CN1110129C

CN1110129C - 多级可变增益放大器电路

Info

Publication number: CN1110129C
Application number: CN97103741A
Authority: CN
Inventors: 五十岚贞男; 青木一晴; 卜部悟
Original assignee: Alps Electric Co Ltd
Current assignee: Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 1996-03-29
Filing date: 1997-03-31
Publication date: 2003-05-28
Anticipated expiration: 2017-03-31
Also published as: KR970068133A; FR2746984A1; KR100248886B1; US5900781A; SE9701082D0; DE19713101A1; SE519502C2; JP3479404B2; GB9705618D0; CN1165429A; JPH09270650A; GB2311670B; GB2311670A; FR2746984B1; SE9701082L; DE19713101B4

Abstract

本发明涉及多级放大器电路，包括放大输入信号的电流恒定模式可变放大电路和进一步放大经第一可变放大电路放大信号的电流可变模式可变放大电路。AGC电压同时加在电流恒定模式可变放大电路放大度控制晶体管和电流可变模式可变放大电路放大度控制晶体管的基极与发射极之间。晶体管集电极电流随线性变化AGC电压呈指数变化。各自正比于集电极电流的电流在晶体管中流动。因此，电流恒定模式可变放大电路增益(dB)随AGC电压呈线性变化。

Description

多级可变增益放大器电路

本发明涉及适用于诸如CDMA(码分多址)模式手提电话射频放大电路的多级可变增益放大器电路。

在CDMA模式手提电话中，为了保持其移动通讯，通常分别在发射单元和接收单元的射频放大电路中配置增益可变80dB或更大的可变增益放大电路(此后称之为＂可变放大电路＂)。图4描述了具有一般CDMA和FM双模移动电话的射频级。首先将说明发射(TX)系统的结构。经调制解调器101调制的IF(中频)发射信号由QPSK调制电路102进行QPSK调制。然后，调制信号由发射端可变放大电路(TX-AMP)103放大，接着通过混频器(MIX)104将其与来自本地振荡器(OSC)121的本振信号进行混频，在该混频器中该混频信号被变换成RF(射频)发射信号。RF发射信号通过带通滤波器105、功率放大器(PA)106、收发开关107和天线108进行发射。

下面将说明接收(RX)系统的结构。由天线108接收的RF接收信号通过收发开关107、低噪声放大器(LNA)109和带通滤波器110加到混频器(MIX)111上，在该混频器中接收信号与来自本地振荡器(OSC)121的本振信号进行混频以便转换成IF接收信号。IF接收信号加在CDMA带通滤波器112和FM带通滤波器113之上，在此根据所设置的模式选择一个输出信号并通过接收端可变放大电路(RX-AMP)114将其放大。然后，该放大信号经QPSK解调电路115解调，再送入调制解调器101。

接收信号的强度经配置于调制解调器101中的接收信号强度指示电路(RSSI)116检测并通过比较器117与强度参考数据进行比较。两者之间的强度差信号加在接收端AGC电压校正电路118和发射输出校正电路119之上。AGC电压校正电路118产生AGC输出以便使比较器117所产生的强度差变为＂0＂，也就是说使RSSI 116的输出与强度参考数据相符，从而控制接收端可变放大电路(RX-AMP)114的增益。比较器117所产生的强度差信号和根据手提电话与基地台之间电路状态所确定的发射输出校正数据加在发射端发射输出校正电路119之上。发射端AGC电压校正电路120输出AGC电压以便使调制信号根据发射输出校正数据与接收信号电平成反比变化，从而控制发射端可变放大电路(TX-AMP)103的增益。

此时，为了使发射端和接收端的可变放大电路103和114相互连动互作，要求AGC电压与增益之间在80dB或更大的动态范围内具有极好的线性关系。由于手提电话由电池驱动，从而其电流耗散的增加造成了电池能量的浪费。因此，就产生了问题，例如，待机期和通话期变短，电池必须频繁地进行更换。所以还要求可变放大电路103和114具有尽可能低的电流耗散。

