CN1181673A - 在使用正交频分多路复用的接收机中的定时同步 - Google Patents

Abstract

公开了用于确定在编码的正交频分多路复用信号中接收的数据码元的保护间隔边界的方法和设备。由数据码元的有效间隔的间隔分开的临时样值组合成对,并获得不同信号。确定不同信号的第一比较框的方差,并与不同信号的第二比较框的方差相比较,第二比较框相对第一比较框移动n个样值。计算两个框的方差的F比数。F比数在随后的比较框中被迭代,表示F比数的信号要进行峰值检测,此信息利用在同步用于随后的信号重建的FFT窗口。

Description

在使用正交频分多路 复用的接收机中 的定时同步

本发明涉及采用多载波调制的电磁信号接收机。更特别地，本发明涉及在使用正交频分多路复用的接收机中快速付里叶变换的计算所要求的定时间隔的同步。

编码正交频分多路复用(“COFDM”)已建议用于都要求有限带宽的有效使用的数字音频与数字视频广播以及尽管有几个影响仍是可靠的传输方法。例如，一般信道的脉冲响应能作为具有不同延迟的多个Dirac脉冲和的模型。每个脉冲从属于一个乘法因子，其中幅度遵循瑞利定律。这样的一个脉冲串可在几毫秒中扩充，使得高比特速的未编码传输不可靠。除了随机噪声、脉冲噪声和衰落之外，高数据速率的数字地面传输中的其他主要困难还包括多路径传播和相邻信道干扰，其中邻近频率具有高相关信号变化。COFDM特别适于这些应用。在实际的COFDM设计中，相对小的数据量调制到频率相隔很近的许多载波的每一个载波上。数据码元的宽度以与载波或子信道数量一样的比例增加，使得码元间的干扰显著地减少。

根据COFDM的多路复用表示在图1与2中，其中单个COFDM载波或子信道的频率由线2表示。一组载波频率由图2中的重叠波形表示，其中满足正交性条件。总的来说，如果 $\underset{a}{\overset{b}{\∫}}{\mathrm{\ψ}}_p\left(t\right){\mathrm{\ψ}}_q^{.}\left(t\right)\mathrm{dt}=K-----\left(1\right)$ 则两个真值函数正交，其中K是常数，如果P≠q，则K＝0；如果p＝q，则K≠0。根据COFDM实际的信号编码与解码很大程度上依赖快速付里叶变换(“FFT”)，如从下列方程中可知道的。

载波信号由下式给出： $S_c\left(t\right)=A_c\left(t\right)e^{j[{\mathrm{\ω}}_{e}t+{\mathrm{\φ}}_c\left(t\right)]}-----\left(2\right)$ 其中Ac是在时间t时的数据，Wc是载波频率，和Φ_c是相位。COFDM信号中的N载波由下式给出： $S_s\left(t\right)=(1/N)\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n\left(t\right)e^{j[{\mathrm{\ω}}_{n}t-{\mathrm{\φ}}_n\left(t\right)]}----\left(3\right)$

Wn＝W₀+nΔW    (4)如果在一个码元周期中取样，那么：

Φc(t)→Φ_n    (5)

Ac(t)→An      (6)如果取样频率为1/N，结果信号由下式表示： $S_s\left(t\right)=(1/N)\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n\left(t\right)e^{j[{(\mathrm{\ω}}_n+\mathrm{n\Δ\ω})\mathrm{kT}+{\mathrm{\φ}}_n]}----\left(7\right)$ 如果在W0＝0的一个数据码元周期T＝NT， $S_s\left(\mathrm{kT}\right)=(1/N)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n{e}^{j{\mathrm{\φ}}_n}{e}^{j\left(\mathrm{n\Δ\ω}\right)\mathrm{kT}}---\left(8\right)$ 这与反向离散付里叶变换的一般形式相比较： $g\left(\mathrm{kT}\right)=(1/N)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}G(n/\left(\mathrm{kT}\right))e^{\mathrm{jnn}(k/N)}----\left(9\right)$ 在上式中， 是取样频率范围(频域)中的输入信号，和S_S(KT)是时域表示式。众所周知，增加FFT大小提供更长的码元宽度并在超过保护间隔长度的回波方面改善系统的稳定性。但是，计算的复杂性随Nlog₂N增加并且是实际受限制。

