CN1124680C

CN1124680C - 高动态范围可变增益放大器

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Publication number: CN1124680C
Application number: CN97181532A
Authority: CN
Inventors: S·S·古坎瓦尔
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-01-27
Filing date: 1997-12-19
Publication date: 2003-10-15
Anticipated expiration: 2017-12-19
Also published as: CN1245598A; JP2001509345A; AU5713298A; KR100654112B1; CA2274529C; RU2209504C2; AU732076B2; WO1998033272A1; JP4135988B2; JP2008005538A; HK1023861A1; KR20000070394A; BR9714291A; JP2010051011A; CA2274529A1; KR20060002023A; KR100572187B1; JP2008182755A

Abstract

多级低功率、高动态范围可变增益放大器(100)包括与一个或多个电流放大器级(160A，160B)级联的输入级(120)，从而可以独立地控制每级(120)的增益。输入级(12)可包括运用可变射极负反馈的可变跨导放大器(227)。电流放大器(160A，160B)可包括与差分级联放大器(520)耦合的差分Darlington放大器(510)。跨导放大器(227)将输入电压信号转换成电流信号。设计可变增益放大器(100)，以低功率有效工作。

Description

高动态范围可变增益放大器

发明背景

本发明涉及可变增益放大器(VGA)，特别是，涉及在通信装置中用到的VGA。

相关技术描述

在无线通信环境中，无线通信接收机可以接收信号功率快速且大范围变化的信号。诸如在宽带数字码分多址(CDMA)移动站中用到的接收机中，需要控制解调后的信号功率以进行适当的信号处理。此外，诸如在CDMA移动站中用到的发射机中，需要控制发射功率以避免对其它移动站的过度干扰。窄带模拟调频(FM)无线通信系统接收机和发射机同样也考虑这些功率控制。

存在双模式CDMA/FM无线通信装置，需要它们来提供对数字CDMA和模拟FM调制的发送和接收信号的功率控制。在这些双模式移动站中，由于与CDMA和FM信号相关的动态范围和电话工业规定标准不同，使得控制处理过程很复杂。即，接收到的CDMA信号的幅度可能在大约80dB的范围内变化，而接收到的FM信号的幅度可能在100dB那么大的范围内变化。为CDMA和FM提供分立的自动增益控制(AGC)电路更加增加了这种双模式移动站的复杂度和费用。因此，理想的是，提供对CDMA和FM信号都能工作的AGC电路。

图1A和1B示出用于执行AGC功能的VGA的示例环境。图1A和1B是例如根据美国电信工业标准“双模式宽带扩展频谱蜂窝网系统的移动站-基站兼容性标准”(TIA/EIA/IS-95)(一般简称为IS-95)设计的双模式CDMA/FM蜂窝网电话900的方框图。分别将VGA用于蜂窝网电话900的接收和发送AGC放大器902和904。蜂窝网电话900的前端接收机部分包括天线906、双工器908、低噪声放大器(LNA)和混频器电路910和滤波器930。当蜂窝网电话900通过CDMA系统的覆盖区时，在天线906处的信号电平从大约-110dBm变化到-30dBm。注意，无论它施加什么信号电平，这些前端单元的每一个在其工作范围一般都提供相同的增益，从而向接收AGC放大器902提供的信号的动态范围与在天线906处的信号的动态范围相同，约为80dB。同样，当蜂窝网电话900通过FM系统的覆盖区时，在天线处的信号电平变化约100dB。

向将模拟信号变成数字信号的基带模拟专用集成电路(BAASIC)912提供接收AGC放大器902的输出。如果向模拟-数字变换器提供的信号电平保持不变，那么模拟-数字信号变化处理进行最好。接收AGC放大器902执行补偿变化输入功率变化的功能，使接收AGC放大器902的输出功率保持不变，从而模拟-数字变换器的输入也保持不变。

移动站调制解调器ASIC914提供对CDMA和FM信号的解调，以及与CDMA工作相关的各种数字和功率控制功能。在现有技术中已知这种功能，而且对本发明而言不是关键，因此这里不再进行详细描述。

移动站调制解调器ASIC914还对BAASIC912提供CDMA波形的基带调制数字表示，或者FM波形的调制模拟表示。BAASIC912以恒定信号电平把基带信号表示转换成模拟中频(IF)形式，并提供给发送AGC放大器904。发射机AGC放大器904向信号提供功率控制，并将该信号提供给上变频器918、功率放大器和激励器电路920、隔离器922、双工器908和天线906。当蜂窝网电话900通过蜂窝网系统的覆盖区时，在天线906处的发送信号电平对接收功率反比例变化，当接收功率最小时，发送功率接近最大。由AGC放大器904完成发送功率电平的这种变化。注意，AGC放大器904的输入功率一般为固定，功率放大器920的增益也可固定。

