CN1172384A - 便携式rf发射端的温度补偿宽动态范围功率检测电路 - Google Patents

Abstract

一种便携式电话等的检测器,检测采用Schottky二极管进行取样的信号,并用对数放大器对次检测信号进行压缩。压缩功能突出传输频谱低端的电平变化,不突出传输频谱高端的电平变化。这样,将要由相应的电路处理的检测功率的范围缩小了,从而简化了电路设计。为了改进检测器对温度变化的稳定性,提供对数特性的放大器中的半导体元件是具有温度补偿特性的。

Description

便携式RF发射端的温度 补偿宽动态范围功率检测电路

本发明涉及射频放大器电路。更具体地说，本发明涉及用于便携式电话等的宽动态范围功率放大器，以便有效地和稳定地使用无线带宽。

射频(RF)发射机通常具有一个RF功率放大器，该放大器接收小功率的经调制的发射信号，并将其放大到相对高的功率值。如图1所示，RF功率放大器10的输出经耦合电容14被检测器12(通常是作为半波整流器的Schottky二极管电容电路)取样。检测信号送至比较器16，比较器16将检测信号与基准信号进行比较，并驱动放大器增益控制器18。放大器增益控制器18用于控制RF功率放大器10的增益。

以这种方式使用二极管检测器有其缺点。例如，二极管对温度很敏感，其正向压降变化一般为-2mv/℃；这就是说，一般的硅二极管在室温下的正向压降为500mV，温度在90℃至-20℃的范围内变化，正向压降可以从370mV变到590mV。此外，与温度有关的变化率还取决于二极管偏置电流。

Walczak等人的美国专利第4,523,155号试图解决这一问题，其做法是用一个类似的二极管对检测器的输入进行偏置，以便补偿检测器正向压降中由温度引起的变化。1974年5月2日出版的刊物“电子”第94-5页上刊登了R.J.Turner的题为“Schottky二极管对使RF检测器稳定”的论文，文章中提出了一种类似的结构，即检测器二极管和补偿二极管连接到差动放大器的分开的输入端，于是一端的偏移被另一端的相应的偏移所抵消。

Vilmur等人的美国专利揭示了解决温度不稳定性的另一种方法。在这种装置中，RF功率放大器的输出在送至检测器之前，由对数放大器取样和进行非线性压缩。由于施加到检测器上的信号的电压波动较小，所以检测器可以在温度引起的变化减至最小的范围内工作。这种办法需要采用比较贵的RF范围内的元件来实现对数放大。此外，采用这种RF电路可能引起异常的振荡和不希望的发射。

Wheatley，III的美国专利第5,099,204揭示了一种类似的系统，其中根据自动增益控制(AGC)信号产生对数信号的补偿电路控制级联放大器的增益，因此放大器产生以对数度量的RF信号。在补偿电路中的运算放大器(op-amp)的一个输入端上提供一个温度补偿二极管。

Li等人的美国专利4,760,347揭示了一种反馈回路，该回路对RF功率放大器进行取样，用整流桥对其检测，将检测信号与基准信号进行比较，和利用比较信号驱动RF功率放大器。然而在这种装置中，根据外部控制信号整流桥的阻抗发生偏移。这样，可能采用比较窄的范围内的整流桥，从而避免温度引起的变化。

从另一方面来看，用于如蜂窝电话、个人手提电话系统(PHS)和个人数字蜂窝(PDC)系统的便携式通信系统中的射频发射机通常采用上述结构，其中采用检测器实现反馈回路，以便监视RF功率放大器的输出；然而，由于这些系统被广泛应用，所以这种装置另外能够从反馈回路的外面控制输出信号的功率是非常重要的。

例如，在蜂窝环境下，为了避免干扰同频率的其它单元，单元必需能够在相当低的功率下发送。目前的蜂窝标准需要RF功率放大器具有以大约指数分级的从631mW或+28dBm到400mW或-4dBm的动态功率传输范围。上述Walczak等人和Vilmur等人的装置还包括一个模拟多路复用器，该多路复用器根据选择多个放大器功率中的一个值的外部数字信号输出功率控制信号，并且根据检测器输出和功率控制信号由自动输出控制电路驱动RF功率放大器。

这些技术是可行的，并允许采用较低分辨率的A/D转换器，即具有较少位的A/D转换器；然而，由于大多数A/D转换器具有八位或八位以上的输出位，所以通常是一种浪费，即额外的位被用来提供不需要的检测精度。在任何一种情况下，模拟多路复用技术增加了系统的复杂性和成本，而实际效果却不明显。