在有传输信道引起的码元间干扰的情况下，信号之间的正交性不保持。这个问题的一个解决办法是通过使时域中的每个码元在超过信道存储(memory)的间隔之前来故意牺牲一些辐射能量和任何多路径延迟。这样选择的“保护间隔”足够大以致能吸收任何码之间干扰，并且通过使每个码元超前其自身的一部分复制建立此“保护间隔”。此复制一般是码元终端部分的循环扩充。参见图3，数据码元4具有包括在该码元中发送的所有数据的一个有效间隔6。有效间隔6的终端部分8在作为保护间隔10的码元开头重复。COFDM信号由实线12表示。有可能在码元最后循环重复有效间隔6的初始部分。

COFDM的传输可根据图4所示的周知的一般方案完成。在串行--并行转换器18中将串行数据流14变换为一系列的并行数据流16。每个并行数据流16组合为X比特，每个比特形成一个复数，其中X确定其有关的并行流的信号构象(constellation)。在方框20中进行外层编码与交错之后，导频经过信号绘图仪22插入以便在接收机的同步与信道估算中使用。导频一般是两种类型。连续的导频在每个码元的相同位置中发送，具有相同的相位与幅度。在接收机中，这些用于相位噪声消除、自动频率控制和时间/取样同步。分散的导频分布在整个码元中，并且它们的位置一般随码元不同而不同，它们在信道估算中很有用。接下来，在方框24中利用快速付里叶逆变换(“IFFT”)在基带上调制复数，然后在方框26中插入一个保护间隔。之后在方框28中离散码元变换为模拟、一般低通滤波和随后上变频力射频。然后该信号通过信道30发送并在接收机32中接收。如本邻域众所周知的，接收机实施传输处理的逆处理以便获得所发送的信号，特别是应用FFT来解调信号。

COFDM的一个当前应用已在欧洲电信标准DRAFT pr ETS 300744(1996年5月)中建议，它规定用于数字地面电视的帧结构、信道编码和调制。该规范设计在现有的模拟传输的频谱分配中调节数字地面电视，还提供适当的保护免受高水平的同信道干扰和相邻信道的干扰。规定一个灵活的保护间隔，使得系统在保持高频谱效率与足够的保护免受来自现有的PAL/SECAM业务的同信道干扰与相邻信道干扰的同时能支持各种网络结构。所述的欧洲电信标准定义两种操作模式。“2K模式”适于单个发射机操作和在有限发射机距离内的小的单频网络。“8K模式”能用于单个发射机操作或大的单频网络。支持不同级别的正交调幅(“QAM”)，也支持不同的内部编码速率以便平衡比特率防止稳定。该系统打算根据运动图像专家组(“MPEG”)调节传输层并直接与MPEG-2编码的TV信号(IS01/IEC/13818)兼容。

在上述的欧洲电信标准中，在COFDM帧中的数据载波能是正交相移键控(“QPSK”)、16QAM、64QAM、非均匀16QAM或非均匀64QAM。

在COFDM传输接收中的一个重要问题是由于在传输之前的上变频、接收机中的下变频以及在调谐器中的一般是压控振荡器的前端振荡器引起的相位噪声与跳动很难保持同步。除了在解调期间提供载频帮助同步之外，这些问题没有特别在上述的欧洲电信标准中提出，但遗留给实施者去解决。

基本上相位干扰有两类。首先；在多载波系统中干扰相邻载波的噪声成份称为“外来噪声成份”(“FNC”)。第二，干扰其自己的载波的噪声成份称为“自己噪声成份”。

参见图5，理想的构象取样位置由“X”码元3表示。外来噪声成份的影响是随机的，导致类似高斯的噪声。以这种方式干扰的取样在图5上表示为圆圈36。自己噪声成份的影响是所有构象点的共同旋转，表示为每个“X”码元34与其有关的圆圈36之间的位移，这称为“公共相位误差”，这随码元不同而显著变化，并且因此必须重新计算每个码元周期T_S。公共相位误差也可解决为码元周期T_S期间的平均相位偏差。

为了在实际系统中接收机32处理数据码元，对表示每个数据码元的复合信号进行数学运算，一般地，这是FFT。为了获得有效结果，要求特别形式的定时同步以便FFT间隔与接收的数据码元一致。

