CN117458856A - 双工作模态无桥降压型pfc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了双工作模态无桥降压型PFC变换器，涉及PFC变换器技术领域；该PFC变换器拓扑结构包括开关管S₁、开关管S₂、整流二极管D_R1、整流二极管D_R2、输出二极管D₁、输出二极管D₂、降压电感L₁、升降压电感L₂及输出电容C_o；开关管S₁、降压电感L₁、输出二极管D₁组成buck变换单元，其与输出电容C_o、整流二极管D_R1连接，用于实现交流输入负半周期内的电能变换；开关管S₂、升降压电感L₂、输出二极管D₂组成buck‑boost变换单元，其与输出电容C_o、整流二极管D_R2连接，实现交流输入正半周期内的电能变换；本发明变换器存在降压与升降压两种工作模态，正半周期时通过升降压变换工作，可以消除正半周期的电流死区，使得变换器具有更高PF和更低的THDi。

Description

双工作模态无桥降压型PFC变换器

技术领域

本发明属于PFC变换器技术领域，尤其涉及双工作模态无桥降压型PFC变换器。

背景技术

为保证交流电网的电流正弦性，降低电网电流因畸变所造成的并网设备运行噪声、异常发热运行，以及可能的电网低频谐波振荡等，通常需要在交直流变换电路中采用功率因数校正(power factor correction,PFC)技术。这种PFC技术可以采用电力电子变换器作为有源功率因数校正，主动地将并网设备的输入电流保持为正弦电流，以降低电流的总谐波含量(total harmonic distortion of current,THDi)，并实现电网电流与电网电压同相位，使得设备的功率因数(Power Factor，PF)接近于1。

目前，有源PFC技术中所采用的功率因数校正变换器主要为降压(buck)、升降压(buck-boost)、升压(boost)、Cuk、SEPIC电路拓扑等。其中，升压PFC变换器是最广泛使用的拓扑，其输出电压为380～400V；当其后级为48V或者其他低压负载时，需要再使用一级降压变换，不利于系统效率与整体成本。相对于其他常用电路拓扑，降压PFC变换器凭借其拓扑简单、控制简便、效率较高而被认为是后级为低压负载时的优选PFC变换器拓扑。具体地，这种降压PFC变换器可以输出20V、48V、160V等低压，更好地适用于LED驱动电源、电池组、笔记本电脑适配器、低压电机等应用场合。因此研究低压输出的PFC变换器具有较高的工程应用价值，可以有效响应低碳节能的号召。

现有buck PFC变换器拓扑如图1所示，其包括一个由四个二极管构成的整流桥以及一个DC-DC降压变换器，通过控制开关管S的通断，可以实现输入电流的正弦化以及输出电压的稳压。但是，由于buck PFC变换器只能工作在电压降压模式，因此，当输出电压V_o大于输入电压v_in时会发生输入电流为零的情况，即输入电流死区。图2给出了现有buck PFC变换器在交流输入正、负半个工频周期内的输入电流死区现象。需要说明的是，当buck PFC变换器工作在降压模式时，尽管开关管S处于导通状态，输入侧仍然无输入电流流入PFC变换器。

这种由buck变换单元固有工作特性导致的输入电流死区现象会降低变换器的效率(输入电流峰值更大，通流损耗更大)，同时也导致PFC变换器必须设置较低的输出电压V_o，以缓解因输入电流死区所导致的高输入电流谐波值(Total harmonics current,THDi)和低PF值。这种限制的输出电压V_o，限制了降压PFC变换器在其他低压应用场合的推广与应用，如作为160V、96V耐压的电机驱动前级电路等。

同时，现有buck PFC变换器使用二极管整流桥，易因电流通过二极管而产生导通损耗，导致其效率受到二极管整流桥的影响。

本发明提出了一种双工作模态无桥降压型PFC变换器，存在降压与升降压两种工作模态，可以消除正半周期的电流死区，使得变换器相较于现有buck PFC变换器具有更高PF和更低的THDi。

发明内容

本发明的目的在于提供双工作模态无桥降压型PFC变换器，以解决上述背景技术中提出的现有buck PFC变换器存在输入电流死区影响其PF与THDi值，及现有buck PFC变换器仍然使用二极管整流桥使其效率受到二极管整流桥的影响等问题。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案实现：

双工作模态无桥降压型PFC变换器，其拓扑结构包括开关管S₁、开关管S₂、整流二极管D_R1、整流二极管D_R2、输出二极管D₁、输出二极管D₂、降压电感L₁、升降压电感L₂及输出电容C_o；

所述开关管S₁、降压电感L₁、输出二极管D₁组成buck变换单元，所述buck变换单元与输出电容C_o、整流二极管D_R1连接，用于实现交流输入负半周期内的电能变换；