另一现有技术例如采用在双极性供电或较高电压的单极性供电下工作的运算放大器，因此即使在最大输入功率下放大器也不会饱和，增大了运算放大器的输出电压波动。然而，这种方法需要更贵的高分辨率的A/D转换器来分辨小功率的变化。此外，在便携式装置中，提供单极性高电压或双极性电压是不实际的。

鉴于上述现有技术中存在的问题，本发明的一个目的是提供一种检测器，它在宽的动态范围内都是灵敏的，并对温度变化呈稳定状态，该检测器还具有很高的抗噪声能力。

本发明的另一个目的是提供一种结构简单、价格低廉并能够以简单电源方式工作的稳定的检测器。

本发明的再一个目的是提供一种稳定的RF检测器，它能够用于便携式通信设备，如个人电话等。

本发明的第四个目的是提供一种稳定的检测器，它能够在基站和远程单元之间建立功率回路控制。

本发明的第五个目的是提供一种检测器，它能够在有限的带宽通信环境中重复使用带宽。

本发明的第六个目的是提供一种检测器，它的检测信号的误差在功率范围内是均匀分布的。

本发明的第七个目的是提供一种灵敏的检测器，它可以将从传输信号中得到的功率减至最小。

根据本发明的一个方面，上述目的是通过提供一种检测器实现的，该检测器包括对次检测信号进行压缩的非线性元件。压缩功能突出传输频谱低端的电平变化，不突出传输频谱高端的电平变化。这样，降要由相应的电路处理的检测功率的范围缩小了，从而简化了电路设计。

非线性元件最好是采用半导体元件如二极管或晶体管的对数放大器，以便提供对数特性。此外，最好对数放大器和检测器是温度补偿的。

通过以下对本发明的描述，本发明的其它目的和特征将会变得很清楚。

从以下结合附图对本发明的最佳实施例所作的描述，本发明的其它目的和优点将变得很清楚，附图中：

图1是根据现有技术的发射机的输出部分的框图；

图2是根据本发明的第一最佳实施例的检测器的示意图；

图3表示图2的电路关于温度变化的特性图；

图4是根据本发明的第二最佳实施例的检测器的示意图；以及

图5表示图4的电路关于温度变化的特性图。

现在参照图2描述本发明的第一最佳实施例。在图2中，RF功率放大器10的输出由定向耦合器20取样。定向耦合器20的输入侧的一端与RF功率放大器10相连，另一端与发射天线、输出滤波器等(未示出)相连。定向耦合器20的输出侧的一端与末端电阻22相连，末端电阻22的阻值是根据阻抗匹配电阻26和与定向耦合器20的输出侧的另一端相连的另一检测器电路的阻抗选择的。没有末端电阻22或阻抗匹配电阻26，定向耦合器20将不平衡，于是使得其耦合率改变。

在该实施例中采用宽面印制定向耦合器，这时因为其定向性保证只有向外的发射功率被取样，而从失配天线等反射的发射功率不被另外提供给检测器。此外，由于在RF功率放大器10和检测器之间没有直流通路，所以不需要现有技术的电路中那样的隔直电容来从检测器输入中消除直流分量。当然，本发明不限于用定向耦合器对RF功率放大器10的输出取样，也可以采用如耦合电容等那样的其它器件。

此外，对理论上的最佳性能来说，应当用一个电感来代替阻抗匹配电阻26，以便为定向耦合器20提供电抗性的匹配负载；然而，实际上还是最好采用电阻，因为虽然电阻略微减小了检测器的带宽，但是它较便宜，而且比等效电感更可靠。

来自定向耦合器20的信号经过阻抗匹配电阻26送至负峰值检测器结构中的检测器二极管24的阴极。检测器二极管24的阳极通过输入电阻30与运算放大器28的反向输入端相连。检测器二极管24的阳极电压通过上拉电阻32上拉。与输入电阻30、上拉电阻32和增益电阻36(下面将更详细地描述)一起，连接在检测器二极管24的阳极和地之间的滤波器电容34形成低通RC滤波器，向运算放大器28提供传输信号的非失真检测包络。

更具体地说，从检测器二极管24的阳极处看，电阻30、32和36看起来是并联接地的。于是，滤波器电容34和电阻30、32和36并联的等效电阻构成RC低通滤波器电路。如果选择滤波器电容34和电阻30、32和36的值，使得RC电路的时间常数太大，那么滤波器输出将使得检测的包络出现尖峰，并向运算放大器28提供失真的输入。另一方面，如果选择RC电路元件的值，使得RC电路的时间常数太小，那么运算放大器的输入将基本跟踪调制的传输信号的载波。如在现有技术中已知的那样，可以选择元件值，使其满足下面的等式(1)： $F_{\max }=\frac{\sqrt{\frac{1}{m^2}}-1}{2\mathrm{\π}{R}_p{C}_{34}}----\left(1\right)$

