CN117240089B - 双向四管Buck-Boost变换器的控制电路和控制方法 - Google Patents

Abstract

双向四管Buck‑Boost变换器的控制电路和控制方法，变换器由四个开关管和一个滤波电感组成，滤波电感的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点和Q₃、Q₄的桥臂中点连接，Q₁与Q₂互补导通，Q₃与Q₄互补导通，变换器可以实现能量的双向流动。为了提升变换器的工作效率，使四只开关管实现ZVS的同时令电流有效值最小化，对四管Buck‑Boost变换器采用四边形电流控制的方式。本发明提出了实现变换器在恒压模式和恒流模式稳定工作并平滑切换，实现电感电流自然换向及平滑过渡的控制电路和控制方法，使电感电流在单个开关周期内即可实现电流的平滑换向，同时还可以保证在触发换向信号后，开关管不丢失软开关的实现条件，提升变换器的运行效率和可靠性。

Description

双向四管Buck-Boost变换器的控制电路和控制方法

技术领域

本发明属于功率变换器的技术领域，具体涉及一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路和控制方法。

背景技术

为缓解能源危机和环境污染，实现人类社会的可持续发展，以太阳能、风能为代表的可再生能源正在逐步取代传统化石能源。然而，受天气条件的影响，可再生能源发电系统产生的电能可能有较大的波动。为解决这一问题，可引入蓄电池和超级电容器等储能设备。通过双向DC-DC变换器来控制储能设备与直流母线之间的功率流，从而使电能可以平稳地流向负载端并保证母线电压的稳定。双向DC-DC变换器根据应用需求的不同可分为隔离型和非隔离型两大类，本发明主要研究非隔离型双向DC-DC变换器。由于储能设备在充放电过程中，其端电压具有一定的变化范围，若母线电压在其变化范围以内，就可以使双向变换器在储能设备电压变化范围内均具有较高的变换效率。为满足这一设计要求，需选择具有升降压功能的双向变换器。四管Buck-Boost变换器(Four-Switch Buck-Boost，FSBB)的拓扑结构，其具有输出电压为正极性，且开关管的电压应力较低等优点，因此得到了广泛的应用。

双向变换器的工作模式根据可再生能源发电和负载需求的变化，具有多种工作模式：恒流充电、恒压充电、恒流供电和母线恒压供电。可再生能源发电系统受天气环境影响较大，为维持母线电压的稳定，双向变换器需要依据外界条件频繁切换工作模式。因此，实现双向FSBB变换器中电感电流的自然换向和平滑过渡有利于提高变换器工作时的稳定性和可靠性。寻找一种简单可行的控制方法是本领域研究人员亟待解决的问题。

发明内容

本发明充分考虑到由于可再生能源发电系统受天气环境影响较大，需要双向变换器较为频繁的换向工作的问题，提出了一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路和控制方法。对于应用于储能系统中的双向变换器，有效实现双向FSBB变换器中电感电流的自然换向、平滑过渡和模式切换，可以维持母线电压的稳定，同时有利于提高变换器工作时的稳定性和可靠性，使变换器具有较好的动态性能。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，所述变换器包括四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个滤波电感L_c，所述滤波电感L_c的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与Q₂互补导通，开关管Q₃与Q₄互补导通；变换器一端为母线电压V_bus，一端为电池电压V_bat，其特征在于，所述控制电路包括：

驱动信号产生模块A，用于在变换器正向运行时产生开关管Q₁和Q₂的驱动信号，在变换器反向运行时产生开关管Q₃和Q₄的驱动信号；

驱动信号产生模块B，用于在变换器正向运行时产生开关管Q₃和Q₄的驱动信号，在变换器反向运行时产生开关管Q₁和Q₂的驱动信号；

移相占空比电路产生模块，用于在变换器正向运行和反向运行时，产生开关管Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差；

自然换向模块，用于产生控制变换器切换运行状态的换向信号；

电流流向平滑过渡模块，用于在收到自然换向模块的换向信号后，实现滤波电感L_c的电感电流i_Lc的平滑过渡。

为优化上述技术方案，采取的具体措施还包括：

进一步地，所述驱动信号产生模块A包括电流调节器、电压调节器、比较器1和RS触发器1，电流调节器和电压调节器的输出分别通过二极管D₁和D₂相连，最终的输出v_r为两个输出中的较小值；