本发明的主要目的是提供使接收的数据码元与根据COFDM发送的信号中的FFT窗口同步方法。

本发明的另一目的是改善COFDM信号的地面传输。

本发明还有一个目的是提供用于COFDM信号接收的改进设备。

利用解码具有码元周期T_S的数据码元流的方法达到本发明的这些和其他目的。码元定义有效间隔和保护间隔。其中保护间隔是在有效间隔的部分重复并且最好是其中终端部分的循环扩充。在码元周期T_S的评估间隔期间抽样数据流。样值成对产生，其中一对的成员在数据流中由有效间隔隔开。成对的数据分别位于第一与第二方框中，每个方框不大于保护间隔。为每个数据对确定一个功能，最好确定成对成员的差别并输出作为第一输出信号，然后测量第一输出信号的方差(dispersion)并输出作为第二输出信号。然后相对数据序列一起移位第一方框与第二方框，并且重复前面的产生样值、确定功能以及测量方差的步骤，此结果输出作为第三输入信号。第二输出信号与第三输出信号相比较，并且比较结果输出作为第四出信号。然后检测指示保护间隔与有效间隔边界的第四输出信号中的预定准则，此准则可以是一个预定的数量，最大值或最小值。

最好计算样值的模。但是，根据本发明的一个方面，只需取样数据流的实数或虚数部分。

F比数用于比较两个比较方框的第二和第三输出信号。最好减去F比数的分子与分母的对数来评估F比数。为表示保护间隔边界的峰值评估随后的比较方框组的F比数，峰值的确定可以包括统计显著性的测试。

在第一操作模式中，评估间隔具有一个固定的第一值，而在第二操作模式中，评估间隔具有第二值，允许改变信号条件的调整。根据本发明的一个方面，在第二操作模式中，存储连续码元中的保护间隔位置方差，并且调整评估间隔的值以响应存储的方差。

根据本发明的另一方面，在保护间隔中的边界检测之后，在开始下一个码元的保护间隔边界检测之前，抽样一组新的样值并且迷一个有效间隔接受这组新样值。

本发明提供一个用于频分多路复用信号的解调器，其中信号是具有码元周期T_S的数据码元序列，并且码元定义一个有效间隔和一个保护间隔。此保护间隔是在有效间隔的部分重复。最好是其中终端部分的循环扩充。在用于定位保护间隔边界的解调器中提供一个定时同步电路。该电路具有一个连到输入信号T_S的第一延迟电路，最好以先入先出(“FIFO”)存储器实现此延迟电路，此延迟电路最好能存储L样值(其中L是FFT窗口大小)，用于将输入信号Si延迟等于FFT窗口的间隔。然后，从输入信号中减去输入信号的这个延迟部分。计算输入信号或不同信号的模数。此电路具有第二延迟电路，它延迟模数第一预定间隔。加法器/减法器的输出寻址的查找存储器保持由加法器/减法器从模数中减去所延迟的模数并加上从存储加法器/减法器结果的寄存器中提取的反馈信号。根据加法器/减法器产生的结果对数。第三延迟电路提供第二预定间隔的延迟，它具有连到查找存储器的一个输入。第二减法器具有连到查找存储器的第一输入和连到第二延迟电路输出的第二输入。比较电路连到减法器的输出，用于与门限值的比较。

在本发明的一个方面中，此电路具有连到输入信号Si的第四延迟电路，它在提供有效间隔的延迟的同时最好能存储少于L的样值。一个选择器选择第一延迟电路或第四延迟电路。

根据本发明的还一方面，有一个模运算用于计算连到第一延迟电路与加法器/减法器的输入信号的模。

根据本发明的另一方面，控制电路选择输入信号的预定样值用于可以供相对数据流中的码元的评估间隔选择之用的定时同步电路中的处理。

为了更好地理解本发明的这些和其他目的，参阅通过结合下列附图阅读的示例进行的本发明的详细描述，其中：

图1表示COFDM子信道的频谱；

图2表示COFDM信号中的多载波的频谱；

图3表示根据COFDM的信号图并表示一个数据码元格式；

图4是表示基于COFDM系统的FFT的方框图；

图5是表示COFDM信号构象中的某些干扰；

图6是根据本发明优选实施例的定时同步方法的流程图；

图7是在几个数据码元上执行的用于粗定时同步的F比数测试的图表；

图8是不同自由度的不完全B(beta)函数的图表；

图9是有助于理解根据本发明的统计显著性测试的图表；

图10是根据本发明的一个可选实施例的同步电路的电示意图，和

图11是根据本发明的另一可选实施例的同步电路的电示意图。

再参见图3和4，根据本发明一个统计应用于COFDM信号以便找到保护间隔10的端点。参考上述的欧洲电信标准解释此方法，但此方法可应用于多种形式的具有前缀或后缀保护间隔的频分多路复用。它允许接收机32找到只有接收的取样复合信号(实线12)给出的保护间隔的端点和有效间隙6的大小。此方法取决于保护间隔10是数据码元4的最后部分的复制的事实。在接收机32中，由于来自信道的回声和噪声以及在本机振荡器中的差错，保护间隔10和数据码元4的最后部分将不同。如果引入的差错是随机的，那么能采用统计方法。根据本发明，以差不多等于发射机中所用的速率的速率对接收的复合信号取样。为由尽可能靠近有效间隔6的时间周期隔开的一对接收样值找到一个差分信号。这个周期应等于所采用的快速付里叶变换(“FFT”)的大小(即2048或8192样值)。假定： $S_i=\left|S_i\right|-\left|S_{i-\mathrm{fftsize}}\right|-----\left(10\right)$