作为可变放大电路，已知存在有电流恒定模式和电流可变模式两种，其差动放大器分别与恒定电流源相连。由于在一级可变放大电路中增益可以线性控制的范围通常约为20dB至30dB，从而已出现了采用三至四级同类型可变放大电路基于射频基级联并对各个可变放大电路并联施加AGC电压以便实现80dB或更大动态范围的方法。

图5和图6分别描述了通常所使用的电流恒定模式和电流可变模式的可变放大电路，其中各自包含双极晶体管。符号IN、OUT、VAGC和Vcc分别表示输入、输出、AGC电压和电源电压。图7给出了增益PG相对于AGC电压VAGC的变化，其中g描述电流恒定模式可变放大电路的特性，h描述电流可变模式可变放大电路的特性。

在图5所示的电流恒定模式中，变增益晶体管Q1、Q2、Q3和Q4及放大晶体管Q5和Q6构成差动电路。另外，电阻R1和R2分别为晶体管Q1和Q4的负载电阻，E1为偏压源，而CS1为恒定电流源。

图5所示电流恒定模式的增益PG(dB)由下面公式给出：

PGαPG0+20log(I1/I0) …… (1)其中PG0代表I1等于I0时的增益。另外，I1与I0之间的关系(I1/I0)由以下公式给出：

I1/I0α[1+exp{-VAGC×q/(kT)}] …… (2)其中q为单位电子电荷，k为波尔兹曼常数，而T为绝对温度。

增益PG的特性曲线g并非线性变化的，且其在AGC电压VAGC较大的范围内变化微小。在电流恒定模式中，不管增益PG的大小，由干扰或扰动波所引起的三次失真量总保持恒定。另外，电流耗散也不管增益PG的大小而保持不变。在图5所示电流恒定模式以多级形式相接的可变放大电路中，输入截获点与电流耗散之间相对于增益PG的关系由图3中a和b标明的特性曲线所表示。输入截获点特性a在低增益PG范围内为高，而电流耗散特性b则恒定不变。

图6所示的电流可变模式包含变增益晶体管Q7和Q8、用于恒流电路的晶体管Q15以及晶体管Q7和Q8的负载电阻R3和R4。电流可变模式的增益PG(dB)由以下公式给出：

PGα20log(I2) …… (3)另外，I2如下式表示：

I2αexp{VAGC×q/(kT)} …… (4)将式(4)代入式(3)可得：

PG α VAGC

如图7中曲线h所示，增益PG随AGC电压VAGC线性变化。在电流可变模式以多级形式相接的可变放大电路中，输入截获点与电流耗散之间相对于增益PG的关系由图3中c和d标明的特性曲线所表示。由于集电极电流微小，从而容易产生失真。

然而，图5所示电流恒定模式以多级形式相接的可变放大电路存在一个问题，其电流耗散相对于电流可变模式而言较大，正如图3中b和d所示的那样。

另外，图6所示电流可变模式以多级形式相接的可变放大电路存在一个问题，尽管其电流耗散相对于电流恒定模式而言较小，但其输入截获点特性在低增益PG范围较电流恒定模式而言变坏，正如图3中a和c所示的那样。因此，就出现了一个问题，即当电场强时，其它台站将干扰相应电路。

在电流恒定模式与电流可变模式的级联结构中，电流恒定模式的AGC电压VAGC不同于电流可变模式。另外，两者在增益PG相对于AGC电压VAGC的特性方面也不相同。这样，就产生了增益PG线性特性变坏的问题。

考虑到上述问题，本发明的目的在于提供一种可以降低电流耗散并改善输入截获点和增益线性的多级可变放大电路。

为了实现这个目的，本发明具有以下特点：电流恒定模式可变增益放大电路(以下称为＂可变放大电路＂)作为前置级连接，电流可变模式可变放大电路作为该可变放大电路的次级连接，AGC电压被转换成指数变化电流，该电流再作为各个可变放大电路的驱动电流而施加其上以便控制各个放大度。