在美国专利第5,288,536号(发明名称为“高动态范围闭环自动增益控制电路”，1994年2月1颁布)、美国专利第5,107,225号(发明名称为“高动态范围闭环自动增益控制电路”，1992年4月21日颁布)、美国专利第5,267,262号(发明名称为“发射机功率控制系统”，1993年11月30日颁布)、美国专利第5,469,115号(发明名称为“数字接收机自动增益控制方法和装置”，1995年11月12日颁布)和美国专利第5,283,536号(发明名称为“高动态范围闭环自动增益控制电路”，1993年11月26日)中，一般可以找到关于在无线通信系统中的自动增益控制环的更多信息和关于功率控制的更多信息，上述每个专利都已转让给本发明的受让人，按参考文献在此引入。

将如上所述的移动通信接收机和发射机设计成具有高压缩点、低噪声注入和低功率消耗。具有高压缩点和低功率消耗的接收机具有高动态范围，可以在较宽的功率电平范围检测信号。具有高压缩点和低噪声注入的发射机具有高动态范围，可以在较宽的功率电平范围内发送信号。具有低功率消耗的接收机和发射机增加电池寿命。因此，当设计在较大的功率电平范围内发送和接收信号的通信系统用的可变增益放大器时，这些特征是十分重要的。

接收机应可以从附近大功率发射机播放的强信号和远端低功率发射机播放的弱信号检测信息。从接收机能检测弱信号到能检测强信号的范围被称为接收机的动态范围。同样，发射机应能够将低功率信号发送到附近接收机，将高功率信号发送到远端接收机。

由最小可检测和最大可检测信号电平建立接收机的动态范围。由接收机的噪声系数来确定接收机的最小可检测信号电平。同样，如果信号电平落到在噪声最低值附近或低于该值，则由发射机噪声系数设定最小可发射功率。VGA的噪声系数部分随噪声注入性能和VGA增益变化。一般，接收机的增益越高，它的噪声系数部分随就越好；即，在存在噪声的情况下，它越能检测很弱的信号。

可由接收机的互调失真(IMD)性能建立接收机的最大可检测信号电平。当多信号通过任一器件时，由于器件的非线性，导致在信号之间发生混频。例如，在共同存在CDMA和模拟FM系统的位置上，来自模拟FM系统的三阶IM产物一般落在CDMA通带内。这个IM产物起促成IMD的“干扰台”的作用，会干扰接收机内对理想信号的检测和解调。VGA的IMD性能部分随它的线性和增益变化。一般，接收机的增益越低，它的IMD性能就越好。这与上述噪声系数要求相反。于是，大动态范围接收机所用VGA的设计包括在IMD性能和噪声系数之间作困难的折衷。

相关于发射机VGA，也涉及同样的设计考虑，不同之处在于通常接收机VGA设计成对各种不同的输入功率电平提供相对恒定的输出功率电平，而发射机VGA设计成接收相对恒定的输入功率电平，并提供各种不同的输出功率电平。

此外，移动接收机设计成小型，重量轻，而且具有长工作寿命。由最少数量的电池来给移动接收机供电，以减小它们的尺寸和重量，增强它们的便携性。由于电池电压与电池的数量成正比，所以AGC电路，包括可变增益放大器(VGA)，必须在低电源电压下进行工作。同样，理想的是，增长电池寿命以增加换电池或再充电的间隔时间。因此，AGC电路，包括它的VGA，应消耗少量的直流电。

这种低直流功率消耗要求还隐含与已述的类似的设计折衷。具有良好的噪声系数的高增益放大器需要较大的直流功率。然而，具有良好IMD性能的低功率放大器需要较小的直流功率。现有VGA设计效能差，因为不能在低增益电平下充分节约直流功率。所需的是具有高动态范围、良好噪声系数和IMD性能以及低直流功率消耗的VGA。

发明内容

根据本发明，提供一种具有高动态范围、良好噪声系数和IMD性能以及最小直流功率损耗的VGA。此VGA可用于蜂窝网电话接收机和发射机链的动态增益控制(AGC)放大器。该VGA通过将输入电压信号转换成电流信号并放大电流信号来获得功率增益。通过用适当的阻抗终接VGA，可将放大后的电流信号转换成电压信号。