当变换器正向运行时，电流调节器的输入为流入电池的电流采样值，电压调节器的输入为电池电压采样值，电压调节器的电压基准为最大电池电压，当电池电压V_bat未到最大电池电压时，电压调节器保持正饱和输出，电流调节器工作，电池恒流充电，二极管D₁导通，D₂截止；当电池电压V_bat到达最大电池电压时，电压调节器工作，维持电池电压V_bat不变，电流调节器正饱和输出，二极管D₂导通，D₁截止；将最终输出v_r与锯齿波v_saw送入RS触发器1，RS触发器1的输出和时钟信号CLK1送入RS触发器1，从而得到Q₁和Q₂的驱动信号；

当变换器反向运行时，电流调节器的输入为流入母线的电流采样值，电压调节器的输入为母线电压采样值，电压调节器的电压基准为额定电压，当母线电压V_bus未到额定电压时，电压调节器将保持正饱和输出，电流调节器工作，电池放电，此时二极管D₁导通，D₂截止；当母线电压V_bus与额定电压相同时，电压调节器工作，维持母线电压V_bus不变，电流调节器正饱和输出，二极管D₂导通，D₁截止；将最终输出v_r与锯齿波v_saw送入RS触发器1，RS触发器1的输出和时钟信号CLK1送入RS触发器1，从而得到Q₃和Q₄的驱动信号。

进一步地，所述驱动信号产生模块B包括比较器2和RS触发器2，比较器2的正向输入端为电感电流采样值，反向输入端为-I_ZVS，-I_ZVS为保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准，I_ZVS为保证开关管Q₂、Q₃实现软开关所需的负电流基准，比较器2的输出v_comp和时钟信号CLK1进行或运算之后，与移相占空比电路产生模块产生的时钟信号CLK2送入RS触发器2；

变换器正向运行时，时钟信号CLK2用来开通开关管Q₃；当电感电流i_Lc下降至-I_ZVS时，比较器2的输出v_comp变为高电位，使RS触发器2复位，从而关断Q₃，开通Q₄；

变换器反向运行时，时钟信号CLK2用来开通开关管Q₁；当电感电流i_Lc上升至I_ZVs时，比较器2的输出v_comp变为高电位，使RS触发器2复位，从而关断Q₁，开通Q₂。

进一步地，所述移相占空比电路产生模块根据两个桥臂之间的移相占空比大小，产生开关管Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差：

变换器正向运行时，Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差的近似值D_{θ_appr}(V_bat，i_bat)为：

D_{θ_appr}(V_bat，i_bat)＝a₁V_bat+b₁i_bat+V_c1

变换器反向工作时，Q₃和Q₁开通时刻之间的相位差的近似值D′_θappr(V_bat，i_bus)为：

D′_{θ_appr}(V_bat，i_bus)＝a₂V_bat+b₂i_bus+V_c2

式中，a₁、b₁、a₂、b₂表示线性系数，V_c1和V_c2为常数项；

根据开关管Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差，生成时钟信号CLK2并输入驱动信号产生模块B。

进一步地，所述自然换向模块包括比较器4、比较器5和RS触发器3，比较器4的正向输入端为最低基准值V_{bus_L}，反向输入端为母线电压采样值v_{bus_s}，比较器5的正向输入端为母线电压采样值v_{bus_s}，反向输入端为最高基准值V_{bus_H}；

当母线电压V_bus跌落至低于V_{bus_L}时，比较器4的输出为高电位，比较器4的输出与时钟信号CLK1进行或运算后，生成的信号v_flip1输入RS触发器3，时钟信号CLK1上升沿到来时，v_flip1置高，RS触发器3复位，RS触发器3输出的q₁信号置低，q₂信号置高，变换器反向工作，生成的换向信号q₂输入电流流向平滑过渡模块；

当母线电压V_bus上升至高于V_{bus_H}时，比较器5输出为高电位，比较器5的输出与时钟信号CLK1进行或运算后，生成的信号v_flip2输入RS触发器3，时钟信号CLK1上升沿到来时，v_flip2置高，RS触发器3复位，RS触发器3输出的q₁信号置高，q₂信号置低，变换器正向工作，生成的换向信号q₂输入电流流向平滑过渡模块。