根据本发明，三次失真分量可以通过将电流恒定模式可变放大电路置于前置级而减小。另外，电流耗散和失真分量可以通过将电流可变模式可变放大电路置于次级而减小。此时，各个可变放大电路在输入信号大时用作衰减器。在后置级电流可变模式可变放大电路中，驱动电流减小而三次失真分量趋于增加。然而，对应于失真发生源的干扰信号被前置级电流恒定模式可变放大电路所衰减，随后再施加于后置级电流可变模式可变放大电路，从而使三次失真分量不会增加。当输入信号小时，各个可变放大电路用作放大器，且干扰信号由前置级电流恒定模式可变放大电路而放大。但是，由于后置级电流可变模式可变放大电路的驱动电流大，从而三次失真分量不会增加。

由于线性变化AGC电压被转换成指数变化电流再提供给电流恒定模式可变放大电路，从而电流恒定模式可变放大电路的放大特性变得与电流可变模式可变放大电路相同。因此，两种可变放大电路的放大度大致相互成正比地变化。这样就可以线性控制增益。

本发明的优选方案包括：第一可变增益放大电路，它由不平衡输出型差动放大器组成并由恒定驱动电流所驱动以便对其上的输入信号进行放大；第一放大度控制装置，它用以控制第一可变增益放大电路的放大度；第二可变增益放大电路，它由平衡输出型差动放大器组成并由可变驱动电流所驱动以便对经过第一可变增益放大电路放大的信号再次进行放大；第二放大度控制装置，它用以控制第二可变增益放大电路的放大度。

第一和第二放大度控制装置各自具有以下特征：线性变化AGC电压被转换成指数变化控制电流，而该控制电流作为驱动电流分别提供给第一和第二可变增益放大电路。

另外，不平衡输出型差动放大器至少具有一对晶体管，该晶体管的发射极与公共恒流源相连并通过该发射极提供信号，该差动放大器的特征在于：该对晶体管之一的基极加有AGC电压，而另一晶体管的基极接地，且两晶体管之一的集电极用以输出信号。

第一放大度控制装置包括电压一电流转换晶体管，用以将施加于上述晶体管之一基极的AGC电压变化转换成集电极电流变化，该控制装置还包括含有上述晶体管之一的电流镜像电路，其特征在于使得对应于该集电极电流的电流在上述晶体管之一的集电极中流动。

图1的框图描述了根据本发明多级可变增益放大器电路一种方案的基本情况；

图2为详细描述图1电路结构的电路图；

图3的曲线比较了图1及图2电路和现有技术输入截获点特性与电流耗散之间相对于增益变化的情形；

图4的框图描述了采用根据本发明多级可变增益放大器电路的一般CDMA模式手提电话的RF级；

图5为常规电流恒定模式可变放大电路的电路图；

图6为常规电流可变模式可变放大电路的电路图；

图7的曲线说明了图5和图6中可变放大电路的控制电压增益特性。

以下将参考附图说明本发明的优选方案。图1的框描述了根据本发明多级可变增益放大器电路一种方案的基本情况。图2为详细描述图1电路结构的电路图。图3的曲线比较了图2电路和现有技术输入截获点特性与电流耗散之间相对于增益变化的情形。

参考图1，AGC电压VAGC通常施加于电流恒定模式可变放大电路1和电流可变模式可变放大电路2与3之上。电流恒定模式可变放大电路1放大基于AGC电压VAGC的输入信号IN。电流可变模式可变放大电路2进一步放大由电流恒定模式可变放大电路1所放大的信号。接着，电流可变模式可变放大电路3再对电流可变模式可变放大电路2所放大的信号进行放大并将其作为输出信号OUT输出。

详细的结构将参考图2进行说明。电源电压首先施加于PNP晶体管Q13和Q12的发射极、偏置电阻R1的一端、NPN晶体管Q2和Q3的集电极以及偏置电阻R1、R2、R3、R4、R5和R6的一端。AGC电压VAGC同时加在NPN晶体管Q14、Q15和Q16的基极与发射极之间。输入信号IN加在NPN晶体管Q5和Q6的基极之间。输出信号OUT通过耦合电容C5和C6取出。