其中Si是差分信号，Si和Si-fft size是模运算所取的当前的和以前的复合输入样值。即，标记“i”表示输入值的线性时间序列。假定输入信号是随机的，那么Si也是随机的。在保护间隔内Si和Si-fft size将是类似的，虽然由于信道的影响而不相等。因此Si是具有小方差的随机信号。本文使用术语“方差(dispersion)”一般意思是值的扩展，但不限于一个特殊的数学定义。总的来说，一个码元的有效部分与下一个码元的有效部分没有关系。在保护间隔之外，Si将随机具有很大的方差。为了找到保护间隔的端点，监视差分信号Si的方差以查找将在保护间隔10和有效间隔6的边界上出现的显著增加。发明人也观察到在保护间隔10的开头看到方差中的大量减少。

根据本发明的优选实施例，输入信号的样值在包含至少一个码元周期T_S的间隔期间进行存储。在样值方框中计算差分信号S_i的扩散。经过许多样值n之后此方框及时返回，并重新计算扩散。这两个块在本文中称为“比较框”。找到第一比较框中的当前方差与前一个比较框中的方差的比数。那么，F比数显著性测试用于找到两个比较框的方差中的显著差异。F比数定义为： $F=\frac{\mathrm{VAR}\left(i\right)}{\mathrm{VAR}(i-n)}----\left(11\right)$

其中n是正整数，i表示输入样值，而VAR(i)是长度N个样值的值方框的方差，此方差定义为： $\mathrm{VAR}\left(i\right)=\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left(S_{i-j}\right)}^2-{\left(\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i-j}\right)}^2-----\left(12\right)$

在F比数显著性测试用在优选实施例中的同时，能使用给出与方差中变化相关的一个信号的两个方差值的其他函数。F比数的优点是：对于一个随输入信号，它具有一个已知概念分布，允许为了性能分析和系统设计的目的的方便的统计分析。F比数本质地使信号规范化，使结果独立于信号电平。

此方法结合图6进行公开，其中在步骤38上测量在当前评估方框中的一个样值对的第一成员。在步骤40中，实放一个有效间隔6(图3)的延迟。这可以利用诸如FIFO的数字延迟来完成或等效地通过将有效间隔的样值存入存储器并访问存储的适当单元来完成。在步骤42中测量样值对的第二成员，并在步骤44中确定和存储第一与第二成员之间的差。在判定步骤46上，测试当前框的端点。评估框的大小应不超过保护间隔的长度并且可以是相当小的。在当前框的端点还未到达的事件中，在步骤48上询问另一样值并且控制返回到步骤38。

如果已到达当前框的端点，在步骤50中测量当前框的扩散并且当作数据的两个比较框之一进行处理。在判定步骤52上进行测试以确定是否已评估两个比较框组。如果这个测试是否定的，那么在步骤54中询问数据的另一方框，随后控制返回到步骤38。数据的另一方框不必是与刚完成的方框邻近的。

在判定步骤52上的测试是肯定的情况中，在步骤56上计算两个比较框组的F比数。在步骤60中，步骤56中获得的结果在步骤60中进行峰值检测。峰值检测可选择地包括显著性的统计测试，如下所解释的。

如果检测峰值，那么为了对于进一步的信号重构是必需的FFT窗口同步，在步骤62中建立保护间隔的边界。如果不检测峰值，利用从数据流的另一部分中提取的样值框重复上面过程。示例1：

现参见图7，根据上述欧洲电信标准利用一个随机号码生成器生成一个复合信号并与附加的白高斯噪声(SNR＝3.7)一起通过Ricean信道模型发送。随后根据上述方法分析数据码元。结果6数据码元表示在图7中，其中为表示方便F比数表示在如线64一样的对数轴上，因为分别在保护间隔的开头与末尾上的尖峰信号非常大。

