元件7V、第三切换元件6W和第四切换元件7W的各个导通/关断状态的控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、SW6、SW7，并且将控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、SW6、SW7输出到第三切换元件6U、第四切换元件7U、第三切换元件6V、第四切换元件7V、第三切换元件6W和第四切换元件7W的各个控制端子(即，栅极端子)。
如果第三切换元件6U为导通并且第四切换元件7U为关断，则双向开关8U允许按顺序流经再生元件12、谐振电感器L1、双向开关8U和谐振电容器9U以对谐振电容器9U进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第三切换元件6U为关断并且第四切换元件7U为导通，则双向开关8U允许按顺序流经谐振电容器9U、双向开关8U、谐振电感器L1和再生元件12以去除来自谐振电容器9U的电荷的放电电流通过。
如果第三切换元件6V为导通并且第四切换元件7V为关断，则双向开关8V允许按顺序流经再生元件12、谐振电感器L1、双向开关8V和谐振电容器9V以对谐振电容器9V进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第三切换元件6V为关断并且第四切换元件7V为导通，则双向开关8V允许按顺序流经谐振电容器9V、双向开关8V、谐振电感器L1和再生元件12以去除来自谐振电容器9V的电荷的放电电流通过。
如果第三切换元件6W为导通并且第四切换元件7W为关断，则双向开关8W允许按顺序流经再生元件12、谐振电感器L1、双向开关8W和谐振电容器9W以对谐振电容器9W进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第三切换元件6W为关断并且第四切换元件7W为导通，则双向开关8W允许按顺序流经谐振电容器9W、双向开关8W、谐振电感器L1和再生元件12以去除来自谐振电容器9W的电荷的放电电流通过。
在以下的说明中，流经谐振电感器L1的电流在下文将由iL1指定，流经AC负载RA1的U相的电流在下文将由iU指定，流经AC负载RA1的V相的电流在下文将由iV指定，并且流经AC负载RA1的W相的电流在下文将由iW指定。此外，在以下的说明中，对于这些电流iL1、iU、iV和iW中的各电流，如果电流在由图27所示的箭头中的相应箭头指示的方向上流动，则假定电流的极性为正。另一方面，如果电流在与由图27所示的箭头指示的方向相反的方向上流动，则假定电流的极性为负。
如上所述，电力转换器112包括包含第三二极管13和第四二极管14的保护电路17。因而，在该电力转换器112中，例如，当在双向开关8U的第三切换元件6U为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8U的第三切换元件6U变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器112中，例如，当在双向开关8U的第四切换元件7U为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8U的第四切换元件7U变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生元件12的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器112中，例如，当在双向开关8V的第三切换元件6V为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8V的第三切换元件6V变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器112中，例如，当在双向开关8V的第四切换元件7V为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8V的第四切换元件7V变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生元件12的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器112中，例如，当在双向开关8W的第三切换元件6W为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8W的第三切换元件6W变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器112中，例如，当在双向开关8W的第四切换元件7W为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、双向开关8W的第四切换元件7W变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生元件12的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。
接着，将参考图27和图28来说明第一控制单元51在对多个第一切换元件1中的各第一切换元件1进行零电压软切换控制时如何操作。注意，在对多个第二切换元件2中的各第二切换元件2进行零电压软切换控制时，第一控制单元51以与在对多个第一切换元件1中的各第一切换元件1进行零电压软切换控制时相同的方式操作，并且因此，本文将省略其说明。