所述开关管S₂、升降压电感L₂、输出二极管D₂组成buck-boost变换单元，所述buck-boost变换单元与输出电容C_o、整流二极管D_R2连接，实现交流输入正半周期内的电能变换。

优选地，交流输入侧的一端与整流二极管D_R2的阳极、整流二极管D_R1的阴极连接；

整流二极管D_R2的阴极与开关管S₂的漏极相连，开关管S₂的源极与输出二极管D₂的阴极、升降压电感L₂的一端连接；

整流二极管D_R1的阳极与开关管S₁的源极相连，开关管S₁的漏极与输出二极管D₁的阳极、降压电感L₁的一端连接；降压电感L₁的另一端与输出二极管D₂的阳极、输出电容C_o的负极、负载R_L的一端连接；

交流输入侧的另一端与输出二极管D₁的阴极、升降压电感L₂的另一端、输出电容C_o的正极、负载R_L的另一端相连。

优选地，所述PFC变换器拓扑结构中开关管S₁、开关管S₂能够同时导通，所述开关管S₁、开关管S₂能够采用同一驱动信号进行控制。

优选地，所述PFC变换器的输出电压V_o采样信号与输出参考电压V_o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动开关管S₁、开关管S₂。

优选地，双工作模态无桥降压型PFC变换器，其工作模态如下：

升降压工作模态1：开关管S₂处于导通状态，输入端经过整流二极管D_R2和开关管S₂向升降压电感L₂充能，升降压电感电流i_L2线性上升，开关管S₂的电流与升降压电感电流i_L2的幅值相同，方向相同；输出电容C_o为负载供能；

升降压工作模态2：开关管S₂关断，存储于升降压电感L₂的能量经过输出二极管D₂向负载端供能，升降压电感电流i_L2线性下降；该工作模态直到升降压电感电流i_L2下降到0时刻结束；

升降压工作模态3：开关管S₂保持关断，升降压电感电流i_L2保持为0，输出二极管D₂保持关断，输出电容C_o向负载端供能；

降压工作模态4：开关管S₁处于导通状态，输入端经过输出电容C_o、整流二极管D_R1、开关管S₁向降压电感L₁充能，降压电感电流i_L1线性上升，开关管S₁的电流与降压电感电流i_L1的幅值相同，方向相同；

降压工作模态5：开关管S₁关断，存储于降压电感L₁的能量经过输出二极管D₁向负载端供能，降压电感电流i_L1线性下降；该工作模态直到降压电感电流i_L1下降到0时刻结束；

降压工作模态6：开关管S₁保持关断，降压电感电流i_L1保持为0，输出二极管D₁保持关断，输出电容C_o向负载端供能。

与现有的buck PFC变换器相比，本发明的有益效果是：

(1)、本发明变换器存在降压与升降压两种工作模态，当输入电压v_in在正半周期时通过升降压变换工作，可以消除正半周期的电流死区，使得变换器相较于现有buck PFC变换器具有更高PF和更低的THDi。

(2)、本发明取消了原有的二极管整流桥，可以降低因电流通过二极管而产生的导通损耗。

(3)、本发明变换器可以通过单电压环闭环控制实现PFC功能与输出电压调节，且两个开关管可以采用完全相同的驱动信号，控制电路较为简单。

附图说明

图1为背景技术中现有buck PFC变换器的拓扑图；

图2为背景技术中现有buck PFC变换器在交流输入周期内的输入电压、电流波形图；

图3为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器的拓扑图；

图4为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期内的升降压工作模态图；

图5为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期内的降压工作模态图；

图6为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期内的关键器件波形图；

图7为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期内的关键器件波形图；

图8为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器的控制实现原理图；

图9为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器的驱动信号波形图；

图10为本发明中双工作模态无桥降压型PFC变换器的PSIM仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1：

参阅图3，图3为双工作模态无桥降压型PFC变换器的拓扑图；双工作模态无桥降压型PFC变换器，具体如下：

双工作模态无桥降压型PFC变换器，其主要包括开关管S₁、开关管S₂，整流二极管D_R1、整流二极管D_R2，输出二极管D₁、输出二极管D₂，输出电容C_o，升降压电感L₂、降压电感L₁。通过将器件分别组合成buck与buck-boost两个变换单元，可以使得两个变换单元分别工作于正、负半个工频周期。

图3中，开关管S₁、降压电感L₁、输出二极管D₁为buck变换单元，与输出电容C_o、整流二极管D_R1，实现交流输入负半周期内的电能变换。由于本发明在交流输入负半周期，工作在buck变换模式，因此当输入电压v_in小于输出电压V_o时，buck变换单元无法实现降压变换，导致该阶段输入电流仍然存在死区。