虽然从图7中非常明显：利用几个众所周知的峰值检测器的任一个很容易找到保护间隔的端点，但有可能应用统计测试来更准确地回答问题：两个样值方框具有同样的方差吗？这是零假设H₀，即方差是相同的并且所观测到的F中的尖峰信号只是由于随机起伏。如果H₀具有非常低概率，则能否定它，这将对应保护间隔的开始或结尾的检测。从构造COFDM码元的方式来看，如果比较框完全在保护间隔内或在有效间隔内，则H₀为true(真)，但当比较框跨在保护间隔的开头或结尾上的边界上时，H₀为假(false)。如果随机样值的比较框是从相同总体中提取的，那么F的概率由下式给出： $Q\left(F\right|V_1,V_2)=I_x(\frac{V_1}{2},\frac{V_2}{2})----\left(13\right)$ 其中I( )是不完全β函数， $x=\frac{V_2}{V_2+V_{1}F}----\left(14\right)$

和V1和V2是用来估算第一与第二方差的自由度数量。在这个示例中，如果n＞＝N，V1＝V2＝(N-1)。函数的形状示于图8中。从统计观点出发，n应为足够大使得这两个框不重叠，即n＞＝N。如果方框重叠，那么第二方差的计算将使用第一方差计算所用的样值。这有效地减少了自由度数量和此后的结果的显著性。已确定设置N＝n工作很好。

式(13)中的函数Q( )实际给出单侧概率。如果F或是很大或很小，能否定H₀，并因此要求双侧测试。实际上这两侧是相同的，所以双侧测试的概率是式(13)中给出的概率的两倍。但是，这导致F＜1的概率值大于1。因此，如下计算概率P： $p=2I_x(\frac{V_1}{2},\frac{V_2}{2})----\left(15\right)$ 和随后如果(P＞1)，P＝2-P。这个概率反映H₀的耐久性。因此，如果P是小的，H₀可以被否定并且具有指定的必然性程度开始比较方框来自具有不同扩散的样值总体。上述的欧洲电信标准规范规定框大小N对于相关算法应为32。已成功地试过N＝{32，64}，所获得的概率函数利用这些N值表示在图9中。在优选实施例中，已为H₀的否定设置P＜＝0.05。

一个准确地实施应计算F、然后X、然后不完全β函数、然后P和随后进行门限测试。这个算法将很难在硬件中实现，因为β函数非常复杂。在选送实施例中，非常简单，给出同样结果来设置接受门限和N参数，并且因此定义F的上限和下限。然后只需要计算F并将它与限值比较。为了简便地找到保护间隔的端点，可以安全地假定F＞1。只需要F上的上限。为了精确地计算F上的限值，可以采用诸如Newton--Raphson的适当的根查找(root-finding)方法。在表1中给出典型值：表1

门限	V1＝V2＝31                   V1＝V2＝63
					F-lower	F-upper	F-lower	F-upper
	0.2	0.627419	1.593832	0.722591					1.383909
0.1					0.548808	1.822132	0.658620	1.518326
	0.05	0.488143	2.048582	0.607525					1.646022
0.01					0.386894	2.584689	0.518205	1.929738
	0.005	0.354055	2.824422	0.487936					2.049448
0.001					0.293234	3.410251	0.429794	2.326695
	10-4		4.337235
10-5						5.393528
	10-6		6.605896
10-7						8.002969
	10-8		9.616664

已成功地利用具有白高斯噪声(SNR＝3.7)的特定信道模型测试此方法。

在式(12)中给出的分散公式将要求一个乘法器以便在硅中实施。F的计算是一个除法，其中只有两个框具有相同大小，(N-1)个规格常数就消去。精确的乘法与除法在硅中是昂贵。在优选实施例中，已实施简化给定较少精确的，但仍可行的F值。可以假设Si具有零均值，以致不必计算样值框的平均值。这也增加从(N-1)至N的自由度数量。不利用标准的平方和公式计算方差，而且是通过绝对偏差估算方差。VAR(i)公式变为： $\mathrm{VAR}\left(i\right)=\frac{1}{N}{\left(\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|S_{i-j}\left|\right)}^2-----\left(16\right)$

如果两个框具有相同大小，则在F计算中除去(1/N)系数。但仍保留所要求的两个方差和平方的除法。这些可用以2为底的对数进行处理。将式(16)代入式(11)，得到： $F={\left(\frac{\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|S_{i-j}\right|}{\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|S_{i-n-j}\right|}\right)}^2={\left(\frac{S_a}{S_b}\right)}^2----\left(17\right)$

以2为底取对数得到：

logF＝(1ogSa-1ogSb)＝y    (18)