下面将详细说明电流恒定模式可变放大电路1，即第一可变增益放大电路。晶体管Q12和Q13的基极与其相应晶体管Q13和Q14的集电极相连。晶体管Q12的集电极与NPN晶体管Q11的集电极和基极以及NPN晶体管Q1和Q4的基极相连。电阻R1的另一端与晶体管Q1的集电极相连。晶体管Q1和Q2的发射极(即电流I0)与电感L1的一端以及晶体管Q5的集电极相连。

电阻R2的另一端(即电流I1)与晶体管Q4的集电极相连。晶体管Q3和Q4的发射极与电感L2的一端以及晶体管Q6的集电极相连。晶体管Q2和Q3的基极通过偏压源E1接地。电感L1和L2的相互连接点与晶体管Q11的发射极相连。晶体管Q5和Q6的发射极通过恒定电流源CS1接地。在这里，由晶体管Q1至Q4以及Q11至Q14构成第一放大度控制装置。

下面将说明对应于第二级的电流可变模式可变放大电路2，即第二可变增益放大电路。电阻R1的另一端通过耦合电容C1与NPN晶体管Q7的基极相连并通过偏置电阻R7接地。

电阻R2的另一端通过耦合电容C2与NPN晶体管Q8的基极相连并通过偏置电阻R8接地。电阻R3和R4的另一端分别与晶体管Q7和Q8的集电极相连。晶体管Q7和Q8的发射极与晶体管Q15的集电极相连，由晶体管Q15构成第二放大度控制装置。

对应于第三级的电流可变模式可变放大电路以上述相同的方式构成。就是说，电阻R3的另一端也通过耦合电容C3与NPN晶体管Q9的基极相连并通过偏置电阻R9接地。电阻R4的另一端也通过耦合电容C4与NPN晶体管Q10的基极相连并通过偏置电阻R6接地。电阻R5和R6的另一端分别与晶体管Q9和Q10的集电极以及耦合电容C5和C6相连。晶体管Q9和Q10的发射极与晶体管Q16的集电极相连。

在电流恒定模式可变放大电路1即第一可变增益放大电路中，晶体管Q1至Q4用于改变增益，而晶体管Q5和Q6用于放大。晶体管Q11以类似于晶体管Q1至Q4的方式构成电流镜像电路。晶体管Q11的晶格尺寸设置为各个晶体管Q1至Q4晶格尺寸的1/50以便使流过晶体管Q11的电流不会减小各个晶体管Q1至Q4的动态范围。类似地，晶体管Q12和Q13也构成电流镜像电路。电感L1和L2用于阻断RF且可以用电阻取代它们。由于晶体管Q1至Q4的输入阻抗低，从而其电阻值可能很小。

在对应于第二级电流可变模式可变放大电路2即第二可变增益放大电路中所使用的晶体管Q7和Q8以及在对应于第三级电流可变模式可变放大电路3中所使用的晶体管Q9和Q10为射频晶体管。另外，第二级中的晶体管Q15和第三级中的晶体管Q16分别用于限制流过晶体管Q7，Q8和Q9，Q10的电流。此时，各个晶体管Q15和Q16的晶格尺寸设置为晶体管Q14晶格尺寸的100倍以便使流过晶体管Q7、Q8、Q9、Q10、Q1和Q4的电流相等。

下面将说明上述方案的工作原理。在电流恒定模式可变放大电路1中，流过晶体管Q14的电流首先相对于AGC电压VAGC而指数变化。由于晶体管Q13作为晶体管Q14的负载，所以流过晶体管Q13的电流与流过晶体管Q14的相同。由于此时晶体管Q12和Q13构成电流镜像电路，所以流过晶体管Q12的电流与流过晶体管Q13的相同。