在对第一切换元件1进行零电压软切换控制时，需要紧挨在第一切换元件1变为导通之前将第一切换元件1两端的电压降低到零。因而，第一控制单元51通过使与第一切换元件1相对应的第三切换元件6变为导通以使与谐振电感器L1和第一切换元件1串联连接的谐振电容器9产生谐振并由此利用再生元件12中所储存的电荷对谐振电容器9进行充电，来将作为零电压软切换控制的对象的第一切换元件1两端的电压降低到零。
另一方面，在对第二切换元件2进行零电压软切换控制时，需要紧挨在第二切换元件2变为导通之前将第二切换元件2两端的电压降低到零。因而，控制器50通过使第二控制单元52将与第二切换元件2相对应的第四切换元件7变为导通以使与谐振电感器L1和第二切换元件2并联连接的谐振电容器9产生谐振并由此去除从谐振电容器9向电容器C1的电荷，来将作为零电压软切换控制的对象的第二切换元件2两端的电压降低到零。控制器50经由双向开关8对谐振电容器9进行充电和放电，使得死区时间Td与LC谐振的半周期 一致。这允许电力转换器100进行零电压软切换。
在图28中示出要从第一控制单元51向切换电路10U的第一切换元件1U和第二切换元件2U分别供给的PWM信号SU1、SU2。另外，在图28中还示出要从第二控制单元52向双向开关8U的第三切换元件6U供给的控制信号SU6、流经AC负载RA1的U相的电流iU、流经谐振电感器L1的电流iL1、以及第一切换元件1U两端的电压V1U。此外，在图28中还示出要从第一控制单元51向切换电路10V的第一切换元件1V和第二切换元件2V分别供给的PWM信号SV1、SV2。另外，在图28中还示出要从第二控制单元52向双向开关8V的第三切换元件6V供给的控制信号SV6、流经AC负载RA1的V相的电流iV、流经谐振电感器L1的电流iL1、以及第一切换元件1V两端的电压V1V。
此外，在图28中还示出第一控制单元51为了防止同相的第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通所设置的死区时间Td。此外，在图28中还示出由第二控制单元52针对用于双向开关8U的第三切换元件6U的控制信号SU6所设置的附加时间Tau和由第二控制单元52针对用于双向开关8V的第三切换元件6V的控制信号SV6所设置的附加时间Tav。
在图29中示出要从第一控制单元51向切换电路10W的第一切换元件1W和第二切换元件2W分别供给的PWM信号SW1、SW2。另外，在图29中还示出要从第二控制单元52向双向开关8W的第三切换元件6W供给的控制信号SW6以及流经AC负载RA1的W相的电流iW。在图29中还示出流经谐振电感器L1的电流iL1。在图29中还示出第一切换元件1W两端的电压V1W。
此外，在图29中还示出第一控制单元51为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W同时变为导通所设置的死区时间Td。此外，在图29中还示出由第二控制单元52针对用于双向开关8W的第三切换元件6W的控制信号SW6所设置的附加时间Taw。
附加时间Tau(参考图28)是第二控制单元52为了使控制信号SU6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量。为了防止第一切换元件1U和第二切换元件2U同时变为导通，第二控制单元52将要供给到双向开关8U的第三切换元件6U的控制信号SU6的高电平时间段的开始时刻t1设置为比所设置的死区时间Td的开始时刻(时间点t2)早的时间点。附加时间Tau的长度由电流iU的值确定。为了从死区时间Td的开始时刻(时间点t2)开始产生LC谐振，优选在死区时间Td的开始时刻(时间点t2)处电流iL1的值与电流iU的值一致。这是因为只要满足iL1<iU，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9U进行充电。控制信号SU6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻(时间点t3)是同时的或者比死区时间Td的结束时刻(时间点t3)晚。在图28所示的示例中，控制信号SU6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻(时间点t3)是同时的。第二控制单元52将控制信号SU6的高电平时间段设置为Tau+Td。第一切换元件1U两端的电压V1U在死区时间Td的结束时刻(时间点t3)处变为零。在图28所示的示例中，电流iL1在控制信号SU6的高电平时间段的开始时刻t1处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻(时间点t3)起经过了附加时间Tau的时刻t4处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻(时间点t2)起，电流iL1满足iL1≥iU，并且因此，作为从图28的顶部起的第五个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9U以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻(时间点t3)起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。