进一步地，所述电流流向平滑过渡模块使自然换向模块产生的换向信号q₂在跳变的上升沿和下降沿均产生窄脉冲信号，对二者进行或运算后生成q_{2_d}信号，作为驱动信号使电流调节器基准处设置的三极管导通；三极管导通后，电流调节器的基准值下拉至0；在窄脉冲信号消失后，三极管截止，电流调节器的基准电压从0开始逐渐上升；在q_{2_d}信号的作用下，电流调节器的基准电压在换向瞬间置0，然后逐渐上升，使电感电流i_Lc反向从零开始逐渐上升。

本发明还提出了一种基于如上所述的控制电路的双向四管Buck-Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：

变换器正向工作时，采样电池电压V_bat与流入电池电流i_bat，近似计算出开关管Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差的移相角D_θ；

变换器反向工作时，采样电池电压V_bat与流入母线电流i_bus，近似计算出开关管Q₃、Q₁开通时刻两者之间的相位差的移相角D′_θ；

变换器正向工作时，采样电感电流i_Lc，并与保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_Lc线性下降至-I_zvs时，关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比1-D_y2；

变换器反向工作时，采样负电感电流-i_Lc，并与保证开关管Q₃、Q₂实现软开关所需的负电流基准I_zvs进行比较，当i_Lc线性上升至I_zvs时，关断开关管Q₁，得到开关管Q₁的占空比1-D′_y2。

进一步地，设置母线电压V_bus的最低基准值和最高基准值，当母线电压V_bus低于最低基准值时，变换器反向工作，电池向母线端供能，使母线电压V_bus上升；当发电系统发出的电能大于负载需求时，母线电压V_bus上升，此时储能设备存储多余的能量；当母线电压V_bus高于最高基准值时，变换器正向工作，电池存储多余的能量，母线电压V_bus下降至额定值。

本发明的有益效果是：本发明提供一种实现双向四管Buck-Boost变换器自然换向、平滑过渡以及模式切换的控制电路和控制方法，通过检测母线电压大小来决定电流流向和变换器的工作模式，从而维持母线电压的稳定。与此同时，通过电流环基准软起动的方法，实现电流换向时的平滑过渡，避免出现较大的电流过冲，从而提升变换器的可靠性。

附图说明

图1为四管Buck-Boost变换器的电路结构图。

图2为以V_bus＜V_bat为例，负载变化及电流切换时的电流波形图。

图3a为变换器正向运行时的Q₁和Q₂的驱动信号以及反向运行时的Q₃和Q₄的驱动信号产生模块的电路图。

图3b为变换器正向运行时的Q₃和Q₄的驱动信号以及反向运行时的Q₁和Q₂的驱动信号产生模块的电路图。

图3c为移相占空比电路产生模块的电路图。

图3d为自然换向模块的电路图。

图3e为电流流向平滑过渡模块的电路图。

图4a是变换器正向工作且电池电压为75V的仿真波形图。

图4b是变换器正向工作且电池电压为100V的仿真波形图。

图4c是变换器正向工作且电池电压为125V的仿真波形图。

图5a是变换器反向工作且电池电压为75V的仿真波形图。

图5b是变换器反向工作且电池电压为100V的仿真波形图。

图5c是变换器反向工作且电池电压为125V的仿真波形图。

图6是双向变换器由对蓄电池恒压充电切换至最大电流恒流放电的动态波形图。

图7是双向变换器由对蓄电池最大功率恒流充电切换至最大电流恒流放电的动态波形图。

具体实施方式

现在结合附图对本发明作进一步详细的说明。

图1为四管Buck-Boost变换器的电路结构图，主要由四个开关管和一个滤波电感组成，其中开关管Q₁和Q₂互补导通，组成一个桥臂单元，开关管Q₃和Q₄互补导通，组成一个桥臂单元，滤波电感L_c分别与两个桥臂的中点相连，用以存储和传递能量。变换器一端为母线电压V_bus，一端为电池电压V_bat。定义流入母线端的电流为i_bus，流入电池端的电流为i_bat。