VGA包括至少两个级联级，输入级和电流放大器。还可将输入级分成CDMA输入级和FM输入级，同时将输入级的输出耦合到电流放大器的输入端，而且可由CDMA/FM模式信号选择。在一个实施例中，FM输入级并为单端输入，CDMA输入则为平衡。通过连续级联两个或多个电流放大器级可以增加VGA的增益。可由控制信号控制输入级的跨导增益。

运用技术组合做到高动态范围、低功率VGA。第一实施例很适合双模式接收AGC放大器，诸如图1的放大器902，其中，CDMA输入级包括与Gilbert单元衰减器级联的可变跨导放大器。可变跨导放大器利用由可变射极负反馈电阻作用的FET晶体管控制的跨导，将变化的电压信号转换成输出电流信号。射极负反馈提供可变本机串联反馈，使CDMA输入级可处理宽动态范围的输入信号，同时提供良好的噪声系数和IMD性能。在出现低电平输入信号的情况下，可改变FET晶体管的沟道电阻以增加输入级的增益，从而改善接收机的噪声系数以及检测弱信号的能力。另一方面，在出现高电平输入信号的情况下，可改变FET晶体管的沟道阻抗以减小输入级的增益，从而改善接收机的IMD性能。Gilbert单元衰减器提供附加的电流衰减，从而当施加大输入信号时，任何后面的电流放大级都不会过载到非线性范围。

在这个第一实施例中，FM输入级是带有射极负反馈的双极差分放大器，随后是Gilbert单元衰减器。差分对将输入电压转换成电流并馈给Gilbert单元衰减器，进一步衰减流入下一级电流放大器的电流。与CDMA输入级不同，FM输入级运用固定增益跨导级，而不是可变射极负反馈，这是因为对FM信号的电信工业标准(IS-95)线性要求比对CDMA信号的要求宽松得多，它允许放大器更快地饱和成非线性。

第二实施例很适合诸如图1的放大器904的发送AGC放大器，其中，可由固定增益跨导输入级处理CDMA信号，所述固定增益跨导输入级包括输入端有串并联反馈的差分对，随后是跨导器和Gilbert单元衰减器。输入端的串并联反馈考虑到输入阻抗精确、线性且无需花大力气进行匹配。差分对的输出可以是通过一对电容耦合到跨导器的交流电压。跨导器运用射极负反馈差分放大器，将差分对输出的电压转换成电流。然后，将该电流馈送到Gilbert单元衰减器，进一步衰减流入下一级电流放大器的电流。由于发送AGC放大器904的输入电平一般是恒定的，所以无需可变增益输入级。

在适合用作接收AGC放大器902的第一实施例中，，每个电流放大器包括两个部分：差分Darlington放大器和差分级联放大器。这些电流放大器是互线性电路，可通过改变偏置互线性环路的“尾电流”的比例来控制电流增益。可由一个或多个控制信号独立地控制每个电流放大器的电流增益。

在适合用作发送AGC放大器904的第二实施例中，每个电流放大器包括两个部分：差分Darlington放大器和单个差分对。这个电流放大器是反馈电流放大器和互线性环路的混合。

在每个上述实施例中，由按照所加的AGC控制电压(图1的“接收增益控制”或“发送增益控制”)改变电流放大器的增益增益控制电路控制可变增益级的增益。增益控制电路包括保证VGA在宽动态范围内按dB或线性的指数函数发生器。

因此，本发明的有利之处在于提供对CDMA信号和FM信号都具有高动态范围的VGA。利用这种VGA的移动接收机可以检测在较宽输入功率范围内的信号。再一个有利之处是VGA消耗最小直流功率。因此，可在移动通信装置中使用VGA，有利地保存电池的工作寿命。另外还有利于可通过线性调整直流控制电压，以分贝近似线性地改变VGA的增益。

附图说明

结合附图，从下面的详细描述，本发明的特征、目的和优点将变得显而易见，在上述附图中，相同标号作相应表示，其中：

图1A和1B是能够与本发明一起使用的示例双模式CDMA/FM通信装置的示意图；

图2是本发明的示例三级可变增益放大器的方框图；

图3是图2的CDMA输入级的示图；

图4是图2的跨导放大器偏置控制电路的示图；

图5是图4的指数函数发生器的示图；

图6是构成以说明本发明有利性能的图2和3中元件的部分组合；

图7是图2的电流放大器的示图；

图8是图7的尾电流发生器的示图。

较佳实施例的详细描述

本发明针对单片集成电路可变增益放大器(VGA)。VGA提供与控制电压成正比的增益。作为所加控制电压方面线性增加的函数，VGA提供指数电压增益。从而提供正比于所加控制电压线性增加的按分贝(dB)近似线性的功率增益。VGA可以提供在超过80dB(或者1至100,000,000倍)的大动态范围内的线性功率增益。VGA提供能够忍受在VGA制造过程中发生的加工差异的线性功率增益。