附加时间Tav(参考图28)是第二控制单元52为了使控制信号SV6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量。第二控制单元52将要供给到双向开关8V的第三切换元件6V的控制信号SV6的高电平时间段的开始时刻t5设置为比所设置的死区时间Td的开始时刻(时间点t6)早的时间点，以使控制信号SV6的高电平时间段比为了防止第一切换元件1V和第二切换元件2V同时变为导通所设置的死区时间Td长。附加时间Tav的长度由电流iV的值确定。为了从死区时间Td的开始时刻(时间点t6)起开始产生LC谐振，优选在死区时间Td的开始时刻(时间点t6)处电流iL1的值与电流iV的值一致。这是因为只要满足iL1<iV，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9V进行充电。控制信号SV6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻(时间点t7)是同时的或者比死区时间Td的结束时刻(时间点t7)晚。在图28所示的示例中，控制信号SV6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻(时间点t7)是同时的。第二控制单元52将控制信号SV6的高电平时间段设置为Tav+Td。第一切换元件1V两端的电压V1V在死区时间Td的结束时刻(时间点t7)处变为零。在图28所示的示例中，电流iL1在控制信号SV6的高电平时间段的开始时刻t5处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻(时间点t7)起经过了附加时间Tav的时刻t8处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻(时间点t6)起，电流iL1满足iL1≥iV，并且因此，作为从图28的顶部起的第十个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9V以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻(时间点t7)起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。
附加时间Taw是第二控制单元52为了使控制信号SW6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量。第二控制单元52将要供给到双向开关8W的第三切换元件6W的控制信号SW6的高电平时间段的开始时刻t9设置为比所设置的死区时间Td的开始时刻(时间点t10)早的时间点，以使控制信号SW6的高电平时间段比为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W同时变为导通所设置的死区时间Td长。附加时间Taw的长度由电流iW的值确定。为了从死区时间Td的开始时刻(时间点t10)开始产生LC谐振，优选在死区时间的开始时刻(时间点t10)处电流iL1的值与电流iW的值一致。这是因为只要满足iL1<iW，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9W进行充电。控制信号SW6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻(时间点t11)是同时的或者比死区时间Td的结束时刻(时间点t11)晚。在图29所示的示例中，控制信号SW6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻(时间点t11)是同时的。第二控制单元52将控制信号SW6的高电平时间段设置为Taw+Td。第一切换元件1W两端的电压V1W在死区时间Td的结束时刻(时间点t11)处变为零。在图29所示的示例中，电流iL1在控制信号SW6的高电平时间段的开始时刻t9处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻(时间点t11)起经过了附加时间Taw的时刻t12处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻(时间点t10)起，电流iL1满足iL1≥iW，并且因此，作为从图29的顶部起的第四个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9W以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻(时间点t11)起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。
为了如上所述在死区时间Td的开始时刻t1处开始产生LC谐振，第二控制单元52基于电流iU确定附加时间Tau，使得在死区时间Td的开始时刻t1处满足iL1＝iU。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流iU的检测结果或其信号处理值或者电流iU的估计值、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及再生元件12两端的电压V12的检测结果，第二控制单元52通过下式确定附加时间Tau：Tau＝iU×(L/V12)。在这种情况下，作为电流iU的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Tau的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流iU的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Tau的载波周期所估计的电流iU的值。