图3中，开关管S₂、升降压电感L₂、输出二极管D₂为buck-boost变换单元，与输出电容C_o、整流二极管D_R2，实现交流输入正半周期内的电能变换。由于本发明在交流输入正半周期，工作在buck-boost变换模式，因此输入电流不存在死区。

具体地，交流输入侧的一端与整流二极管D_R2的阳极、另一个整流二极管D_R1的阴极连接。交流输入侧的另一端与输出二极管D₁的阴极、输出电容C_o的正极、升降压电感L₂的一端、负载R_L的一端相连。整流二极管D_R2的阴极与开关管S₂的漏极相连，整流二极管D_R1的阳极与开关管S₁的源极相连。升降压电感L₂的另一端与开关管S₂的源极、输出二极管D₂的阴极连接。开关管S₁的漏极与输出二极管D₁的阳极、降压电感L₁的一端连接。降压电感L₁的另一端与输出电容C_o的负极、输出二极管D₂的阳极、负载R_L的另一端连接。

参阅图4-图7，具体如下：

图4(a)为双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期内的升降压工作模态1等效电路图；

图4(b)为双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期内的升降压工作模态2等效电路图；

图4(c)为双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期内的升降压工作模态3等效电路图；

图5(a)为双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期内的降压工作模态4等效电路图；

图5(b)为双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期内的降压工作模态5等效电路图；

图5(c)为双工作模态无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期内的降压工作模态6等效电路图。

通过模态图说明双工作模态无桥降压型PFC变换器的工作原理：

升降压工作模态1[0,d₁T_S]：该阶段，开关管S₂处于导通状态，输入端经过整流二极管D_R2和开关管S₂向升降压电感L₂充能，升降压电感电流i_L2线性上升，开关管S₂的电流与升降压电感电流i_L2的幅值相同，方向相同。输出电容C_o为负载供能。

升降压工作模态2[d₁T_S,(d₁+d₂)T_S]：开关管S₂关断，存储于升降压电感L₂的能量经过输出二极管D₂向负载端供能，升降压电感电流i_L2线性下降。该工作模态直到升降压电感电流i_L2下降到0时刻结束。

升降压工作模态3[(d₁+d₂)T_S,T_S]：开关管S₂保持关断，升降压电感电流i_L2保持为0，输出二极管D₂保持关断，输出电容C_o向负载端供能。

降压工作模态4[0,d₁T_S]：开关管S₁处于导通状态，输入端经过输出电容C_o、整流二极管D_R1、开关管S₁向降压电感L₁充能，降压电感电流i_L1线性上升，开关管S₁的电流与降压电感电流i_L1的幅值相同，方向相同。

降压工作模态5[d₁T_S,(d₁+d₂)T_S]：开关管S₁关断，存储于降压电感L₁的能量经过输出二极管D₁向负载端供能，降压电感电流i_L1线性下降。该工作模态直到降压电感电流i_L1下降到0时刻结束。

降压工作模态6[(d₁+d₂)T_S,T_S]：开关管S₁保持关断，降压电感电流i_L1保持为0，输出二极管D₁保持关断，输出电容C_o向负载端供能。

参阅图8-9，由于本发明双工作模态无桥降压型PFC变换器拓扑中存在两个整流二极管，因此输入电压不会因两个开关管同时导通而短路，两个开关管可用同一驱动，简化了电路的控制。具体控制方法如下：输出电压V_o采样信号与输出参考电压V_o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号可用于直接驱动开关管S₁、开关管S₂。

为验证本发明电路可行性，本发明主要使变换器工作在电感电流断续导电模式(discontinue conduction mode,DCM)以简化控制电路。具体地，为验证本发明的AC-DC电能变换电路可行性，采用了PSIM仿真软件对该电路进行了仿真验证。

变换器仿真结果：

具体参数：交流输入采用正弦信号拟合，交流电压峰值为311V，额定值为220V，频率为50Hz，电感L₁为100uH，输出电感L₂为206uH，输出电容C_o为990uF，输出电压为160V，负载R_L为256Ω，输出功率为100W，开关频率为50kHz，PI参数中P为0.8，I为0.005。

与其他类型PFC变换器相同，本发明电路工作在DCM时，需要配置简单的输入侧LC差模(differential mode,DM)电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波器，其值分别为L_f＝2.2mH、C_f＝0.1uF。

图10为本发明无桥Buck型变换器的关键器件波形仿真图。由图10可知，在交流输入峰值311V、频率50Hz的情况下，本发明的无桥降压型变换器实现了160V的稳压输出。且开关管S₁、开关管S₂虽然在相同的驱动控制信号下工作，但是由于整流二极管的存在仍然可以在输入电压v_in的正负半周期交替工作，实现了无整流桥时的AC-DC变换运行。而且，各器件仿真波形稳定，表明了变换器能稳定运行工作，各器件的仿真波形与图10所示的理论波形相一致。