然后只零计算y并将它与F上限以2为底的对数相比较。通过从2(1og2-log2Sb)中减去限值的对数并与零比较来进行比较。2的系数可中和在限值中。

以2为底的对数计算在硬件中是相当简单的，如果数量存储为固定的点分数。分数能分裂为一个指数和一个分式尾数：X＝A2^B。以2为底取对数得到logx＝logA+B。因为A是分数，利用查找表找到其对数是实用的。指数B能从MSB的位置中找到(因为Sa与Sb将都是正数)。

因此计算能减小到只要求加法与减法运算操作。如果使用此方法，应使用V1＝V2＝N重新计算限值。实际上，显著性级别可以凭经验设置于特别应用，最好P＝0.05。

本领域的那些技术人员将意识到：可以利用各种方差的测量而不脱离本发明的精神，例如标准偏差、偏斜、各种时刻、直方图和本领域中已知的其他计算。

在本发明的第一可选实施例中，使用信号的实或虚部代替模运算来实施上述方法。此实施例在硬件中经济。

在本发明的第二可选实施例中，已优化式(11)的n参数。在保护间隔端点上，两个框跨立更多的到有效间隔的转移，给出方差中的定义好的增加。使用任何值n＞2有缺点；几个连续点将在后一框到达边界时给出显著增加。这个小问题通过在边界检测之后引入一个死期容易地被克服。即，一旦已检测到一个尖峰信号，在进一步尝试定位另一尖峰信号之前接受等于FFT窗口大小的一组样值。此死期有不引入错的尖峰信号的附加优点。当使用较大的n值，尖峰信号66、68(图7)增加，同时H₀噪声信号保持大致相同。示例2：

作为n函数的最大F尖峰信号高度已与F中的背景偏差一起系统地进行测量，结果表示在表2中。

(1)	(2)	(3)	(4)	(5)
					n	<F>	Fsd	Fmax	(4)/(3)
15	1.0014	0.17	16.7	98
					20	1.0014	0.19	19.3	102
30	1.0012	0.23	20.9	91
					40	0.9975	0.24	22.0	92
50	0.9926	0.25	20.4	81.6
					(1)	(2)	(3)	(4)	(5)
n	<F>	Fs.d.	Fmax	(4)/(3)
					3	1.0009	0.07	7.5	107
5	1.0012	0.10	10.7	107
					10	1.0011	0.14	12.9	92

表2利用图7中分析的信号的第一5个框开发表2。通过排除＞＝3.0的任何点进行表2的列(2)与(3)的统计以便从计算中排除尖峰信号，否则尖峰信号将影响均值和标准偏差，即使它们是来自不同的统计总体。

结果表示F、F_s.d.中的背景偏差受n的影响，无症状地增加到近似0.28的值。很可能这是重叠的框效果。例如，对于N＝64和n＜64，其中计算方差的框将包含一些相同的值并因此是相关的。为了测试这个理论，评估n＞N的F_s.d.，并且结果表示在表3中。

n	Fs.d.
		60	0.258
70	0.266
		80	0.270
90	0.278
		100	0.285
128	0.297
		256	0.366

依赖关系在n＞＝N/2上变为线性。如果每n个样值计算F而不是每个样值计算F，那么可以减少依赖关系。但是，这增加不具有完全在保护间隔内的第一方框和完全相同在有效间隔内的第二方框的小保护间隔的风险。

结合图10公开本发明的第三可选实施例，图10示意地表示定时同步电路70。此电路接受一个复合输入号72并包括产生从节点83中提取的其输入的模数的电路模块74。此电路模块74保证被连续处理的值是一个无符号数。到电路模块74的输入是由减法器75产生的一个不同信号，减法器75将输入信号72和已经过延迟电路79处理的输入信号72的延迟部分作为输入，延迟电路79最好以长度L的FIFO 77实施，其中L是FFT窗口的大小。如上所述，也有可能操作其中输入信号72是实数、虚数或复数或甚至复数的模数的这个电路。在输入信号72是实数或虚数的情况中，能修改电路模块74，并且电路模块74可以是除去减法器75输出符号或等效地设置符号使得输出单调地累加的任何已知电；即具有单极性输出的电路。电路模块74的输出最终记录为数字延迟，这最好用FIFO78来实施。当FIFO78满时，要求信号SIG180，和FIFO 78的输出变为可用的，如AND(与)门82所示。一个加法器|减法器电路84也连到节点76并且其输出存储在寄存器86中。延迟的加法器|减法器电路84输出从寄存器86中取出并作为第二输入反馈给线路88上的加法器|减法器电路84。在已要求信号SIG1 80的情况中，延迟了第一预定间隔N的电路模块74的输出被从节点76上的信号中减去，其中N是比较框中的样值数。

