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CN116526860A - 非对称半桥电源及其控制方法 - Google Patents

非对称半桥电源及其控制方法 Download PDF

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CN116526860A
CN116526860A CN202310654433.8A CN202310654433A CN116526860A CN 116526860 A CN116526860 A CN 116526860A CN 202310654433 A CN202310654433 A CN 202310654433A CN 116526860 A CN116526860 A CN 116526860A
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沈逸伦
黄于芸
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Agco Microelectronics Shenzhen Co ltd
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Abstract

本发明实施例提供一种非对称半桥电源及其控制方法，涉及电子领域。非对称半桥电源包括谐振电路、第一臂开关、第二臂开关和协助开关。谐振电路包括变压器和连接至主绕组的震荡电容。变压器包括互相电感耦合的主绕组和与协助开关连接的协助绕组。第一臂开关开启第一开启时间。控制方法包括：在第一开启时间结束后，将第二臂开关开启第二开启时间；在第二开启时间结束后，侦测变压器的放电时间；在放电时间结束后时，将协助开关开启协助时间，通过协助绕组，使激磁电流为负值，以协助下一开关周期中第一臂开关达到ZVS。通过本发明实施例，可以协助非对称半桥电源中第一臂开关达到ZVS，提高转换效率。

Description

非对称半桥电源及其控制方法
本申请是申请号为202310233809.8的原申请(申请日为2023年3月13日，发明名称：非对称半桥电源及其控制方法)的分案申请。
技术领域
本发明涉及电子领域，大致是关于非对称半桥电源及其控制方法，尤指可以使得非对称半桥电源中的上臂开关或下臂开关达到零电压切换的控制方法。
背景技术
电源用来将输入电压转换成一个或是多个输出电压，该输出电压作为电子产品的输入电压。随着携带性电子产品的广泛运用，电源也随着被要求具有大功率、高效率、小体积。
一种类型的电源是具有变压器的非对称半桥(asymmetric half-bridge，AHB)电源，构架简单，且可以提供大于100W的功率。这种电源在变压器的一次侧(primary side)有以半桥构架配置的上下臂开关(high-side and low-side switches)，而针对上臂开关和下臂开关提供不同脉冲宽度调制(PWM)信号，所以称为非对称。AHB电源中的变压器在一次侧也连接了一个震荡电容来形成谐振电路(resonance circuit)。
在AHB电源所供电的负载为重载时，在一开关周期中，上臂开关和下臂开关大致为互补。谐振电路经历充放电并且谐振，可以使得上下臂达到低切换损失(low switchingloss)的零电压切换(zero voltage switching，ZVS)，有优越的转换效率。
在负载为中载或是轻载时，一种降低切换损失的方法是增加开关周期，也就是降低开关频率。公开号CN101882875A的专利申请及其在背景技术所引用的多篇专利申请教导了多种可依据负载状态调整切换频率的电源供应装置。如此，电源供应装置在轻载和无载状况下，能利用适当的调变方式来降低切换频率，减少切换损耗，提升电源供应器的输出效率。
只是，当AHB电源的开关周期增长时，要维持上臂开关和下臂开关有ZVS，就成为一种技术上的挑战。
公开号CN111010036A的专利申请教导了一种技术。轻载时，在一开关周期中，AHB电源上臂开关只开启(呈现导通状态一段时间)一次，而下臂开关开启两次：一次在上臂开关开启后，另一次在下一开关周期中的上臂开关开启前。
公开号CN104779806A的专利申请则教导了另一种技术。在一开关周期中，AHB电源上臂开关只开启一次，而下臂开关也只开启一次。在负载为重载时，下臂开关开启在上臂开关开启之后；在负载为轻载时，下臂开关开启在下一开关周期中的上臂开关开启之前。