为了提升变换器的工作效率，希望实现所有开关管ZVS(零电压开关)的同时使电感电流有效值最小化。图2以V_bus＜V_bat为例，给出了FSBB变换器在负载变化及电流换向时的工作波形。变换器正向工作时，将Q₁开通时刻定义为每个开关周期的起始时刻，当电感电流线性上升至-I_ZVS时立即关断Q₃，以保证Q₄实现ZVS同时尽可能减小电流脉动。在t＝4T_s时刻触发换向信号，T_s为开关周期，两个桥臂的驱动信号将互换，因此每个开关周期的起始时刻为Q₃开通时刻，移相占空比为Q₃和Q₁开通时刻之间的相位差。在换向信号触发之后，当电感电流线性上升至I_ZVS时应立即关断Q₁，以保证Q₂实现ZVS同时尽可能减小电流脉动。

FSBB变换器正向运行时具有三个控制量，即Q₁的占空比D_y1、Q₄的占空比D_y2、以及Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差对应的移相占空比D_θ；当变换器反向运行时，两个桥臂的驱动信号互换，此时依旧有三个控制量：Q₃的占空比为D′_y1、Q₂的占空比为D′_y2、以及Q₃和Q₁开通时刻之间的相位差对应的移相占空比为D′_θ。其中，占空比用于控制开关动作，移相占空比用于控制开通时刻的相位差。实现开关管Q₁和Q₄的软开关，需要保证在开关管开通前电感电流过负，给开关管的结电容放电至零使其反并二极管自然导通，定义所需实现负电流的大小为-I_ZVS。实现开关管Q₂和Q₃的软开关，需要保证在开关管开通前电感电流为正，给开关管的结电容放电至零使其反并二极管自然导通，定义所需实现正电流的大小为I_ZVS。

在一实施例中，本发明提出了一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，以采用模拟控制电路为例，其原理示意图如图3a到图3e所示，主要包括五个组成部分：变换器正向运行时的Q₁和Q₂的驱动信号以及反向运行时的Q₃和Q₄的驱动信号产生模块、变换器正向运行时的Q₃和Q₄的驱动信号以及反向运行时的Q₁和Q₂的驱动信号产生模块、移相占空比电路产生模块、自然换向模块、电流流向平滑过渡模块。

图中部分参数如下：i_{bat_s}为流入蓄电池的电流采样值；i_{bat_s}为流入母线端的电流采样值；i_os为i_{bat_s}和i_{bat_s}通过S1选择开关后的输出值(依据电流流向确定)；I_{o_ref}为电流调节器的基准值；q_{2_d}为由q₂信号通过电流流向平滑过渡模块产生，在换向信号到来时跳高，用于电流调节器基准软启动；v_{bat_s}为电池电压采样值；v_{bus_s}为母线电压采样值；v_os为v_{bat_s}和v_{bus_s}通过S2选择开关后的输出值(依据电流流向确定)；V_{o_ref}为电压调节器的基准值；C_ref为用于电流调节器软启动的泄放电容容值；i_{Lc_s}为电感电流采样值。

1、变换器正向运行时的Q₁和Q₂的驱动信号以及反向运行时的Q₃和Q₄的驱动信号产生模块(驱动信号产生模块A)

如图3a所示，当选用蓄电池作为储能设备时，电池电压随着蓄电池荷电状态的不同相应波动。当变换器正向工作时，蓄电池充电，其充电过程为先恒流充电至电池最大电压后再进行恒压充电。电流调节器和电压调节器的输出分别通过二极管D₁和D₂相连，最终的输出v_r为二者中的较小值。电压调节器的电压基准为最大电池电压所对应的电压采样值，因此当电池电压未到最大值时，电压调节器将保持正饱和输出，电流调节器工作，蓄电池恒流充电，此时二极管D₁导通，D₂截止。当电池电压到达最大值时，电压调节器工作，维持蓄电池两端电压不变，此时充电电流i_bat小于设定值，电流调节器将正饱和输出，二极管D₂导通，D₁截止。将最终输出v_r与锯齿波v_saw送入比较器1，其输出送入RS触发器1，从而得到Q₁和Q₂的驱动信号。需要说明的是，v_saw与时钟信号CLK1同步。

变换器反向工作时模块A的工作原理与正向工作相同，即：当母线电压未到额定电压时，变换器工作于恒流模式，电压调节器将保持正饱和输出，电流调节器工作，蓄电池放电，此时二极管D₁导通，D₂截止；当母线电压与额定电压相同时，变换器工作于恒压模式，电压调节器工作，维持母线两端电压不变，此时充电电流i_bat小于设定值，电流调节器将正饱和输出，二极管D₂导通，D₁截止。根据外接环境条件的不同，双向变换器的工作情况也有所不同。