线路88上的信号是进入查找表的索引，最好以只读存储器(“ROM”)实施，如ROM90所示。ROM90地址包含线路88上的信号幅度以2为底的对数，这随后出现在节点92上。节点92连到减法器94和FIFO 98所示的延迟电路，用于产生式(17)中间项的分母。

减法器94产生与比较电路106中的预定门限值F_LIMIT的Log2的信号，为简单起见表示为连到比较器110的加法器108。当已定位到保护间隔的边界时，要求输出信号SYNC112。

虽然未在现在的优选实施例中采用，但也有可能动态地配置FIFO 77的大小，以便能根据操作条件调整评估的间隔大小。这可以通过将节点92上的值存储在RAM114中以便它们的方差计算而方便地进行。

在本发明的第四可选实施例中，结合图11进行解释，类似于图10所示的实施例那些的部件具有相同标号。定时同步电路116类似于定期同步电路70，除了现在的延迟79以FIFO 77和另一FIFO 100之外，FIFO 77与FIFO100之一是由乘法器102选择的。FIFO 77、100都提供相同的延迟，但这两个容量能不同的。FIFO 100用于在等于FFT窗口大小的间隔中提取的样值的存储，并且正常地在第一操作模式中选择FIFO 100，例如在信道获取期间，当有必要为了定位保护间隔边界来评估一个完整信号时，在上述的欧洲电信标准中，要求多达8听数据存储，具有相当的资源要求。在后续的操作期间，保护间隔边界的大致位置将从先前码元历史中知道。在第二操作模式，因此只需要为了验证保护间隔边界的精确位置评估相当小的间隔。在方差计算中所用的样值数量能保持到小数量，最好32或64，以及相应选择用于保持计算值的相当小的FIFO77。从而节约的资源能用于解调器中的其他功能，和大FIFO 100所使用的存储器也可以为其他目的重新分配。

控制框81选择地使评估间隔相对随后码元的数据流中的码元边界前进并能用于延迟死期。最后移动的评估间隔跨立在当前码元的保护间隔边界上，并随后确定同步。选择评估间隔的大小来最小化存储器的使用，但仍足够以便获得评估间隔中的统计显著性。评估间隔的大小和FIFO 77可以统计地或动态地进行配置。

虽然本发明已结合本文公开的结构进行解释，但不限制于所述的细节，并且本申请计算覆盖可能落入下列权利要求的范围中的任何修改与变化。

Claims (7)

1.用于确定在经信道发送并具有码元周期T_S的数据流中的码元边界的一种方法，其中码元包括一个有效间隔和一个保护间隔，所述保护间隔是所述有效间隔的部分重复，该方法包括步骤：

取样所述数据流的第一部分，其中所述第一部分被所述有效间隔隔开以便形成数据的第一比较框；

取样所述数据流的第二部分，其中所述第二部分被所述有效间隔隔开以便形成数据的第二比较框；和

计算所述第一比较框与所述第二比较框的统计量。

2.根据权利要求1的方法，其中所述统计量包括一个F比较。

3.解码具有码元周期T_S的数据码元序列的一种方法，其中码元包括一个有效间隔和一个保护间隔，所述保护间隔是所述有效间隔的部分重复，该方法包括步骤：

在所述码元周期T_S以一个评估间隔期间在一个取样间隔上取样所述序列；

将样值结合成多对，每个所述对具有一个第一成员和一个第二成员，每个所述第一成员在所述序列中被所述有效间隔与所述第二成员隔开，其中所述第一成员与所述第二成员分别位于一个第一框与一个第二框中，和所述第一框与所述第二框不比所述保护间隔大；

对于每个所述对，确定每个所述对的所述第一成员与所述第二成员的一个函数，并输出表示所述函数的一个第一输出信号；

测量所述第一输出信号的一个方差；

输出表示所述方差的一个第二输出信号；

相对所述序列移动所述第一框和所述第二框，并重复有关结合样值、确定函数、测量方差和输出第三输出信号的所述步骤；和

比较所述第二输出信号与所述第三输出信号，并且输出表示所述比较的一个第四输出信号；和

检测所述第四输出信号中的一个预定准则，从而所述准则表示所述保护间隔与所述有效间隔的边界。

4.解码具有码元周期T_S的数据码元序列的一种方法，其中码元包括一个有效间隔和一个保护间隔，所述保护间隔是所述有效间隔的部分循环扩展，该方法包括步骤：

在所述码元周期T_S以一个评估间隔期间在一个取样间隔上取样所述序列；

将样值结合成多对，每个所述对具有一个第一成员和一个第二成员，每个所述第一成员在所述序列中被所述有效间隔与所述第二成员隔开，其中所述第一成员与所述第二成员分别位于一个第一框与一个第二框中，和所述第一框与所述第二框不大于所述保护间隔；