其中F_MAX是将被检测的最大载波频率，m是传输信号的调制系数，R_p是电阻30、32和36的等效并联电阻，C₃₄是滤波器电容34的电容值。

此处带下标的变量“R”或“C”分别代表相应的电路元件的电阻值和电容值；例如C₃₄是滤波器电容34的电容值。

包括温度补偿二极管38、偏移电阻40、输入电阻42、上拉电阻44和滤波器电容46的类似网络与运算放大器28的非反向输入端相连；然而，偏移电阻40接地。检测器二极管24和温度补偿二极管38最好是Schottky二极管，最好也是匹配的二极管。

流经检测器二极管24的偏置电流由电阻22、26和32串联确定，流经补偿二极管38的偏置电流由电阻40和44串联确定。为了确保最佳的温度补偿，这两个偏置电流应相等，因此运算放大器28在两个输入路径没有温差。这就接着需要总的串联电阻相等，如等式(2)所示：

R₂₂+R₂₆+R₃₂＝R₄₀+R₄₂                   …(2)

运算放大器28与输入电阻30和42、增益电阻36和偏置电阻48形成差动放大器。可以采用现有技术中已知的技术，放大器的输入阻抗是R₃₀+R₄₂，差动放大器的输出V_OUT由等式(3)给出： $V_{\mathrm{out}}=\frac{R_{36}}{R_{30}}(V_{+}-V_{-})----\left(3\right)$

其中V₊和V_-分别是二极管38和24的阳极处的电压。

最好将R₄₀设置为大于串联电阻R₂₂+R₂₆，以便为运算放大器28提供一个偏移，并使得能够采用单一电源供电。

这就是说，电阻40的理想阻值应等于电阻22和26的串联电阻，以便提供平衡的放大器输出；然而，当采用单一电源供电时，运算放大器28可能输出的最低电压是其输出晶体管的漏极-源极电压V_ds(对FET晶体管而言)或集电极-发射极电压V_ce(对双极型晶体管而言)，这时假定源极或发射极接地。在这种情况下，当运算放大器28应输出零伏电压时，其输出电压实际上在零和V_ds或V_ce之间浮动。通过提高电阻40的阻值，运算放大器28可以被偏置产生零差动输入的正直流偏移。这种偏移理论上略微削弱了电路对温度变化的承受能力，但是实际上这种影响几乎是可以忽略的，它的真正好处是可以采用单一的电源供电，这简化了电路的结构，降低了制造成本。

然而，差动放大器的作用由包括二极管50和52以及电阻54和56的网络修正。为了理解该网络对差动放大器的作用，考虑类似的放大器电路，其中放大器反馈是由电阻36和二极管50的并联组合提供的。如在现有技术中已知的那样，这是差动输入对数放大器电路。

当V₊和V_-之间的差很小时，二极管50截止，所有的反馈通过电阻36。当差动输入超过二极管50的导通电压例如0.6伏时，该二极管与电阻36形成并联电路，从而减小其阻值，并根据上面的等式(3)，降低差动放大器的增益。较高的差动输入导致较高的反馈电压，由于二极管50上的电压降是恒定的(避免了上述与温度有关的影响)，所以更多的反馈电流流经二极管50，而不是电阻36。这一过程使得放大器具有对数变换功能。

现在考虑包括二极管50和52但取消电阻54和56的放大器电路。在这种情况下，放大器没有对数效果，因为在对运算放大器28的反向输入端的反馈中的任何变化都将与对运算放大器28的非反向输入端的变化相配(最好二极管50和52相配)。然而插入电阻54将把更多的反馈电流从二极管52转移到二极管50。于是，电阻54的值越大，就越表明放大器具有对数特性。类似的，插入电阻56也将把更多的反馈电流从二极管网络转移到反馈电阻36。

然而，提供对数功能是以损失电路的温度稳定性为代价的。当采用二极管50和52而不用电阻54和56时，在通过二极管50流向运算放大器28的反向输入端的反馈电流中的任何温度引起的变化都将与通过二极管52流向运算放大器28的非反向输入端的反馈电流中的相应的温度变化相配。当更多的反馈电流流经二极管50提供对数放大时，相应地降低了二极管52的补偿效果。然而，实际上可以采用一种折中方案，在-30℃至70℃的范围内，温度稳定性是±0.5dB。