2、变换器正向运行时的Q₃和Q₄的驱动信号以及反向运行时的Q₁和Q₂的驱动信号产生模块(驱动信号产生模块B)

如图3b所示，变换器正向运行时，时钟信号CLK2(其产生电路见移相占空比电路产生模块)用来开通Q₃。当电感电流i_Lc下降至-I_ZVS时，比较器2的输出v_comp变为高电位，使RS触发器2复位，从而关断Q₃，开通Q₄。为了防止i_Lc在Q₂关断前未下降至-I_ZVS，这里有意增加了CLK1与v_comp进行“或”，以强制关断Q₃，保证变换器的开关时序不变。

变换器反向运行时，-i_Lc与-I_ZVS进行比较，CLK2用来开通Q₁。当电感电流i_Lc上升至I_ZVS时，比较器2的输出v_comp变为高电位，使RS触发器2复位，从而关断Q₁，开通Q₂。为了防止i_Lc在Q₄关断前未上升至I_ZVS，这里有意增加了CLK1与v_comp进行“或”，以强制关断Q₁，保证变换器的开关时序不变。

3、移相占空比电路产生模块

在确定各开关管的占空比之后，还需确定两个桥臂之间的移相占空比大小。当双向变换器正向工作时，移相占空比D_θ，即：Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差的理论计算值实际上是关于蓄电池电压V_bat以及蓄电池充电电流i_ba的函数；当双向变换器反向工作时，移相占空比D′_θ，即：Q₃和Q₁开通时刻之间的相位差的理论计算值实际上是关于蓄电池电压V_bat以及流入母线的充电电流i_bus的函数。通过一个平面来近似移相占空比的曲面，从而实现简化控制的目标。简化后移相占空比是关于电压和电流采样值的线性组合。变换器正向工作时，Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差近似值为：

D_{θ_appr}(V_bat，i_bat)＝a₁V_bat+b₁i_bat+V_c1

变换器反向工作时，Q₃和Q₁开通时刻之间的相位差近似值可表示为：

D′_{θ_appr}(V_bat，i_bus)＝a₂V_bat+b₂i_bus+V_c2

式中，a₁、b₁、a₂、b₂表示线性系数，V_c1和V_c2为常数项。D_{θ_appr}(V_bat，i_bat)和D′_{θ_appr}(V_bat，i_bus)分别由图3c所示模块在变换器正向和反向工作时通过比例加法运算电路得到。

4、自然换向模块

为维持母线电压的稳定，当可再生能源发电系统发出的电能大于负载需求时，母线电压会开始上升，此时储能设备开始存储多余的能量；当发电系统发出的电能不足以满足负载需求时，母线电压下降，此时储能设备释放能量为负载供能。图3d中RS触发器3输出q₁为高电位时，开关S₁～S₈与上方信号接通，变换器正向工作；当q₁为低电位时，变换器则反向工作。比较器4的正向输入端为最低基准值V_{bus_L}，反向输入端为母线电压采样值；比较器5的正向输入端为母线电压采样值，反向输入端为最高基准值V_{bus_H}。当母线电压V_bus跌落至低于V_{bus_L}时，比较器4输出为高电位。等待下一个开关周期的起始时刻，即：CLK1信号上升沿到来时，v_flip1置高，触发器复位，q₁信号置低，q₂信号置高，变换器反向工作；当母线电压V_bus上升至高于V_{bus_H}时，比较器5输出为高电位。等待下一个开关周期的起始时刻到来时，v_flip2置高，触发器置位，q₁信号置高，q₂信号置低，变换器正向工作。

5、电流流向平滑过渡模块

若能实现双向变换器的平滑换向，则可提升变换器在换向时的可靠性。由上述分析可知，变换器由正向工作切换至反向工作时，q₂置高；变换器由反向工作切换至正向工作时，q₂置低。因此，只要触发换向条件，便会使q₂信号发生跳变。本发明通过图3e所示的逻辑电路，使q₂信号在跳变的上升沿和下降沿均产生窄脉冲信号，q_{2_d}为二者进行或运算后的信号，作为驱动使电流调节器基准处的三极管导通。三极管导通后，电容C_ref放电，基准值下拉至0。在窄脉冲信号消失后，三极管截止，基准V_{i_ref}重新给电容C_ref充电，基准电压从0开始逐渐上升。在q_{2_d}的作用下，电流调节器的基准电压在换向瞬间置0，然后逐渐上升，使电感电流反向从零开始逐渐上升，从而实现电流的平滑过渡，保证开关管在换向信号触发前后不丢失软开关。

