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CN117411306B - 三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压pfc变换器 - Google Patents

三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压pfc变换器 Download PDF

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CN117411306B CN202311266502.4A CN202311266502A CN117411306B CN 117411306 B CN117411306 B CN 117411306B CN 202311266502 A CN202311266502 A CN 202311266502A CN 117411306 B CN117411306 B CN 117411306B
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Abstract

本发明公开了三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，涉及PFC变换器技术领域；该PFC变换器拓扑结构包括MOS管S1、MOS管S2、整流二极管DR1、整流二极管DR2、续流二极管D1、续流二极管D2、回流二极管D3、回流二极管D4、电感L1、电感L2及输出电容Co；所述MOS管S2、电感L2、续流二极管D2、回流二极管D4组成三开关管升降压变换单元2，结合整流二极管DR2用于实现交流输入正半周期内的电能变换；所述MOS管S1、电感L1、续流二极管D1、回流二极管D3组成三开关管升降压变换单元1，结合整流二极管DR1用于实现交流输入负半周期内的电能变换；两个三开关管升降压变换单元进行输入并联输出并联得到无桥升降压PFC变换器。

Description

三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器
技术领域
本发明属于PFC变换器技术领域，尤其涉及三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器。
背景技术
由于非线性元件如二极管、MOSFET等开关元件的广泛应用，交流-直流(AC-DC)转换电路中通常会出现交流输入电流畸变。因此，通常需要在AC-DC转换中采用功率因数修正(Power Factor Correction,PFC)技术。
目前，一般在整流电桥和负载电路之间，使用升压型(Boost)变换单元构建的Boost PFC变换器，实现功率因数校正以及输出的后级控制。然而，由于Boost变换器本身的升压特性，其输出电压通常在380~400V之间，因此需要在后级增加一级降压电路，以满足LED、低压电池充电、低压电机驱动等负载要求。现有的Boost PFC变换器与其后级降压变换器所组成的二级AC-DC变换结构系统整体效率不高。
相对应地，降压(Buck)型PFC变换器具有低电压输出特性，特别适用于低压输出应用领域。但是，降压型PFC变换器由于buck变换单元存在输入电流死区所导致的电流畸变问题，因此无法为后级电路提供宽输出电压范围，不利于直流无刷电机的调速控制。
相应地，具有升降压(buck-boost)功能的变换单元也可以用于PFC拓扑实现功率因数校正。这类升降压PFC变换器可以实现宽范围电压输出，并保持输入侧的高功率因数，因此较为适合于宽输出电压要求的低压应用场合，如电机驱动、可调LED等。
此外，PFC变换器的整流桥在导通时，存在较大的导通损耗。且随着器件成本的降低，电费运行成本的升高，以及社会对低碳的推崇，变换器的运行效率已变得越来越为重要。因此，在这种构建低碳社会的大背景下，将现有基于整流桥结构的PFC变换器进一步推演为无桥类PFC变换器，具有重要的学术研究与工程应用价值。
图1为现有的无桥Buck PFC变换器。虽然这种降压型PFC变换器可以实现低压输出，但是如图2所示，其由于输入电流存在较大的输入电流死区而必须限制其自身输出电压V o。这种输入电流死区本质是由于buck变换单元只能工作在降压模式，当输出电压V o大于输入电压v in时，就会在输入侧产生输入电流为0的情况，即输入电流死区。为了限制这种输入电流死区，通常Buck类PFC变换器只能限制其输出电压V o，进而实现可以接受的输入功率因数PF。因此这种无桥Buck PFC变换器无法实现具有宽输出电压范围的输出特性。
本发明构建了一种无桥buck-boost PFC变换器，提出了三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器。
发明内容
本发明的目的在于提供三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，以解决上述背景技术中提出的现有技术中PFC变换器的整流桥在导通时存在较大的导通损耗及无桥Buck PFC变换器无法实现具有宽输出电压范围的输出特性等问题。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案实现：