VGA可用于包括在接收机和发射机中的多种应用。如果VGA在接收机中起作用，那么输入一般在大动态范围内变化，同时VGA的输出相对恒定。当输入到在接收机中起作用的VGA中的信号电平很小时，VGA的增益必须相对较大。当输入到在接收机中起作用的VGA的信号电平很大时，VGA的增益必须相对较小。于是，当在接收机中起作用的VGA提供相对较高增益时，一般必须具有良好的噪声性能，而当它提供相对低增益时必须具有良好的互调性能。

如果在VGA在发射机中起作用，那么输入一般不变，而VGA的输出在宽动态范围内变化。当VGA的信号电平输出需要很大时，VGA的增益必须相对较大，而且互调性能必须支持所得大信号电平。当在发射机中起作用的VGA的信号电平输出需要较小，VGA的增益必须相对较小，而且VGA的噪声性能会很重要。

图2是在宽动态范围调节输入信号的功率电平的可变增益放大器(VGA)100的一个实施例的方框图。图2的实施例适合用作图1的接收AGC放大器902。VGA100包括三个级：输入级120和两个级联电流放大器级160A和160B。多于一个的电流放大器级160在输入级120之后连续级联以增加VGA100的动态范围。在第一实施例中，输入级120包括分别带有输入端171和170的分立FM输入级121和CDMA输入级122。通过由CDMA/FM模式选择信号控制的开关123，将FM输入级121和CDMA输入级122交替地连到电流放大器160A。当通信装置处于CDMA模式时，开关123将CDMA输入级122连到电流放大器160A，而且断开FM输入级121。相反，当通信装置处于FM模式时，开关123将FM输入级121连到电流放大器160A并断开CDMA输入级122。

图2还示出用于对VGA100施加控制电压的偏置端口110、130、150A、150B。由控制电压控制每一级的增益，例如可由确定信号强度的接收机检波电路生成上述控制电压。每一级都包括多个元件，它们包括诸如晶体管等有源装置。

在CDMA输入级122的输入端170上提供的VGA输入信号是平衡的，即，分成两个信号通道，每个通道携带信号，相互之间相位相差180度。通过VGA的输入端170注入VGA输入信号。然而，在FM输入级121的输入端171上提供的VGA输入信号是单端的。通过端口190耦合输入级120的输出和电流放大器160A的输入。

由于以低电源电压，大约3.6伏，进行工作，所以输入级120把输入电压信号转换成电流信号以免VGA各有源器件在非线性区域内进行工作造成输入信号产生失真。VGA100的低电源电压还减小VGA100的功率消耗。

图3示出CDMA输入级122的一个实施例。将平衡信号注入VGA的输入端170。CDMA输入级122包括与Gilbert单元衰减器226耦合的可变跨导放大器227，并提供四种功能。第一，可变跨导放大器227把输入电压信号转换成电流信号。第二，可变跨导放大器227和Gilbert单元衰减器226的组合允许可变放大信号，通过在偏置端110线性调节控制电压可使信号放大发生指数型变化(按dB线性变化)。第三，当输入信号电压很大而且IMD最突出时，在可变跨导放大器227中的增大射极负反馈减小了VGA100的IMD。当在可变跨导放大器227中的射极反馈增加时，减小输入级120的跨导，因而减小IMD。最后，当输入信号电压很小而且噪声性能是最关键时，在可变跨导放大器227中减小的射极负反馈改善了VGA100的噪声系数。当在可变跨导放大器227中射极负反馈减小时，增加输入级120的跨导，改善接收机的噪声系数。

可变跨导放大器227包括两个双极结型晶体管(BJT)235和236、两个电流源238、239和场效应管(FET)237。电流源238、239与BJT235和236的射极串联。FET237的源极连接228和漏极连接229分别与BJT235和236的射极相连。将在VGA输入端170处的平衡信号加到BJT235和236的基极。可变跨导放大器227的平衡电流输出从BJT235和236的集电极流出。