对于所述每个对，确定所述每个对的所述第一成员与所述第二成员的一个函数，并输出表示所述函数的一个第一输出信号；

测量所述第一输出信号的方差；

输出表示所述方差的一个第二输出信号；

相对所述序列移动所述第一框和所述第二框，并重复结合样值、确定函数、测量方差以及输出一个第三输出信号的所述步骤；和

比较所述第二输出信号与所述第三输出信号并输出表示所述比较的一个第四输出信号；和

检测所述第四输出信号中的一个预定准则，从而所述准则表示所述保护间隔与所述有效间隔的边界。

5.解码具有一个码元周期T_S的数据码元序列的一种方法，其中码元包括一个有效间隔和一个保护间隔，所述保护间隔是所述有效间隔的部分的循环扩展，该方法包括步骤：

在所述码元周期T_S以一个评估间隔期间在一个取样间隔上取样所述序列；

将样值结合成多对，每个所述对具有一个第一成员和一个第二成员，每个所述第一成员在所述序列中被所述有效间隔与所述第二成员隔开，其中所述第一成员与所述第二成员分别在一个第一框与一个第二框中，和所述第一框与所述第二框不大于所述保护间隔；

对于每个所述对，确定每个所述对的所述第一成员与所述第二成员的差异，并输出表示所述差异的一个第一输出信号；

测量所述第一输出信号大小的方差；

输出表示所述方差的一个第二输出信号；

相对所述序列移动所述第一框和所述第二框，并重复结合样值、确定差异、测量方差以及输出一个第三输出信号的所述步骤；和

确定所述第二输出信号的大小与所述第三输出信号大小的F比数并输出表示所述F比数的第四输出信号；和

检测所述第四输出信号中的一个预定大小，从而所述大小表示所述保护间隔与所述有效间隔的边界。

6.用于解调根据频分多路复用调制的信号的定时同步方法，该信号包括具有码元周期T_S的数据码元序列，其中码元包括一个有效间隔和一个保护间隔，所述保护间隔是所述有效间隔的部分重复，该方法包括：

临时在至少所述码元周期T_S期间在一个取样间隔上取样所述序列；

将样值结合为多对，每个所述对具有一个第一成员和第二成员，每个所述第一成员在所述序列中被所述有效间隔与所述第二成员隔开，其中所述第一成员和所述第二成员分别位于一个第一框和一个第二框中，和所述第一框与所述第二框不大于所述保护间隔；

对于每个所述对，确定每个所述对的所述第一成员与所述第二成员的差异，并输出表示所述差异的第一输出信号；

测量所述第一输出信号大小的方差；

输出表示所述方差的第二输出信号；

相对所述序列移动所述第一框和所述第二框，并重复结合样值、确定差异、测量方差以及输出一个第三输出信号的所述步骤；和

确定所述第二输出信号大小与所述第三输出信号大小的F比数，并输出表示所述F比数的第四输出信号；和

检测所述第四输出信号中的预定大小，从而所述大小表示所述保护间隔与所述有效间隔的边界。

7.用于频分多路复用信号的一种解调器，该信号包括具有码元周期T_S的数据码元序列，其中码元包括一个有效间隔和一个保护间隔，所述保护间隔是所述有效间隔的部分重复，其中改善包括用于定位所述保护间隔边界的一个定时同步电路，该电路包括：

一个第一延迟电路，用于提供第一预定间隔的延迟和接受取样的输入信号；

一个第一减法器，用于从所述输入信号中减去所述第一延迟电路的输出；

连到所述第一减法器的一个第一电路，用于产生具有与其中输出成比例的单极性大小的信号；

一个第二延迟电路，连到所述第一电路的输出；

一个加法器|减法器电路，具有连接所述第一电路的所述输出的第一输入、连到所述第二延迟电路输出的第二输入以及一个第三输入；

一个寄存器，用于存储所述加法器|减法器电路的所述输出，其中所述寄存器连到所述第三输入；

一个查找存储器，根据所述加法器|减法器电路的所述输出寻址，用于存取所述加法器的所述输出的对数；

一个第三延迟电路，提供第二预定间隔的延迟，并具有连到所述查找存储器的输入；

一个第二减法器，具有连到所述查找存储器的第一输入和连到所述第三延迟电路的输出的第二输入；和

一个比较电路，连到所述第二减法器的输出，用于将其与门限值进行比较。

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