图3表示当电路工作在两种温度下，即-40℃和80℃时，图1所示电路的输入端的检测电压与其输出电压之间的关系。从图中可以看出，曲线非常接近，基本是对数曲线。采用不匹配的二极管对，在15至20dBm的功率放大器输出范围内，最差的功率误差是+/-1dBM。这在现代的便携式通信设备的技术规格中算是很好的。

上述电路结构具有现有技术中不具备的优点。例如，采用对数放大器意味着检测器在输入信号的很宽的动态范围内都是灵敏的。由于检测器是高度灵敏的，所以可以采用具有高耦合率以便仅将一小部分的功率从主传输通道中移去的定向耦合器20，由此提高设备的效率。此外，采用差动输入放大器意味着电路的抑制噪声能力等于运算放大器的共模抑制比。

此外，结合检测器二极管24的温度补偿，放大器的温度补偿意味着电路相对于温度的变化极端稳定。此外，由于通过对数放大器对检测信号进行了压缩，所以功率回路控制的检测信号的数字化的任何误差将在功率传输频谱上均匀地呈对数分布。

图4所示的本发明的第二实施例用晶体管58和60(最好它们也是匹配的)来代替二极管50和52，以便提供图5所示的对数功能。在该图中，电阻62与第一实施例中的电阻54的功能类似，它控制与流经晶体管62的反馈电流有关的流经晶体管60的反馈电流，电阻64与第一实施例中的电阻56的功能类似，它控制与流经反馈电阻36的反馈电流有关的流经晶体管网络的反馈电流。

还应注意的是，在该实施例中采用耦合电容20’来代替第一实施例中的定向耦合器20和末端电阻22。

处理频率从直流到2GHz(一般是蜂窝和PCS便携式通信设备)的本发明第二实施例的检测器电路的元件的最佳值如表1所示。该电路能够从+3V的单一电源中取得小于1mA的电流。当然，这些仅是最佳的元件，给定实施方案的实际值对本领域的一般技术人员来说是显而易见的。

                 表1

R26	1kΩ
		R30	430kΩ
R32	150kΩ
		R36	430kΩ
R40	6.8kΩ
		R42	430kΩ
R44	150kΩ
		R48	430kΩ
R62	20kΩ
		R64	820kΩ
C34	0.1μF
		C46	0.1μF
D24	Hewlett-Packard HSMS 2825
		D38	Hewlett-Packard HSMS 2825
Q58	Rohm UMS1N
		Q60	Rohm UMS1N
U1	Toshiba TC 75S54F

采用晶体管58和60允许将一些增益引入放大器28的反馈回路。这样，在保持给定的对数压缩率的同时，可以降低R₆₂与R₆₄之比。从图5所示的该电路的检测输入电压与输出电压之间的关系图可以看出，在较低的范围，极端温度的曲线相当接近，并具有额外的交叉点。采用不匹配的晶体管对，当功率放大器的输出范围在+14至+18dBm的范围内时，-40℃至+80℃的温度范围内容差是-0.8/+0.5dB。在较低的功率范围，如低于-3dBm，容差优于+/-2dB。总之，压缩率优于3至2。

虽然已经结合附图对本发明的最佳实施例进行了描述，但是应理解，对本领域的一般技术人员来说可做各种改变和修改。例如：

在运算放大器的反馈回路中，电阻不必出现在与非反向输入端相连的支路中，而是可以出现在与反向输入端相连的支路中；

不必使用网络的两条支路的公共电阻，而是可以使每条支路具有专门的电阻；

二极管或晶体管不必匹配，而是可以不匹配，只要它们的温度特性基本上相互对应，这里和权利要求书中采用的“基本上”一词是指能够在整个通信设备中足以提供实用的温度补偿的特性；

电路不必采用二极管或双极型晶体管，而是可以采用其它适用的元件，如场效应晶体管等；

不必采用这里公开的特定的二极管结构来实现检测功能，而是可以象在现有技术中已知的那样，将各种其它的温度补偿和非温度补偿电路结合在一起使用；

放大器不必是对数放大器电路，但是可以采用呈现高端压缩的不同的适合的非线性功能的放大器；

电路不必用在与基站实现功率回路控制的系统中，而是还可以用在开环系统中；

根据本发明的检测器不限于用于监视发射功率，而是也可以用于接收机中；以及

电路不必用RF电路，而是可以用于其它的频率范围。

应懂得，这些改变和修改将包括在由所附权利要求书限定的本发明的范围内。

Claims (20)