在另一实施例中，本发明提出了一种双向四管Buck-Boost变换器的控制方法，该控制方法是基于上述提出的控制电路所实现的。为了提升变换器的工作效率，使四只开关管实现ZVS的同时令电流有效值最小化，控制方法对四管Buck-Boost变换器采用四边形电流控制的方式。

根据电流流向和工作模式的不同，采样电池电压V_bat、母线电压V_bus、流入电池电流i_bat和流入母线电流i_bus，并在不同工作模式下分别与不同基准值进行比较，通过电流调节器和电压调节器调控正向工作时Q₁的占空比D_y1或反向工作时Q3的占空比D′_y1，从而实现电流稳定和电压稳定。同时，将两个调节器通过二极管相接，实现恒流模式至恒压模式切换。

变换器正向工作时，采样电池电压V_bat与流入电池电流i_bat，近似计算出开关管Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差的移相角D_θ；变换器反向工作时，采样电池电压V_bat与流入母线电流i_bus，近似计算出开关管Q₃、Q₁开通时刻两者之间的相位差的移相角D′_θ。

变换器正向工作采样电感电流i_Lc，并与保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_Lc线性下降至-I_zvs时关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比1-D_y2；变换器反向工作采样负电感电流-i_Lc，并与保证开关管Q₃、Q₂实现软开关所需的负电流基准I_zvs进行比较，当i_Lc线性上升至I_zvs时关断开关管Q₁，得到开关管Q₁的占空比1-D′_y2。

为实现电感电流的自然换向、平滑过渡和模式切换，还需采取的具体措施有：

自然换向：为维持母线电压的稳定，当可再生能源发电系统发出的电能大于负载需求时，母线电压会开始上升，此时储能设备开始存储多余的能量；当发电系统发出的电能不足以满足负载需求时，母线电压下降，此时储能设备释放能量为负载供能。为实现电感电流的自然换向，需设置母线电压的下限值和上限值。当母线电压低于下限值时，使能信号高电位，变换器反向工作，蓄电池向母线端供能，使母线电压上升；当发电系统发出的电能大于负载需求时，母线电压上升，此时储能设备存储多余的能量。当母线电压高于上限值时，使能信号低电位，变换器正向工作，蓄电池存储多余的能量，母线电压下降至额定值。从而实现电感电流的自然换向。

平滑过渡：若能实现双向变换器的平滑换向，则可提升变换器在换向时的可靠性。由于在换向过程中存在电流为0的时刻，若不采取任何措施，调节器将正饱和输出，这会使电感电流有一个反向的电流过冲。因此，本发明在电流调节器的基准处添加了一个三极管，在换向条件触发瞬间利用换向使能信号产生脉冲信号使将三极管导通，使基准值和调节器输出下降到0。在维持一段很短的时间后使基准电压逐渐上升，使电流在换向时刻从零开始上升，从而实现电感电流的平滑过渡，保证开关管在换向信号触发前后不丢失软开关。

模式切换：电流调节器和电压调节器的输出分别通过二极管相连，最终的输出为二者中的较小值。电压调节器的电压基准为额定电压所对应的电压采样值。当电压未到额定值时，电压调节器将保持正饱和输出，电流调节器工作，变换器工作于恒流模式。当电压到达设定值后，电压调节器工作，变换器工作于恒压模式，电流调节器将正饱和输出。通过双向变换器模式切换以适应不同外接环境需求。