通过改变BJT235和236的射极负反馈，可以调节可变跨导放大器227的跨导。结果，可以改变VGA100的增益。通过改变FET237的沟道电阻，产生BJT235和236的射极负反馈。FET237器在它的欧姆区域如可变电阻那样工作，为JT235和236提供可变射极负反馈。因此，FET237的漏极-源极偏置电压必须小于FET237的拐点电压。通过改变施加在偏置端290处的电压调节在FET237的栅-源结的偏置，来改变沟道电阻。通过减小FET237的沟道电阻，可以增加可变跨导放大器227的跨导。于是，本发明通过FET237提供可变沟道电阻使噪声系数和IMD性能两种对抗的设计考虑都可适应。此外，由于CDMA输入级122取出放大低电平输入信号所需的足够直流电流，同时在对高电平输入信号减小跨导时，减小后面电流放大级的直流消耗，所以改善了VGA100的直流效率。

将可变跨导放大器227的差分输出电流耦合到Gilbert单元衰减器226。Gilbert单元衰减器226改变加到它的输入端的信号的电流幅度。Gilbert单元衰减器226包括第一对BJT231和234，以及第二对BJT232和233。由加到偏置端110的控制电压建立Gilbert单元衰减器226的衰减电平。当由加到偏置端口110的控制电压偏置第一对BJT231和234，从而可变跨导放大器的输出电流的分量流过第一对BJT231和234，而不是流过第二对BJT232和233时，Gilbert单元衰减器226衰减可变跨导放大器227的输出电流。于是，减小在Gilbert单元衰减器226的端口190处的平衡电流。由公共电源230偏置可变跨导放大器227和Gilbert单元衰减器226。

除了由固定电阻代替FET237之外，FM输入级121的较佳实施例与CDMA输入级122的相类似。如上所述，FM输入级121的固定电阻提供固定跨导，因为诸如IS-95的电信工业标准允许以低于压缩CDMA输入信号的输入电平来压缩输入信号(即，允许VGA非线性)。另一方面，输入级120可只包括与FM输入级121的相类似的一个固定跨导级。这个变通实施例特别适合用作图1的发送AGC放大器904。

如上所述，设计的一个方面是线性调节加到跨导偏置控制电流140的偏置端130控制电压时，可变跨导放大器227的跨导指数变化。为产生这个结果，当线性调节在跨导偏置控制电路140的偏置端口130处的控制电压时，FET237沟道电阻也指数变化。图4示出促成这个结果的跨导偏置控制电路140的一个实施例。跨导偏置控制电路140包括指数函数发生器360、第一和第二指数放大器电路353和354、低通滤波器352和电流源341。

指数函数发生器360将加到偏置端口130的控制电压转换成从指数函数发生器360的输出端358流到第一运算放大器电路353的两个输出电流。这些电流的幅度比与控制电压成指数型比例。在图1的示例实施例中，控制电压是“接收增益控制”或“发送增益控制”或它的定标或温度补偿方案。这种控制电压的生成超出了本发明的范围，而且在诸如已按参考文献引入的美国专利第5,469,115号等各处都有描述。

图5示出指数函数发生器360的一个实施例。指数函数发生器360包括差分放大器465，它具有驱动FET电流镜对474的输出端。差分放大器465包括与电流源472相连的一对并联的BJT461和462。FET电流镜对474包括四个FET4664、466、468和470。由于BUT461和462的输入电压与-输出电流具有指数关系，它们的集电极电流比率与由控制电压信号确定的在BJT461和462之间的差分基极电压成比例。于是，将通过偏置端口130的线性差分电压变化转换成在输出端358处成指数关系(按dB成线性)的电流。电流镜474简单地采用由双极差分对461和462生成的指数关系的电流，并供它在放大器中使用。由电源400偏置指数函数发生器360。

再参照图4，第一和第二运算放大器电路353和354与指数函数发生器360协同运作以控制图3的FET237的沟道电阻。第一运算放大器电路353包括最好与FET237相同的主FET344、参考电阻346和差分运算放大器348。把来自指数函数发生器360的输出电流耦合到主FET344和参考电阻346。通过调节加到主FET344的栅极的偏置电压，差分运算放大器348迫使在主FET344的漏端和源端的电压与参考电阻346两端口之间的电压相等。加到FET237和主FET344的栅极的偏置电压一般相等。然而，对通过偏置端口122加到FET237的栅极偏置电压进行低通滤波，以阻止来自跨导偏置控制电路140的热噪声注入到FET237。由串联电阻350和并联电容器351形成的低通滤波器352完成这个低通滤波。