为了如上所述在死区时间Td的开始时刻(时间点t6)处开始产生LC谐振，第二控制单元52基于电流iV确定附加时间Tav，使得在死区时间Td的开始时刻(时间点t6)处满足iL1＝iV。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流iV的检测结果或其信号处理值或者电流iV的估计值、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及再生元件12两端的电压V12的检测结果，第二控制单元52通过下式确定附加时间Tav：Tav＝iV×(L/V12)。在这种情况下，作为电流iV的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Tav的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流iV的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Tav的载波周期所估计的电流iV的值。
第二控制单元52基于电流iW确定附加时间Taw。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流iW的检测结果、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及再生元件12两端的电压V12的检测结果，第二控制单元52通过下式确定附加时间Taw：Taw＝iW×(L/V12)。在这种情况下，作为电流iW的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Taw的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流iW的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Taw的载波周期所估计的电流iW的值。
假定多个谐振电容器9U、9V和9W的各个电容分别由Cru、Crv和Crw指定。在这种情况下，如果U相电流和V相电流同时流经谐振电感器L1，则在等效电路中具有谐振电容器9U和谐振电容器9V的合成电容(＝Cru+Crv)的电容器串联连接到谐振电感器L1。因而，在电力转换器112中，如果两相电流同时流经谐振电感器L1，则与单相电流流经谐振电感器L1的情形相比，包括谐振电感器L1的谐振电路的谐振频率改变。因此，电力转换器112不能进行零电压软切换。
相比之下，在电力转换器112中，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50进行使两个切换电路10其中之一中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。如本文所使用的，表述“在判断为两相谐振电流同时流动的情况下”还可以指预先估计为两相电流将同时流经谐振电感器L1的情形。
图28示出U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠(即，不同时流动)的情形与U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠(即，同时流动)的情形之间的示例性边界条件。将参考图28来说明边界条件。在电力转换器112中，如果要供给到切换电路10U的第一切换元件1U的PWM信号SU1的高电平时间段的开始时刻(时间点t3)与要供给到切换电路10V的第一切换元件1V的PWM信号SV1的高电平时间段的开始时刻(时间点t7)之间的时滞等于或大于(Tau+Tav+Td)，则U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tau+Tav+Td)，则U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠。也就是说，在根据边界条件将针对时滞的阈值设置为(Tau+Tav+Td)的情况下，如果时滞小于阈值，则可以估计为与属于多个切换电路10的切换电路10U和切换电路10V的两个相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，考虑到附加时间Tau的误差和附加时间Tav的误差，也可以将阈值设置为甚至比(Tau+Tav+Td)更大的值。另外，上述的用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出与上述时滞相对应的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用要供给到切换电路10U的第二切换元件2U的PWM信号SU2的高电平时间段的结束时刻(时间点t2)与要供给到切换电路10V的第二切换元件2V的PWM信号SV2的高电平时间段的结束时刻(时间点t6)之间的时滞。在电力转换器112中，如果采用上述边界条件，则U相(或V相)谐振电流一结束流动，V相(或U相)谐振电流就开始流动。