三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其拓扑结构包括MOS管S 1、MOS管S 2、整流二极管D R1、整流二极管D R2、续流二极管D 1、续流二极管D 2、回流二极管D 3、回流二极管D 4、电感L 1、电感L 2及输出电容C o；
所述MOS管S 2、电感L 2、续流二极管D 2、回流二极管D 4组成三开关管升降压变换单元2，该三开关管升降压变换单元2结合整流二极管D R2用于实现交流输入正半周期内的电能变换；
所述MOS管S 1、电感L 1、续流二极管D 1、回流二极管D 3组成三开关管升降压变换单元1，该三开关管升降压变换单元1结合整流二极管D R1用于实现交流输入负半周期内的电能变换；
所述三开关管升降压变换单元1和三开关管升降压变换单元2进行输入并联输出并联得到无桥升降压PFC变换器。
优选地，交流输入侧的一端与整流二极管D R2的阳极连接、回流二极管D 3的阴极连接，交流输入侧的另一端与整流二极管D R1的阳极、回流二极管D 4的阴极连接；
整流二极管D R2的阴极与MOS管S 2的漏极连接，MOS管S 2的源极分别与续流二极管D 2的阴极连接、电感L 2的一端连接；
整流二极管D R1的阴极与MOS管S 1的漏极连接，MOS管S 1的源极分别与续流二极管D 1的阴极、电感L 1的一端连接；
电感L 2的另一端和电感L 1的另一端连接，并且与回流二极管D 3的阳极、回流二极管D 4的阳极、输出电容C o的正极、负载的一端连接；
续流二极管D 2的阳极和续流二极管D 1的阳极连接，并且与输出电容C o的负极、负载的另一端连接。
优选地，所述PFC变换器拓扑结构中MOS管S 1、MOS管S 2能够同时导通关断，所述MOS管S 1、MOS管S 2能够用同一驱动信号进行控制。
优选地，所述PFC变换器的输出电压V o采样信号与输出参考电压V o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动MOS管S 1、MOS管S 2。
三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其控制方法包括：
工作模态1：MOS管S 2处于导通状态，输入端经过MOS管S 2、整流二极管D R2、回流二极管D 4向电感L 2充能，电感电流i L2线性上升，MOS管S 2的电流与电感电流i L2的幅值相同，方向相同；
工作模态2：MOS管S 2关断，续流二极管D 2导通，存储于电感L 2的能量向负载端供能，电感电流i L2线性下降；
工作模态3：MOS管S 2处于断开状态，输出电容C o为负载供能；
工作模态4：MOS管S 1处于导通状态，输入端经过MOS管S 1、整流二极管D R1、回流二极管D 3向电感L 1充能，电感电流i L1线性上升，MOS管S 1的电流与电感电流i L1的幅值相同，方向相同；
工作模态5：MOS管S 1关断，续流二极管D 1导通，存储于电感L 1的能量向负载端供能，电感电流i L1线性下降；
工作模态6：MOS管S 1处于断开状态，输出电容C o为负载供能。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
（1）、本发明可以通过简单控制实现变换器的PFC功能；双MOS管可以采用完全相同的驱动信号进行控制，且只需要电压环控制即可实现PFC功能与宽输出电压调节。
（2）、本发明在较宽的输出电压范围内均可以实现高PF；本发明中无桥升降压PFC变换器无输入电流死区，可以使变换器在宽输出电压下均能保持高PF与低THDi（现有的无桥Buck PFC变换器通常只能设置电压为160V及以下）。
（3）、本发明不再使用整流桥以保持变换器的高效率运行。
附图说明
图1为背景技术中现有无桥Buck PFC变换器拓扑图；
图2为背景技术中现有无桥Buck PFC变换器在交流输入半个工频周期内的输入电压、电流波形图；
图3为本发明中无桥升降压PFC变换器拓扑图；
图4为本发明中正半周期无桥升降压PFC变换器的运行模态图；
图5为本发明中负半周期无桥升降压PFC变换器的运行模态图；
图6为本发明中无桥升降压PFC变换器在交流输入正半周期的关键器件波形图；
图7为本发明中三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器的控制实现原理图；
图8为本发明中三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器的驱动信号图；
图9为本发明中三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器200V输出仿真波形图；
图10为本发明中三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器100V输出仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1：
参阅图3，图3为本发明中PFC变换器的拓扑结构说明，主要通过两个三开关管正向输出的升降压变换单元实现了无桥buck-boost PFC变换器。