第二运算放大器电路354迫使主FET344和FET237具有相同的源电压。第二运算放大器包括非反相、单位增益运算放大器349和电阻345和347，它们通过源连接228和漏连接229，检测FET237两端的漏极-源极电压。设计围绕主FET344和参考电阻346连接的指数函数发生器360和电流源341，从而在参考电阻346的两端以及在主FET344的漏极-源极之间的电压降小于FET的拐点电压。结果，运算放大器电路353和354的工作迫使FET237和主FET344在相同的欧姆区域静态工作点进行工作。因此，FET237和主EFT344的沟道电阻一般相等，而且随着加到偏置端口130的线性调节控制电压呈指数型变化。

图6是在构成以示出本发明有利性能的图2和3中元件的部分组合。通过图6中所示的布局克服的一个问题是FET237的μ_CC_OX以及作为其栅极所加电压之函数的沟道电阻的加工差异。如上面参照图3所述，FET237控制可变跨导放大器227的跨导。由FET237所提供的可变射极负反馈使得输入级120处理宽范围信号。

由于由输入级120引起的衰减对于电路的运作非常关键而且由FET237设定该级的特性，所以精确地设定FET237的电阻值很关键。由于在制造过程中，很难各部件逐一控制作为所加栅极电压的函数的沟道电阻，所以将外部控制环用于获得一致性。图6示出用于使得CDMA输入级122的工作免受FET237的加工差异影响的控制环。

电阻346是片内电阻。将这个电阻做得很大以使加工差异最小。将电阻346用作控制环的参考电阻。

注意，由电流源341设定来自指数函数发生器360的输出端358的总电流。于是，如果通过输出端358的一个平衡输出口的电流增加，那么通过输出端358的另一个平衡输出口的电流减小。同样，注意，在电阻346两端的电压降与在主FET344两端的电压降相同。由于每个电压是运算放大器348的一个输入，所以电压降是相等的。运算放大器348的输出控制主FET344的电阻，使在它两端的电压降与通过电阻346的电流和电阻346的阻值的乘积相同。因此，当通过电阻器346的电流增加而且通过主FET344的电流减小时，在电阻346之间的电压降增加。作为响应，主FET344的沟道电阻必须也增加，从而电压降保持相同。加到主FET344的栅极的运算放大器348的同一输出电压也加到FET237的栅极。电阻350和电容351供做运算放大器348的输出和FET237的栅极电压之间的低通滤波器，但是加到主FET344的栅极和FET237的栅极的直流电压相同。

在较佳实施例中，主FET344和FET237在公共衬底上是相互紧靠着的。通过这种方法，即使VGA部件间的加工差异显著，但是在一VGA部件内主FET344和FET237的栅极电压对沟道电阻特性紧紧相互跟踪。通过这种方法，将FET237的电阻设为等于主FET344的电阻。当FET237的沟道电阻减小时，流过晶体管235和236的电流增加。于是，本发明提供精确执行CDMA输入级122的可变射极负反馈的方法。

图7示出如图2所示的电流放大器160A、160B的一个实施例。如图7所示的电流放大器160的输入可与输入级120的输出或另一个电流放大器160的输出耦合。电流放大器160包括Darlington差分放大器510、级联差分放大器520和尾电流发生器570。由电源508和509以及电流源596和598偏置电流放大器160。Darlington差分放大器510包括如图7所示的拓扑结构的BJT580、586、588和594以及电阻582、584、590、592，从而Darlington差分放大器510具有电阻串并联反馈以提供增强的电流增益和加工差异不灵敏性。

在本发明中，应注意，由本发明的电阻582、584、590、592提供的电阻串并联反馈试图迫使通过这些电阻的反馈电流等于通过输入端口190的输入电流。于是，由于这些电阻还供做分流器，所以它们使得差分Darlington放大器510的电流增益增强反馈电阻比的倍率。

级联差分放大器520提供互线性环路，它根据由尾电流发生器570生成的尾电流512的比例提供可变电流放大。级联差分放大器包括差分电流镜拓扑结构(互线性环路)的BJT500、502、504和506，它允许通过改变尾电流512改变电流放大器的增益。

由尾电流发生器570控制电流放大器160的增益。通过差分端口512将尾电流发生器570与Darlington差分放大器510和级联差分放大器520相连。通过利用加到控制端口150的由图4和5的指数函数发生器360生成的控制电流可以按指数改变每个电流放大器160的电流放大。由电源509偏置尾电流放大器570。

图8示出尾电流发生器570的一个实施例。尾电流发生器570包括指数函数发生器861，它可以是与指数函数发生器360(图4和5)类似或相同的元件，产生输出859指数函数发生器360的输出358类似或相同。将指数函数发生器861耦合到双极电流镜对。在图8中，将两个电路耦合到电源509，然而它们还可耦合到不同电源。双极电流镜对860包括第一BJT组822、824和830、第二BJT组832、834、第一电阻器组826、828和844和第二电阻器组836、838和842。双极电流镜对的目的在于取得由指数函数发生器861提供的控制电流以及将它变换成尾电流512。