1.一种温度补偿对数放大器，包括：

具有一个输出端和多个输入端的放大器，用于产生对应于所述多个输入端的信号的一个经对数放大的输出信号；

将所述放大器输出端与所述多个放大器输入端相连的反馈电路，所述反馈电路包括

具有第一温度特性的第一非线性元件，将所述放大器输出端与所述多个放大器输入端中的第一个相连，用于向所述经对数放大的输出信号提供非线性功能；以及

具有与所述第一非线性元件的所述特性基本相同的第二温度特性的第二非线性元件，将所述放大器输出端与所述多个放大器输入端中的第二个相连，用于向所述经对数放大的输出信号提供非线性功能；

其中由具有所述第一温度特性的所述第一非线性元件提供给所述多个放大器输入端的第一个的信号分量与由具有所述第二温度特性的所述第二非线性元件提供给所述多个放大器输入端的第二个的信号分量同时出现。

2.权利要求1的放大器，其中：

所述放大器是作为差动放大器工作的运算放大器；

所述第一和第二非线性元件是半导体器件，用于向所述放大器输出信号提供对数功能；以及

所述半导体器件的输出端分别与所述运算放大器的反向输入端和非反向输入端相连。

3.权利要求2的放大器，其中所述半导体器件是二极管。

4.权利要求3的放大器，进一步包括：

第一电阻，用于将所述放大器的输出端与所述二极管中的第一个的一个输入端相连，

第二电阻，用于将所述二极管中的第二个的一个输入端与所述二极管中的所述第一个的所述输入端和所述第一电阻相连。

5.权利要求2的放大器，其中所述半导体器件是晶体管。

6.权利要求5的放大器，进一步包括：

第一电阻，用于将所述晶体管中的第一个的一端与基准电势相连；以及

第二电阻，用于将所述晶体管中的第二个的对应端子与所述第一晶体管的所述端子和所述第一电阻相连。

7.一种用于检测无线电信号的检测器，所述检测器包括：

检测元件，用于接收在其输入端的无线电信号并在其输出端产生对应于所述无线电信号的检测信号；以及

非线性放大器部分，用于接收在其一个输入端的所述检测信号，向所述检测信号提供连续的非线性功能，并在所述放大器部分的一个输入端产生相应的输出信号。

8.权利要求7的检测器，其中所述非线性放大器部分包括：

线性放大器；以及

反馈网络，用于向所述线性放大器的输出信号提供非线性变换，以及向所述线性放大器提供经所述变换的输出信号。

9.权利要求8的检测器，其中：

所述线性放大器是作为差动放大器的运算放大器；以及

所述反馈网络用于向所述运算放大器的所述输出信号提供对数功能。

10.权利要求8的检测器，所述反馈网络包括第一非线性元件，用于在其输入端接收所述线性放大器的所述输出信号，并在其输出端产生所述经变换的输出信号。

11.权利要求10的检测器，其中

所述线性放大器是运算放大器；

所述第一非线性元件的所述输出与所述运算放大器的反向输入端相连。

12.权利要求10的检测器，进一步包括：

第二非线性元件，用于在其输入端接收所述线性放大器的所述输出信号，并在其输出端产生一个经变换的输出信号，以及将该信号提供给所述运算放大器的非反向输入端。

13.权利要求12的检测器，其中所述第一和第二非线性元件是二极管。

14.权利要求12的检测器，其中所述第一和第二非线性元件是晶体管。

15.一种检测信号输出电路，用于产生检测的直流信号，以便通过拾取由放大器放大的射频信号的一部分检验射频信号的放大率，所述电路包括：

用于对所述放大器的输出的一部分取样的装置；

整流二极管，用于对被得到取样信号的所述取样装置取样的所述放大器输出的所述部分进行整流；

基准电压电路，用于从电源产生基准电压；以及

非线性放大器，向该放大器提供作为输入的所述取样信号和所述基准电压，用于差分和非线性地放大所述输入，由此当它具有高功率值时压缩所述取样信号，并在其输出端产生所述检测的直流信号。

16.权利要求15的电路，所述基准电压电路包括温度补偿二极管，用于补偿所述整流二极管的温度特性。

17.权利要求16的电路，其中所述电路与所述整流二极管和所述温度补偿二极管相连，以便电流流动，所述整流二极管和所述温度补偿二极管的阳极与所述非线性放大器的各个输入端相连。

18.权利要求15的电路，其中所述非线性放大器是对数放大器。

19.权利要求18的电路，所述对数放大器包括：

一对晶体管，用于在放大之后对所述输入信号进行反馈；以及

作为所述晶体管对的共基极电阻的电阻器。

20.权利要求19的电路，其中所述对数放大器包括：

一对二极管，用于在放大之后对所述输入信号进行反馈；以及

作为所述二极管对的共阳极侧电阻的电阻器。

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