三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其主要包括MOS管S 1、MOS管S 2，整流二极管D R1、整流二极管D R2，续流二极管D 1、续流二极管D 2，回流二极管D 3、回流二极管D 4，输出电容C o，电感L 1、电感L 2；通过将两个三开关管升降压变换单元进行输入并联输出并联得到具有升降压能力的无桥buck-boost PFC变换器。
图3中，MOS管S 2、电感L 2、整流二极管D R2、续流二极管D 2、回流二极管D 4用于实现交流输入正半周期内的电能变换；对应地，MOS管S 1、电感L 1、整流二极管D R1、续流二极管D 1、回流二极管D 3用于实现交流输入负半周期内的电能变换。
具体地，交流输入侧的一端与整流二极管D R2的阳极连接、回流二极管D 3的阴极连接。交流输入侧的另一端与整流二极管D R1的阳极、回流二极管D 4的阴极连接。MOS管S 1的漏极与整流二极管D R1的阴极连接，MOS管S 1的源极分别与续流二极管D 1的阴极、电感L 1的一端连接。MOS管S 2的漏极与整流二极管D R2的阴极连接，MOS管S 2的源极分别与续流二极管D 2的阴极连接、电感L 2的一端连接。电感L 1的另一端和电感L 2的另一端相互连接，并且与回流二极管D 3、回流二极管D 4的阳极、输出电容C o的正极、负载的一端相连。续流二极管D 2、续流二极管D 1的阳极相互连接，并与输出电容C o的负极、负载的另一端相连连接。
由于本发明采用了Buck-boost变换单元，因此，其输入电流不再由于输入电压与输出电压的大小关系而存在死区。本发明的变换器可以调节输出电压，而不会对输入PF产生较大影响。而且，本发明的二极管D 3、二极管D 4连接了输出电压与输入侧，根据磁干扰(electromagnetic interference, EMI)共模建模分析可知，二极管D 3、二极管D 4可以为共模信号提供通路，因此本发明的共模噪音信号理论上较小。
另外，当变换器工作在电感电流断续导电模式(discontinue conduction mode,DCM)时，与其他传统Boost PFC变换器一样，该类变换器均需要配置差模(differentialmode, DM)电磁干扰(electromagnetic interference, EMI)滤波器，为说明发明关键部分，本发明并未在此给出。
参阅图4-图6，图4中(a)为AC-DC无桥降压型变换器在交流输入正半工频周期的工作模态1等效电路， (b)为AC-DC无桥降压型变换器在交流输入正半工频周期的工作模态2等效电路，(c)为AC-DC无桥降压型变换器在交流输入正半工频周期的工作模态3等效电路；图5中(a)为AC-DC无桥降压型变换器在交流输入负半工频周期的工作模态4等效电路， (b)为AC-DC无桥降压型变换器在交流输入负半工频周期的工作模态5等效电路， (c)为AC-DC无桥降压型变换器在交流输入负半工频周期的工作模态6等效电路。
由于变换器在正、负半工频周期的工作模态存在对称性，因此以下仅对正半工频周期的工作模态进行介绍说明。
本发明中三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其具体的工作原理如下所示：
工作模态1 [0,d on T S]：该阶段，MOS管S 2处于导通状态，输入端经过MOS管S 2、整流二极管D R2、回流二极管D 4向电感L 2充能，电感电流i L2线性上升，MOS管S 2的电流与电感电流i L2的幅值相同，方向相同。
工作模态2 [d on T S,d off T S]：该阶段，MOS管S 2关断，续流二极管D 2导通，存储于电感L 2的能量向负载端供能，电感电流i L2线性下降。
工作模态3 [(d on+d off)T S,T S]：该阶段，MOS管S 2处于断开状态，输出电容C o为负载供能。
参阅图7、8，由于本发明拓扑结构允许两个MOS管同时导通关断，因此两个MOS管可用同一驱动，简化了电路的控制。对如图7所示的控制电路进行简要说明，输出电压V o采样信号与输出参考电压V o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号可用于直接驱动两个MOS管S 1、MOS管S 2。需要说明的是，当电感电流工作在断续导通模式时，三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器自身具有天然的输入电流校正能力。因此，本处只要对输出电压进行闭环控制即可实现功率因数校正与输出电压调节。
为验证本发明中三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器变换电路可行性，采用了PSIM仿真软件对该电路进行了仿真验证。
变换器仿真结果：
具体参数如下：交流电压峰值为311V(有效值220V)，频率为50Hz，电感L 1与电感L 2为150uH，输出电容C o为1980uF，输出电压为100-200V，负载为200Ω，峰值功率为200W，开关频率为50k，PI参数中P为2，I为0.008。另外，在输入侧加入电磁滤波电感L f与输入电容C f，分别设置为L f=2.2mH、C f=0.1uF。
图9、图10为本发明无桥升降压PFC变换器输出电压为200V与100V的关键器件波形仿真图。由图9、图10可知，在交流输入峰值311V、频率50Hz的情况下，本发明变换器可以实现200V与100V的稳压输出，且主要器件的波形稳定，与理论分析波形基本相符。其中，MOS管S 1、MOS管S 2分别在输入电压v in的正负半周期交替工作，实现了无整流桥时的交直流电能变换。