在电力转换器112中，如果要供给到切换电路10U的第一切换元件1U的PWM信号SU1的高电平时间段的开始时刻(时间点t3)与要供给到切换电路10W的第一切换元件1W的PWM信号SW1的高电平时间段的开始时刻(时间点t11)之间的时滞等于或大于(Tau+Taw+Td)，则U相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tau+Taw+Td)，则U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠。也就是说，在根据边界条件将针对时滞的阈值设置为(Tau+Taw+Td)的情况下，如果时滞小于阈值，则可以估计为与属于多个切换电路10的切换电路10U和切换电路10W的两个相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且阈值也可以被设置为任何其他值。例如，考虑到附加时间Tau的误差和附加时间Taw的误差，也可以将阈值设置为甚至比(Tau+Taw+Td)更大的值。另外，上述的用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出与上述时滞相对应的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用要供给到切换电路10U的第二切换元件2U的PWM信号SU2的高电平时间段的结束时刻(时间点t2)与要供给到切换电路10W的第二切换元件2W的PWM信号SW2的高电平时间段的结束时刻(时间点t10)之间的时滞。
在电力转换器112中，如果要供给到切换电路10V的第一切换元件1V的PWM信号SV1的高电平时间段的开始时刻(时间点t3)与要供给到切换电路10W的第一切换元件1W的PWM信号SW1的高电平时间段的开始时刻(时间点t11)之间的时滞等于或大于(Tav+Taw+Td)，则V相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tav+Taw+Td)，则V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠。也就是说，在根据边界条件将针对时滞的阈值设置为(Tav+Taw+Td)的情况下，如果时滞小于阈值，则可以估计为与属于多个切换电路10的切换电路10V和切换电路10W的两个相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，考虑到附加时间Tav的误差和附加时间Taw的误差，也可以将阈值设置为甚至比(Tav+Taw+Td)更大的值。另外，上述的用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出与上述时滞相对应的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用要供给到切换电路10V的第二切换元件2V的PWM信号SV2的高电平时间段的结束时刻(时间点t6)与要供给到切换电路10W的第二切换元件2W的PWM信号SW2的高电平时间段的结束时刻(时间点t10)之间的时滞。
根据第十三实施例的电力转换器112向多个双向开关8中的各双向开关8提供与根据第一实施例的电力转换器100的限幅器15相同的限幅器15(参考图1)。
根据第十三实施例的电力转换器112包括针对多个双向开关8一对一地设置的多个限幅器15。这允许在进行多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加到相应双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第十三实施例的电力转换器112在进行多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到其相应双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
注意，根据第十三实施例的电力转换器112不必一定包括根据第一实施例的电力转换器100的限幅器15，而例如也可以包括上述的根据第二实施例至第六实施例的电力转换器101至105中的任一个的限幅器15。另外，双向开关8可以具有与例如上述的根据第七实施例、第十实施例、第十一实施例和第十二实施例的电力转换器106、109至111中的任一个的双向开关8相同的结构。
可选地，根据第十三实施例的电力转换器112与根据第八实施例的电力转换器107(参考图22)一样可以包括电容器19。
此外，在根据第十三实施例的电力转换器112中，如上述的根据第九实施例的电力转换器108(参考图23)那样，再生元件12也可以是恒压源。
(第十四实施例)
接着，将参考图31来说明根据第十四实施例的电力转换器113。根据第十四实施例的电力转换器112包括多个(例如，三个)谐振电感器L1和多个(例如，三个)保护电路17，在这多个保护电路17中的各保护电路17中，第三二极管13和第四二极管14串联连接，这与上述的根据第十三实施例的电力转换器112(参考图27)的不同之处。在以下的说明中，根据该第十四实施例的电力转换器113中的、具有与上述的根据第十三实施例的电力转换器112的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。
在电力转换器113中，多个(例如，三个)谐振电感器L1一对一地连接到多个(例如，三个)双向开关8。多个(例如，三个)谐振电感器L1中的各谐振电感器L1的第一端子连接到多个(例如，三个)双向开关8中的相应双向开关8的第二端子82。
多个谐振电感器L1的各个第二端子共同地连接到单个再生元件12。
多个保护电路17连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。多个保护电路17是针对多个双向开关8一对一地设置的。各保护电路17的第三二极管13和第四二极管14之间的连接节点连接到双向开关8中的相应双向开关8的第二端子82。
根据第十四实施例的电力转换器113向多个双向开关8中的各双向开关8提供与根据第一实施例的电力转换器100的限幅器15相同的限幅器15(参考图1)。