为对比说明本发明变换器拓扑的性能优势，依据上述仿真参数对现有buck PFC变换器进行了仿真。现有buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为311Vac，输出直流电压V_o为160V，输出电容C为990uF，电感L为100uH，电磁滤波电感L_f为2.2mH，输入电容C_f为0.1uf，开关频率为50kHz，输出功率为100W，并且均采用相同的PI控制参数(P＝0.8，I＝0.005)。

表1给出了现有buck PFC变换器与本发明中无桥降压型PFC变换器的PF值、THDi与各次输入电流谐波的对比。可以看到，相比现有buck PFC变换器，本发明中变换器具有明显更高的PF值、更低的THDi与各次输入电流谐波。

表1现有buck PFC与本发明的变换器性能对比

由表1可知，本发明所提出的双工作模态无桥降压型PFC变换器仍然可以采用简单的单电压闭环控制实现稳定运行与功率因数校正，并且相比于现有buck PFC变换器，具有更高PF与更低THDi性能。

以上所述，仅用于帮助理解本发明的方法及其核心要义，但本发明的保护范围并不局限于此，对于本技术领域的一般技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (5)

1.双工作模态无桥降压型PFC变换器，其特征在于，所述PFC变换器拓扑结构包括开关管S₁、开关管S₂、整流二极管D_R1、整流二极管D_R2、输出二极管D₁、输出二极管D₂、降压电感L₁、升降压电感L₂及输出电容C_o；

所述开关管S₁、降压电感L₁、输出二极管D₁组成buck变换单元，所述buck变换单元与输出电容C_o、整流二极管D_R1连接，用于实现交流输入负半周期内的电能变换；

所述开关管S₂、升降压电感L₂、输出二极管D₂组成buck-boost变换单元，所述buck-boost变换单元与输出电容C_o、整流二极管D_R2连接，实现交流输入正半周期内的电能变换。

2.根据权利要求1所述的双工作模态无桥降压型PFC变换器，其特征在于，

交流输入侧的一端与整流二极管D_R2的阳极、整流二极管D_R1的阴极连接；

所述整流二极管D_R2的阴极与开关管S₂的漏极相连，开关管S₂的源极与输出二极管D₂的阴极、升降压电感L₂的一端连接；

所述整流二极管D_R1的阳极与开关管S₁的源极相连，开关管S₁的漏极与输出二极管D₁的阳极、降压电感L₁的一端连接；降压电感L₁的另一端与输出二极管D₂的阳极、输出电容C_o的负极、负载R_L的一端连接；

交流输入侧的另一端与输出二极管D₁的阴极、升降压电感L₂的另一端、输出电容C_o的正极、负载R_L的另一端连接。

3.根据权利要求2所述的双工作模态无桥降压型PFC变换器，其特征在于，所述PFC变换器拓扑结构中开关管S₁、开关管S₂能够同时导通，所述开关管S₁、开关管S₂能够采用同一驱动信号进行控制。

4.根据权利要求3所述的双工作模态无桥降压型PFC变换器，其特征在于，所述PFC变换器的输出电压V_o采样信号与输出参考电压V_o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动开关管S₁、开关管S₂。

5.根据权利要求1-4任一所述的双工作模态无桥降压型PFC变换器，其特征在于，其工作模态如下：

升降压工作模态1：开关管S₂处于导通状态，输入端经过整流二极管D_R2和开关管S₂向升降压电感L₂充能，升降压电感电流i_L2线性上升，开关管S₂的电流与升降压电感电流i_L2的幅值相同，方向相同；输出电容C_o为负载供能；

升降压工作模态2：开关管S₂关断，存储于升降压电感L₂的能量经过输出二极管D₂向负载端供能，升降压电感电流i_L2线性下降；该工作模态直到升降压电感电流i_L2下降到0时刻结束；

升降压工作模态3：开关管S₂保持关断，升降压电感电流i_L2保持为0，输出二极管D₂保持关断，输出电容C_o向负载端供能；

降压工作模态4：开关管S₁处于导通状态，输入端经过输出电容C_o、整流二极管D_R1、开关管S₁向降压电感L₁充能，降压电感电流i_L1线性上升，开关管S₁的电流与降压电感电流i_L1的幅值相同，方向相同；

降压工作模态5：开关管S₁关断，存储于降压电感L₁的能量经过输出二极管D₁向负载端供能，降压电感电流i_L1线性下降；该工作模态直到降压电感电流i_L1下降到0时刻结束；

降压工作模态6：开关管S₁保持关断，降压电感电流i_L1保持为0，输出二极管D₁保持关断，输出电容C_o向负载端供能。