为了对比本发明，依据上述仿真参数对现有无桥Buck PFC变换器进行了仿真，现有无桥Buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为311Vac，输出直流电压为200V，输出电容为1980uF，电感为100uH，电磁滤波电感L f为2.2mH，输入电容C f为0.1uf，开关频率为50kHz，输出功率为200W，并且均采用相同的PI控制参数(P=2，I=0.008)。需要说明的是，现有无桥buck PFC变换器的输出电压通常限制在160V，本处为更公平对比本发明变换器性能，将两个变换器的输出电压均设置为200V，以说明发明专利变换器的更宽输出电压范围下的PF值与THDi优势。
表1给出了传统Buck PFC变换器与本发明的无桥升降压PFC变换器的PF值、THDi与各次输入电流谐波的对比。可以看到，相比传统Buck PFC变换器，本发明的变换器具有明显更高的PF值、更低的THDi与各次输入电流谐波。
表1现有无桥Buck PFC与本发明变换器200V输出时性能对比
根据本发明的理论分析与仿真结果可知，基于这种三开关管的升降压变换单元所得到的无桥升降压PFC变换器，可以采用简单的单电压闭环控制实现稳定运行与功率因数校正，并且相比现有的无桥Buck PFC变换器，具有明显更高的PF与更低的THDi。
以上所述，仅用于帮助理解本发明的方法及其核心要义，但本发明的保护范围并不局限于此，对于本技术领域的一般技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (4)

1.三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其特征在于，所述PFC变换器拓扑结构包括MOS管S 1、MOS管S 2、整流二极管D R1、整流二极管D R2、续流二极管D 1、续流二极管D 2、回流二极管D 3、回流二极管D 4、电感L 1、电感L 2及输出电容C o；
所述MOS管S 2、电感L 2、续流二极管D 2、回流二极管D 4组成三开关管升降压变换单元2，该三开关管升降压变换单元2结合整流二极管D R2用于实现交流输入正半周期内的电能变换；
所述MOS管S 1、电感L 1、续流二极管D 1、回流二极管D 3组成三开关管升降压变换单元1，该三开关管升降压变换单元1结合整流二极管D R1用于实现交流输入负半周期内的电能变换；
所述三开关管升降压变换单元1和三开关管升降压变换单元2进行输入并联输出并联得到无桥升降压PFC变换器；
交流输入侧的一端与整流二极管D R2的阳极连接、回流二极管D 3的阴极连接，交流输入侧的另一端与整流二极管D R1的阳极、回流二极管D 4的阴极连接；
整流二极管D R2的阴极与MOS管S 2的漏极连接，MOS管S 2的源极分别与续流二极管D 2的阴极连接、电感L 2的一端连接；
整流二极管D R1的阴极与MOS管S 1的漏极连接，MOS管S 1的源极分别与续流二极管D 1的阴极、电感L 1的一端连接；
电感L 2的另一端和电感L 1的另一端连接，并且与回流二极管D 3的阳极、回流二极管D 4的阳极、输出电容C o的正极、负载的一端连接；
续流二极管D 2的阳极和续流二极管D 1的阳极连接，并且与输出电容C o的负极、负载的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其特征在于，
所述PFC变换器拓扑结构中MOS管S 1、MOS管S 2能够同时导通关断，所述MOS管S 1、MOS管S 2能够用同一驱动信号进行控制。
3.根据权利要求2所述的三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其特征在于，
所述PFC变换器的输出电压V o采样信号与输出参考电压V o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动MOS管S 1、MOS管S 2。
4.根据权利要求1-3任一所述的三开关管升降压变换单元并联输出无桥升降压PFC变换器，其特征在于，其控制方法包括：
工作模态1：MOS管S 2处于导通状态，输入端经过MOS管S 2、整流二极管D R2、回流二极管D 4向电感L 2充能，电感电流i L2线性上升，MOS管S 2的电流与电感电流i L2的幅值相同，方向相同；
工作模态2：MOS管S 2关断，续流二极管D 2导通，存储于电感L 2的能量向负载端供能，电感电流i L2线性下降；
工作模态3：MOS管S 2处于断开状态，输出电容C o为负载供能；
工作模态4：MOS管S 1处于导通状态，输入端经过MOS管S 1、整流二极管D R1、回流二极管D 3向电感L 1充能，电感电流i L1线性上升，MOS管S 1的电流与电感电流i L1的幅值相同，方向相同；
工作模态5：MOS管S 1关断，续流二极管D 1导通，存储于电感L 1的能量向负载端供能，电感电流i L1线性下降；
工作模态6：MOS管S 1处于断开状态，输出电容C o为负载供能。
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