由于晶体管Q11作为晶体管Q12集电极的负载，所以流过晶体管Q11的电流与流过晶体管Q12的相同。另外，由于晶体管Q1和Q4以类似于晶体管Q11的方式构成电流镜像电路，所以流过晶体管Q1和Q4的电流与流过晶体管Q11的相同。因此，在各个晶体管Q1和Q4中流过正比于晶体管Q14集电极电流的集电极电流，其中晶体管Q14上加有AGC电压VAGC。该集电极电流相对于AGC电压VAGC呈指数变化。所以，电流恒定模式可变放大电路1的增益PG(dB)随AGC电压VAGC呈线性变化。

类似地，对于第二级中晶体管Q15和第三级中晶体管Q16的情形，集电极电流也相对于AGC电压VAGC呈指数变化。因此，经过第一至第三级的增益PG随AGC电压VAGC呈线性变化。

参考图3，横坐标表示增益PG(dB)，左侧纵坐标表示输入截获点，而右侧纵坐标表示电流耗散。以上述方案而得到的输入截获点特性e与电流恒定模式的特性a基本相同且大于电流可变模式的特性c。另外，以上述方案而得到的电流耗散特性f大于电流可变模式的特性d，但相对于电流恒定模式的特性b而言可以减小。

当输入信号IN的电平高时(即当增益PG低时)，各个可变放大电路1至3作为衰减器。另外，电流可变模式可变放大电路2和3提供较小的驱动电流并且趋向于增加所产生的三次失真分量。然而，根据上述方案，作为失真发生源的干扰信号被电流恒定模式可变放大电路1衰减，再输入到电流可变模式可变放大电路2和3。从而可以减小产生于电流可变模式可变放大电路2和3中的三次失真分量。

另一方面，当输入信号IN的电平低时(即当增益PG高时)，各个可变放大电路1至3作为放大器。另外，对应于失真发生源的干扰信号被电流恒定模式可变放大电路1放大，再输入到电流可变模式可变放大电路2和3。然而，根据上述方案，由于此时电流可变模式可变放大电路的2作电流很大，所以其产生的三次失真分量很小。尽管电流恒定模式可变放大电路1的放大度随输入信号IN电平的大小而变化，但由于驱动电流保持恒定，所产生的三次失真分量的幅度为常数。

如上所述，根据本发明，电流恒定模式可变放大电路作为前置级连接，而电流可变模式可变放大电路作为后置级连接。另外，线性变化AGC电压被转换成指数变化电流，再将其作为各个可变放大电路的驱动电流，从而控制各个放大度。因此，可以减小电流耗散，且可以改善输入截获点和增益线性。

Claims

1.一种多级可变增益放大器电路包括：第一可变增益放大电路，它由不平衡输出型差动放大器组成并由恒定驱动电流所驱动以便对其上的输入信号进行放大；第一放大度控制装置，它用以控制该第一可变增益放大电路的放大度；第二可变增益放大电路，它由平衡输出型差动放大器组成并由可变驱动电流所驱动以便对经过该第一可变增益放大电路放大的信号再次进行放大；第二放大度控制装置，它用以控制该第二可变增益放大电路的放大度，其特征在于，该各个放大度控制装置将线性变化AGC电压转换成指数变化控制电流并将该控制电流作为驱动电流提供给该各个可变增益放大电路。

2.根据权利要求1所述的多级可变增益放大器电路，其特征在于，该不平衡输出型差动放大器至少具有一对晶体管，该晶体管的发射极与公共恒流源相连并通过该发射极提供信号，该晶体管之一的基极加有AGC电压，该另一晶体管的基极接地，而该晶体管之一的集电极用以输出信号。

3.根据权利要求2所述的多级可变增益放大器电路，其特征在于，该第一放大度控制装置包括电压-电流转换晶体管，用以将施加于该晶体管之一基极的AGC电压变化转换成集电极电流变化，该控制装置还包括含有该晶体管之一的电流镜像电路，该电流镜像电路使得对应于集电极电流的电流在该晶体管之一的集电极中流动。