为了进一步说明本发明提出的控制方法的优越性，下面给出本发明的一个仿真实例。

根据表1给出的1.25kW四管Buck-Boost变换器参数，用Saber仿真软件搭建了仿真电路。图4a-4c给出了四管Buck-Boost变换器在额定功功率下正向工作时的仿真波形，其中，图4a为电池电压为75V满载下的仿真波形图；图4b为电池电压为100V满载下的仿真波形图；图4c为电池电压为125V满载下的仿真波形图，可以看出，所有开关管均能够实现ZVS且电感电流脉动较小。图5a到图5c给出了四管Buck-Boost变换器在额定功功率下反向工作时的仿真波形，其中，图5a为电池电压为75V满载下的仿真波形图；图5b为电池电压为100V满载下的仿真波形图；图5c为电池电压为125V满载下的仿真波形图，可以看出，所有开关管均能够实现ZVS且电感电流脉动较小。图6为双向变换器由对蓄电池恒压充电切换至最大电流恒流放电动态波形。图7为双向变换器由对蓄电池最大功率恒流充电切换至最大电流恒流放电动态波形。可以看出，在采取此控制方式的基础上，实现了变换器的自然换向，且换向过程中该双向变换器满足不同的工作模式需求的同时电感电流实现了平滑过渡，具有较快的动态响应速度。

表1双向变换器主要参数

参数	数值	参数	数值
				母线电压Vbus	100V	开关频率fs	1MHz
蓄电池电压Vbat	75～125V	电感感量Lc	0.8μH
				最大充/放电电流	10A	最大输出功率	1.25kW

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，所述变换器包括四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个滤波电感L_c，所述滤波电感L_c的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与Q₂互补导通，开关管Q₃与Q₄互补导通；变换器一端为母线电压V_bus，一端为电池电压V_bat，其特征在于，所述控制电路包括：

驱动信号产生模块A，用于在变换器正向运行时产生开关管Q₁和Q₂的驱动信号，在变换器反向运行时产生开关管Q₃和Q₄的驱动信号；

驱动信号产生模块B，用于在变换器正向运行时产生开关管Q₃和Q₄的驱动信号，在变换器反向运行时产生开关管Q₁和Q₂的驱动信号；

移相占空比电路产生模块，用于在变换器正向运行和反向运行时，产生开关管Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差；

自然换向模块，用于产生控制变换器切换运行状态的换向信号；

电流流向平滑过渡模块，用于在收到自然换向模块的换向信号后，实现滤波电感L_c的电感电流i_Lc的平滑过渡；

所述驱动信号产生模块A包括电流调节器、电压调节器、比较器1和RS触发器1，电流调节器和电压调节器的输出分别通过二极管D₁和D₂相连，最终的输出v_r为两个输出中的较小值；

当变换器正向运行时，电流调节器的输入为流入电池的电流采样值，电压调节器的输入为电池电压采样值，电压调节器的电压基准为最大电池电压，当电池电压V_bat未到最大电池电压时，电压调节器保持正饱和输出，电流调节器工作，电池恒流充电，二极管D₁导通，D₂截止；当电池电压V_bat到达最大电池电压时，电压调节器工作，维持电池电压V_bat不变，电流调节器正饱和输出，二极管D₂导通，D₁截止；将最终输出v_r与锯齿波v_saw送入RS触发器1，RS触发器1的输出和时钟信号CLK1送入RS触发器1，从而得到Q₁和Q₂的驱动信号；

当变换器反向运行时，电流调节器的输入为流入母线的电流采样值，电压调节器的输入为母线电压采样值，电压调节器的电压基准为额定电压，当母线电压V_bus未到额定电压时，电压调节器将保持正饱和输出，电流调节器工作，电池放电，此时二极管D₁导通，D₂截止；当母线电压V_bus与额定电压相同时，电压调节器工作，维持母线电压V_bus不变，电流调节器正饱和输出，二极管D₂导通，D₁截止；将最终输出v_r与锯齿波v_saw送入RS触发器1，RS触发器1的输出和时钟信号CLK1送入RS触发器1，从而得到Q₃和Q₄的驱动信号。

2.如权利要求1所述的一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，其特征在于：所述驱动信号产生模块B包括比较器2和RS触发器2，比较器2的正向输入端为电感电流采样值，反向输入端为-I_ZVS，-I_ZVS为保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准，I_ZVS为保证开关管Q₂、Q₃实现软开关所需的负电流基准，比较器2的输出v_comp和时钟信号CLK1进行或运算之后，与移相占空比电路产生模块产生的时钟信号CLK2送入RS触发器2；

变换器正向运行时，时钟信号CLK2用来开通开关管Q₃；当电感电流i_Lc下降至-I_ZVS时，比较器2的输出v_comp变为高电位，使RS触发器2复位，从而关断Q₃，开通Q₄；