根据第十四实施例的电力转换器113包括针对多个双向开关8一对一地设置的多个限幅器15。这允许在进行多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，将施加到相应双向开关8的电压V8的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。因而，根据第十四实施例的电力转换器113在进行多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件的软切换时，可以减少由于施加到其相应双向开关8的电压V8的变化而引起的辐射噪声。
注意，在根据第十四实施例的电力转换器113中，多个谐振电感器L1是针对多个切换电路10一对一地设置的。这使得能够防止两相谐振电流流经单个谐振电感器L1。
注意，根据第十四实施例的电力转换器113不必一定包括根据第一实施例的电力转换器100的限幅器15，而例如也可以包括上述得根据第二实施例至第六实施例的电力转换器101至105中的任一个的限幅器15。另外，双向开关8可以具有与例如上述的根据第七实施例、第十实施例、第十一实施例和第十二实施例的电力转换器106、109至111中的任一个的双向开关8相同的结构。
可选地，根据第十四实施例的电力转换器113与根据第八实施例的电力转换器107(参考图22)一样可以包括电容器19。
此外，在根据第十四实施例的电力转换器113中，如上述的根据第九实施例的电力转换器108(参考图23)那样，再生元件12也可以是恒压源。
(变形例)
注意，上述的第一实施例至第十四实施例及其变形例仅是本公开的各种实施例中的典型实施例及其变形例，并且不应被解释为限制性的。相反，可以在不背离本公开的范围的情况下根据设计选择或任何其他因素来以各种方式容易地修改第一实施例至第十四实施例及其变形例。
例如，第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件不必一定是IGBT，而也可以是MOSFET。在这种情况下，第一二极管4可以用例如用作第一切换元件1的MOSFET的寄生二极管替换。第二二极管5可以用例如用作第二切换元件2的MOSFET的寄生二极管替换。MOSFET例如可以是Si基MOSFET或SiC基MOSFET。第一切换元件1和第二切换元件2中的各切换元件例如也可以是双极晶体管或GaN基GIT。
此外，在电力转换器100至113中，如果谐振电容器9具有相对较小的电容，则谐振电容器9不必一定作为外部组件提供，而第二切换元件2两端的寄生电容可以兼用作谐振电容器9。
(各方面)
上述的第一实施例至第十四实施例及其变形例是本公开的以下方面的具体实现。
根据第一方面的电力转换器(100；101；102；103；104；105；106；107；108；109；110；111；112；113)包括第一DC端子(31)和第二DC端子(32)、电力转换电路(11)、双向开关(8)、谐振电容器(9)、谐振电感器(L1)、再生元件(12)、第一控制单元(51)、第二控制单元(52)和限幅器(15)。电力转换电路(11)包括：第一切换元件(1)和第二切换元件(2)，其彼此串联连接；第一二极管(4)，其反并联连接到第一切换元件(1)；以及第二二极管(5)，其反并联连接到第二切换元件(2)。在电力转换电路(11)中，第一切换元件(1)连接到第一DC端子(31)，并且第二切换元件(2)连接到第二DC端子(32)。双向开关(8)具有第一端子(81)和第二端子(82)。双向开关(8)的第一端子(81)连接到第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。谐振电容器(9)连接在双向开关(8)的第一端子(81)与第二DC端子(32)之间。谐振电感器(L1)连接到双向开关(8)的第二端子(82)。再生元件(12)连接在谐振电感器(L1)和第二DC端子(32)之间。第一控制单元(51)控制第一切换元件(1)和第二切换元件(2)。第二控制单元(52)控制双向开关(8)。限幅器(15)将施加在双向开关(8)的第一端子(81)和第二端子(82)之间的电压的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。
根据第一方面的电力转换器(100；101；102；103；104；105；106；107；108；109；110；111；112；113)可以减少辐射噪声。
在可以结合第一方面来实现的根据第二方面的电力转换器(100；107；108；109；112；113)中，双向开关(8)包括第三切换元件(6)和第四切换元件(7)，其各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子。第二控制单元(52)包括：第一驱动电路(521)，其连接在第三切换元件(6)的控制端子和第二主端子之间；以及第二驱动电路(522)，其连接在第四切换元件(7)的控制端子和第二主端子之间。限幅器(15)包括：第一电阻器(R1)，其连接在第三切换元件(6)的控制端子与第一驱动电路(521)之间；以及第二电阻器(R2)，其连接在第四切换元件(7)的控制端子与第二驱动电路(522)之间。限幅器(15)预先确定第一电阻器(R1)的电阻值和第二电阻器(R2)的电阻值，以使在双向开关(8)从关断变为导通时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。
根据第二方面的电力转换器(100；107；108；109；112；113)在进行第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的软切换时，可以减小在双向开关(8)从关断变为导通时的双向开关(8)的电压(V8)的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