在本发明的一个实施例中，指数函数发生器360和861是相同的元件，于是有利地提供可被反映到CDMA输入级122以及电流发生器160A和160B的单个控制电流。这个实施例通过同时以与减小CDMA输入级122的跨导相同的比例减小电流放大器160A和160B的电流增益(因而电池直流电流消耗减小)，进一步提供直流电源效率。此外，这种布局还保证了所有级中的所有电流放大都与AGC放大器的控制电压指数相关(按dB成线性)。

于是，本发明提供对CDMA和FM信号都具有高动态范围的VGA，同时CDMA和FM两种模式中的元件共用数量最多。利用这种VGA的移动接收机可以在较宽的输入功率范围检测信号。VGA还消耗最小数量的直流功率。因此可以在移动通信装置中使用VGA，而且有利地保存电池的工作寿命。最后，通过线性地调节直流控制电压，VGA的增益可以按dB线性变化。

提供较佳实施例的上述描述使得熟悉本技术领域的人员能够进行或使用本发明。对于熟悉本技术领域的人员而言，对这些实施例的各种变化是显而易见的，而且可将这里所限定的一般原理用于其它实施例，而无需创造性劳动。因此，本发明并不限定于这里所示的实施例，但要符合与这里所揭示的原理和新颖性一致的最宽范围。

Claims

1.一种可变增益放大器，其特征在于，包括：

跨导输入级，它包含具有可变射极负反馈的至少一个晶体管，所述跨导输入级具有用于接收待放大信号的一对差分电压输入端，还具有一对差分电流输出端；

至少一个电流放大器，它与所述差分电流输出端耦合，用于放大所述待放大信号；

控制电路，它与所述跨导输入级和所述至少一个电流放大器耦合，用于将控制信号施加于所述跨导输入级和所述至少一个电流放大器，所述控制信号用于响应控制电压的线性变化，使得所述跨导输入级和所述至少一个电流放大器的增益发生指数型变化，

其中，所述跨导输入级包括：

固定跨导输入级；

可变跨导输入级，由所述控制信号改变所述可变跨导；和

模式选择开关，它与所述固定跨导输入级和所述可变跨导输入级耦合，用于响应于模式选择信号，将所述固定跨导输入级和所述可变跨导输入级交替地耦合到所述至少一个电流放大器上。

2.如权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，所述跨导输入级包括：

第一双极结型晶体管，它的基极与第一个所述差分电压输入端耦合；

第二双极结型晶体管，它的基极与第二个所述差分电压输入端耦合；

从属场效应晶体管，它的源极与所述第一双极结型晶体管的射级耦合，它的漏极与所述第二双极结型晶体管的射极耦合，它的栅极所述控制电路耦合并用于用于接收所述控制信号，由此，所述控制信号改变所述从属场效应晶体管的沟道电阻，从而改变所述可变射极负反馈。

3.如权利要求2所述的可变增益放大器，其特征在于，所述跨导输入级还包括用于限制所述差分电流输出的衰减器。

4.如权利要求2所述的可变增益放大器，其特征在于，所述控制电路包括：

指数函数发生器，用于将所述控制电压的线性变化转换成控制电流的指数变化；

第一运算放大器电路，它与所述指数函数发生器耦合并接收所述控制电流，所述第一运算放大器电路用于控制所述从属场效应晶体管的所述沟道电阻；和

第二运算放大器电路，用于控制所述从属场效应晶体管的漏极-源极电压。

5.如权利要求4所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一运算放大器电路包括：

主场效应晶体管，它与参考电阻并联耦合；

运算放大器，用于迫使所述从属场效应晶体管的所述沟道电阻与所述主场效应晶体管的沟道电阻相同。

6.一种可变增益放大器，其特征在于，包括：

跨导输入级，它包括具有可变射极负反馈的至少一个晶体管，所述跨导输入级具有用于接收待放大信号的一对差分电压输入端，还具有一对差分电流输出端；

至少一个电流放大器，它与所述差分电流输出端耦合，用于放大所述待放大信号；和

控制电路，它与所述跨导输入级和所述至少一个电流放大器耦合，用于把控制信号施加于所述跨导输入级和所述至少一个电流放大器，所述控制信号用于响应于控制电压的线性变化，使得所述跨导输入级和所述至少一个电流放大器的增益发生指数型变化，