变换器反向运行时，时钟信号CLK2用来开通开关管Q₁；当电感电流i_Lc上升至I_ZVS时，比较器2的输出v_comp变为高电位，使RS触发器2复位，从而关断Q₁，开通Q₂。

3.如权利要求1所述的一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，其特征在于：所述移相占空比电路产生模块根据两个桥臂之间的移相占空比大小，产生开关管Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差：

变换器正向运行时，Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差的近似值D_{θ_appr}(V_bat,i_bat)为：

D_{θ_appr}(V_bat,i_bat)＝a₁V_bat+b₁i_bat+V_c1

变换器反向工作时，Q₃和Q₁开通时刻之间的相位差的近似值D'_{θ_appr}(V_bat,i_bus)为：

D'_{θ_appr}(V_bat,i_bus)＝a₂V_bat+b₂i_bus+V_c2

式中，a₁、b₁、a₂、b₂表示线性系数，V_c1和V_c2为常数项；

根据开关管Q₁和Q₃开通时刻之间的相位差，生成时钟信号CLK2并输入驱动信号产生模块B。

4.如权利要求1所述的一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，其特征在于：所述自然换向模块包括比较器4、比较器5和RS触发器3，比较器4的正向输入端为最低基准值V_{bus_L}，反向输入端为母线电压采样值v_{bus_s}，比较器5的正向输入端为母线电压采样值v_{bus_s}，反向输入端为最高基准值V_{bus_H}；

当母线电压V_bus跌落至低于V_{bus_L}时，比较器4的输出为高电位，比较器4的输出与时钟信号CLK1进行或运算后，生成的信号v_flip1输入RS触发器3，时钟信号CLK1上升沿到来时，v_flip1置高，RS触发器3复位，RS触发器3输出的q₁信号置低，q₂信号置高，变换器反向工作，生成的换向信号q₂输入电流流向平滑过渡模块；

当母线电压V_bus上升至高于V_{bus_H}时，比较器5输出为高电位，比较器5的输出与时钟信号CLK1进行或运算后，生成的信号v_flip2输入RS触发器3，时钟信号CLK1上升沿到来时，v_flip2置高，RS触发器3复位，RS触发器3输出的q₁信号置高，q₂信号置低，变换器正向工作，生成的换向信号q₂输入电流流向平滑过渡模块。

5.如权利要求1所述的一种双向四管Buck-Boost变换器的控制电路，其特征在于：所述电流流向平滑过渡模块使自然换向模块产生的换向信号q₂在跳变的上升沿和下降沿均产生窄脉冲信号，对二者进行或运算后生成q_{2_d}信号，作为驱动信号使电流调节器基准处设置的三极管导通；三极管导通后，电流调节器的基准值下拉至0；在窄脉冲信号消失后，三极管截止，电流调节器的基准电压从0开始逐渐上升；在q_{2_d}信号的作用下，电流调节器的基准电压在换向瞬间置0，然后逐渐上升，使电感电流i_Lc反向从零开始逐渐上升。

6.一种基于如权利要求1-5中任一项所述的控制电路的双向四管Buck-Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：

变换器正向工作时，采样电池电压V_bat与流入电池电流i_bat，近似计算出开关管Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差的移相角D_θ；

变换器反向工作时，采样电池电压V_bat与流入母线电流i_bus，近似计算出开关管Q₃、Q₁开通时刻两者之间的相位差的移相角D'_θ；

变换器正向工作时，采样电感电流i_Lc，并与保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_Lc线性下降至-I_zvs时，关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比1-D_y2；

变换器反向工作时，采样负电感电流-i_Lc，并与保证开关管Q₃、Q₂实现软开关所需的负电流基准I_zvs进行比较，当i_Lc线性上升至I_zvs时，关断开关管Q₁，得到开关管Q₁的占空比1-D'_y2。

7.如权利要求6所述的双向四管Buck-Boost变换器的控制方法，其特征在于：设置母线电压V_bus的最低基准值和最高基准值，当母线电压V_bus低于最低基准值时，变换器反向工作，电池向母线端供能，使母线电压V_bus上升；当发电系统发出的电能大于负载需求时，母线电压V_bus上升，此时储能设备存储多余的能量；当母线电压V_bus高于最高基准值时，变换器正向工作，电池存储多余的能量，母线电压V_bus下降至额定值。