在可以结合第一方面来实现的根据第三方面的电力转换器(101；107；108；112；113)中，双向开关(8)包括第三切换元件(6)和第四切换元件(7)，其各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子。第二控制单元(52)包括：第一驱动电路(521)，其连接在第三切换元件(6)的控制端子和第二主端子之间；以及第二驱动电路(522)，其连接在第四切换元件(7)的控制端子和第二主端子之间。限幅器(15)包括：第一电容器(C6)，其连接在第三切换元件(6)的控制端子和第一主端子之间；以及第二电容器(C7)，其连接在第四切换元件(7)的控制端子和第一主端子之间。限幅器(15)预先确定第一电容器(C6)的电容和第二电容器(C7)的电容，以使在双向开关(8)从关断变为导通时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。
根据第三方面的电力转换器(101；107；108；112；113)在进行第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的软切换时，可以减小在双向开关(8)从关断变为导通时施加到双向开关(8)的电压(V8)的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
在可以结合第一方面来实现的根据第四方面的电力转换器(102；107；108；112；113)中，限幅器(15)包括并联连接到双向开关(8)的电容器(C8)。限幅器(15)预先确定电容器(C8)的电容，以使在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。
根据第四方面的电力转换器(102；107；108；112；113)可以减小在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
在可以结合第一方面来实现的根据第五方面的电力转换器(103；107；108；112；113)中，限幅器(15)包括并联连接到谐振电感器(L1)的电容器(C1)。限幅器(15)预先确定电容器(C1)的电容，以使在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。
根据第五方面的电力转换器(103；107；108；112；113)可以减小在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
可以结合第一方面来实现的根据第六方面的电力转换器(104；107；108；112；113)还包括第三二极管(13)和第四二极管(14)。第三二极管(13)具有连接到双向开关(8)和谐振电感器(L1)之间的连接节点的阳极，并且具有连接到第一DC端子(31)的阴极。第四二极管(14)具有连接到双向开关(8)和谐振电感器(L1)之间的连接节点的阳极，并且具有连接到第二DC端子(32)的阴极。限幅器(15)包括：第一电容器(C13)，其并联连接到第三二极管(13)；以及第二电容器(C14)，其并联连接到第四二极管(14)。限幅器(15)预先确定第一电容器(C13)的电容和第二电容器(C14)的电容，以使在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值等于或小于阈值。
根据第六方面的电力转换器(104；107；108；112；113)可以减小在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
在可以结合第一方面来实现的根据第七方面的电力转换器(105；107；108；112；113)中，谐振电感器(L1)具有非线性特性，该非线性特性使谐振电感器(L1)在等于或小于电流阈值(Ith)的值处的电感(Lr+Ls)大于谐振电感器(L1)在谐振电流的电流值处的电感(Lr)。电流阈值(Ith)小于谐振电流的电流值。谐振电感器(L1)兼用作限幅器(15)。
根据第七方面的电力转换器(105；107；108；112；113)可以在不改变在进行第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的软切换时的谐振频率的情况下，减少在双向开关(8)从关断变为导通时的切换损耗。另外，根据第七方面的电力转换器(105；107；108；112；113)也可以减小在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
在可以结合第一方面来实现的根据第八方面的电力转换器(106；107；108；112；113)中，双向开关(8)包括彼此反串联连接的第三切换元件(6)和第四切换元件(7)。第三切换元件(6)和第四切换元件(7)各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子。第三切换元件(6)和第四切换元件(7)各自是单极晶体管。第二控制单元(52)被配置为在流经谐振电感器(L1)的电流(iL1)变为零时的定时使第三切换元件(6)和第四切换元件(7)关断。第二控制单元(52)兼用作限幅器(15)。
根据第八方面的电力转换器(106；107；108；112；113)可以减小在双向开关(8)从导通变为关断时的电压变化率的绝对值，由此使得能够减少辐射噪声。
附图标记说明
1第一切换元件
2第二切换元件
3连接节点
4第一二极管
5第二二极管
6第三切换元件
7第四切换元件
8双向开关
81 第一端子
82 第二端子
9谐振电容器
10切换电路
11电力转换电路