其中，所述至少一个电流放大器包括：

差分Darlington放大器，它具有电阻串并联反馈；

差分级联放大器，它作为互线性环路与所述差分Darlington放大器耦合；

尾电流发生器，它与所述控制电路、所述差分Darlington放大器和所述差分级联放大器耦合，所述尾电流发生器用于生成一对差分尾电流，从而所述电流放大器的增益与所述差分尾电流对的比率成正比。

7.如权利要求6所述的可变增益放大器，其特征在于，所述差分Darlington放大器包括：

第一双极结型晶体管，它的基极与所述跨导输入级的一个所述差分电流输出端耦合；

第二双极结型晶体管，它的基极与所述跨导输入级的另一个所述差分电流输出端耦合；

第一分流器，它的第一端与所述第一双极结型晶体管的集电极耦合，它的第二端与所述第一双极结型晶体管的所述基极耦合；

第二分流器，它的第一端与所述第二双极结型晶体管的集电极耦合，它的第二端与所述第二双极结型晶体管的所述基极耦合，从而所述差分Darlington放大器的电流增益增加了所述第一和第二分流器内电阻比的倍率。

8.一种用于处理输入信号的放大器，其特征在于，包括：

输入级，它包含具有可变跨导的跨导放大器；

Gilbert单元衰减器，它与所述跨导放大器耦合；

电流放大器，它与所述输入级耦合；和

用于将线性调节的控制电压施加于所述电流放大器以便使所述放大器的增益作为所加控制电压的函数而发生指数型变化的装置。

9.如权利要求8所述的放大器，其特征在于，所述输入信号包括两个平衡信号，而且所述跨导放大器还包括：

多个第一双极结型晶体管，每个平衡信号输入所述多个第一双极结型晶体管的相应输入端；

电流源，它们分别与所述多个双极结型晶体管耦合；

可变电阻器，它与所述多个第一双极结型晶体管和所述电流源耦合。

10.如权利要求9所述的放大器，其特征在于，所述衰减器还包括：

多个第二双极结型晶体管；和

多个第三双极结型晶体管，所述多个第二双极结型晶体管和所述多个第三双极结型晶体管与所述多个第一双极结型晶体管耦合。

11.一种用于处理输入信号的放大器，其特征在于，包括：

输入级，它包含具有可变跨导的跨导放大器；

跨导放大器偏置控制电路，它与所述跨导放大器耦合；

电流放大器，它与所述输入级耦合；和

用于将线性调节的控制电压施加于所述电流放大器以便使所述放大器的增益作为所加控制电压的函数而发生指数型变化的装置，

其中，所述跨导放大器偏置控制电路还包括：

指数函数发生器；

第一运算放大器电路，它与所述指数函数发生器耦合；

第二运算放大器电路，它与所述第一运算放大器电路耦合；

电流源，它与所述第一运算放大器电路耦合。

12.如权利要求11所述的放大器，其特征在于，所述跨导放大器偏置控制电路还包括与所述第一运算放大器电路耦合的低通滤波器。

13.如权利要求11所述的放大器，其特征在于，所述指数函数发生器包括：

一对双极结型晶体管；

电流源，它与所述双极结型晶体管耦合；

一对电流镜，它们分别与所述双极结型晶体管耦合。

14.如权利要求11所述的放大器，其特征在于，所述第一运算放大器电路还包括：

主场效应管；

参考电阻，它与所述主场效应管耦合；和

差分放大器，它具有第一和第二输入端和一个输出端，所述主场效应管与所述差分放大器的第一输入端和所述输出端耦合，所述参考电阻器与所述差分放大器的所述第二输入端耦合。

15.如权利要求11所述的放大器，其特征在于，所述第二运算放大器电路还包括：

非反相单位增益放大器，它具有第一和第二输入端；

第一输入电阻，它与所述非反相单位增益放大器的所述第一输入端耦合；

第二输入电阻，它与所述非反相单位增益放大器的所述第二输入端耦合。

16.一种用于在放大器输入信号的方法，其中所述放大器具有固定跨导输入级和可变跨导输入级，所述固定跨导输入级和所述可变跨导输入级通过模式选择开关与电流放大器耦合，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

把输入信号施加于所述固定跨导输入级和所述可变跨导输入级；和

响应于模式选择信号，有选择地把所述固定跨导输入级或所述可变跨导输入级的输出施加于所述电流放大器；和

将线性可变控制电压施加于所述放大器，以对所述输入信号的电流幅度产生相应的指数型变化。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：

生成一对电流，它们的幅度比随着控制电压发生指数型变化，从而改变所述输入信号的电流幅度。