12 再生元件
13 第三二极管
14 第四二极管
15 限幅器
31第一DC端子
32第二DC端子
41,41U,41V,41W AC端子
50 控制器
51 第一控制单元
52 第二控制单元
521 第一驱动电路
522 第二驱动电路
100至113电力转换器
C1 电容器
C6 第一电容器
C7 第二电容器
C8 电容器
C13 第一电容器
C14 第二电容器
il1 电流
Ith 电流阈值
L1 谐振电感器
R1 第一电阻器
R2 第二电阻器
R11 第一电阻器
R12 第二电阻器
V8 电压

Claims (8)

1.一种电力转换器，包括：
第一DC端子和第二DC端子；
电力转换电路，其包括：第一切换元件和第二切换元件，其彼此串联连接；第一二极管，其反并联连接到所述第一切换元件；以及第二二极管，其反并联连接到所述第二切换元件，所述第一切换元件连接到所述第一DC端子，所述第二切换元件连接到所述第二DC端子；
双向开关，其具有第一端子和第二端子，所述双向开关的第一端子连接到所述第一切换元件和所述第二切换元件之间的连接节点；
谐振电容器，其连接在所述双向开关的第一端子与所述第二DC端子之间；
谐振电感器，其连接到所述双向开关的第二端子；
再生元件，其连接在所述谐振电感器和所述第二DC端子之间；
第一控制单元，其被配置为控制所述第一切换元件和所述第二切换元件；
第二控制单元，其被配置为控制所述双向开关；以及
限幅器，其被配置为将施加在所述双向开关的第一端子和第二端子之间的电压的电压变化率的绝对值限制为阈值或更小。
2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述双向开关包括第三切换元件和第四切换元件，所述第三切换元件和所述第四切换元件各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子，
所述第二控制单元包括：
第一驱动电路，其连接在所述第三切换元件的控制端子和第二主端子之间；以及
第二驱动电路，其连接在所述第四切换元件的控制端子和第二主端子之间，
所述限幅器包括：
第一电阻器，其连接在所述第三切换元件的控制端子与所述第一驱动电路之间；以及
第二电阻器，其连接在所述第四切换元件的控制端子与所述第二驱动电路之间，以及
所述限幅器被配置为预先确定所述第一电阻器的电阻值和所述第二电阻器的电阻值，以使在所述双向开关从关断变为导通时的所述电压变化率的绝对值等于或小于所述阈值。
3.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述双向开关包括第三切换元件和第四切换元件，所述第三切换元件和所述第四切换元件各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子，
所述第二控制单元包括：
第一驱动电路，其连接在所述第三切换元件的控制端子和第二主端子之间；以及
第二驱动电路，其连接在所述第四切换元件的控制端子和第二主端子之间，
所述限幅器包括：
第一电容器，其连接在所述第三切换元件的控制端子和第一主端子之间；以及
第二电容器，其连接在所述第四切换元件的控制端子和第一主端子之间，以及
所述限幅器被配置为预先确定所述第一电容器的电容和所述第二电容器的电容，以使在所述双向开关从关断变为导通时的所述电压变化率的绝对值等于或小于所述阈值。
4.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述限幅器包括与所述双向开关并联连接的电容器，以及
所述限幅器被配置为预先确定所述电容器的电容，以使在所述双向开关从导通变为关断时的所述电压变化率的绝对值等于或小于所述阈值。
5.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述限幅器包括与所述谐振电感器并联连接的电容器，以及
所述限幅器被配置为预先确定所述电容器的电容，以使在所述双向开关从导通变为关断时的所述电压变化率的绝对值等于或小于所述阈值。
6.根据权利要求1所述的电力转换器，还包括：
第三二极管，其具有与所述双向开关和所述谐振电感器之间的连接节点连接的阳极，并且具有与所述第一DC端子连接的阴极；以及
第四二极管，其具有与所述双向开关和所述谐振电感器之间的连接节点连接的阳极，并且具有与所述第二DC端子连接的阴极，
所述限幅器包括：
第一电容器，其并联连接到所述第三二极管；以及
第二电容器，其并联连接到所述第四二极管，以及
所述限幅器被配置为预先确定所述第一电容器的电容和所述第二电容器的电容，以使在所述双向开关从导通变为关断时的所述电压变化率的绝对值等于或小于所述阈值。
7.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述谐振电感器具有非线性特性，所述非线性特性使所述谐振电感器在等于或小于电流阈值的值处的电感大于所述谐振电感器在谐振电流的电流值处的电感，所述电流阈值小于所述谐振电流的电流值，以及
所述谐振电感器被配置为兼用作所述限幅器。
8.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述双向开关包括彼此反串联连接的第三切换元件和第四切换元件，所述第三切换元件和所述第四切换元件各自具有第一主端子、第二主端子和控制端子，
所述第三切换元件和所述第四切换元件各自是单极晶体管，
所述第二控制单元被配置为在流经所述谐振电感器的电流变为零的定时，使所述第三切换元件和所述第四切换元件关断，以及
所述第二控制单元被配置为兼用作所述限幅器。
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