发明内容
根据本发明实施例的一方面，提供一种用于非对称半桥电源的控制方法，其中，所述非对称半桥电源包括：谐振电路，包括：变压器，包括互相电感耦合的主绕组以及协助绕组，和震荡电容，连接至所述主绕组；第一臂开关和第二臂开关，串联于输入电源线与输入接地线之间，用于控制所述谐振电路，所述第一臂开关一端与所述第二臂开关一端耦接于输出节点；以及协助开关，连接至所述协助绕组；所述控制方法在一开关周期内，包括：将所述第一臂开关开启第一开启时间；在所述第一开启时间结束后，将所述第二臂开关开启第二开启时间；在所述第二开启时间结束后，侦测所述变压器的放电时间；以及在所述放电时间结束后，将所述协助开关开启协助时间，通过所述协助绕组，以协助下一开关周期中所述第一臂开关达到零电压切换。
在一些实施例中，所述变压器还包括第一辅助绕组，所述第一辅助绕组位于所述变压器的一次侧，所述方法还包括：在所述协助时间后，将所述第一臂开关、所述第二臂开关以及所述协助开关关闭休息时间；记录所述休息时间内，所述第一辅助绕组的绕组电压的极值；在所述休息时间结束时，先记录所述绕组电压的结束时刻值，然后开启所述第一臂开关；以及依据所述绕组电压的所述极值与所述结束时刻值的差值调整下一开关周期内的所述休息时间。
在一些实施例中，所述协助绕组为二次侧绕组，所述变压器还包括第一辅助绕组，所述主绕组与所述第一辅助绕组均位于一次侧，所述二次侧绕组位于二次侧。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源还包括位于所述二次侧的同步整流开关，所述同步整流开关用来提供同步整流功能，所述协助开关为所述同步整流开关，所述同步整流开关耦接所述二次侧绕组。
在一些实施例中，所述开关周期包括在所述协助时间后到所述开关周期结束前的休息时间，所述控制方法还包括：依据所述休息时间内所述协助绕组的绕组电压，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
在一些实施例中，所述控制方法包括：依据所述绕组电压的斜率，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
在一些实施例中，所述控制方法包括：当所述绕组电压的所述斜率出现斜率转折时，增加下一开关周期内的所述协助时间。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源还包括第一辅助绕组和一次侧控制器，所述控制方法还包括：所述一次侧控制器依据所述第一辅助绕组的绕组电压，开始将所述第一臂开关开启所述第一开启时间。
在一些实施例中，当所述绕组电压的下降斜率超过预设值时，开始将所述第一臂开关开启所述第一开启时间。
在一些实施例中，基于连续两次开始将所述第一臂开关开启的时刻确定周期时长，所述非对称半桥电源没有光耦合器，且所述一次侧控制器依据先前的开关周期所确定的所述周期时长来调整所述第一开启时间。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源具有光耦合器，依据位于二次侧的输出电压提供补偿信号给所述一次侧控制器，且所述第一开启时间是依据所述补偿信号而确定。
在一些实施例中，所述控制方法在所述开关周期内，包括：在所述第一开启时间结束后，开启所述协助开关；以及在所述放电时间结束时，持续将所述协助开关开启所述协助时间。
在一些实施例中，所述控制方法在所述开关周期内，包括：在所述第一开启时间结束后，开启所述协助开关；在所述放电时间结束后，将所述协助开关关闭无激磁时间；以及在所述无激磁时间后，将所述协助开关开启所述协助时间。
在一些实施例中，所述控制方法还包括：依据输出电压，提供开关周期的限制时间；在所述第一开启时间结束后，开启所述协助开关；以及其中，当所述开关周期的限制时间结束早于所述放电时间结束，则在所述放电时间结束后，持续将所述协助开关开启所述协助时间；其中，当所述开关周期的限制时间结束晚于所述放电时间结束，则在所述放电时间结束后，先将所述协助开关关闭无激磁时间，并在所述无激磁时间后，将所述协助开关开启所述协助时间。
在一些实施例中，所述变压器包括第一辅助绕组和第二辅助绕组，所述协助开关、所述主绕组、所述第一辅助绕组和所述第二辅助绕组均位于一次侧，所述协助绕组为所述第二辅助绕组，且所述协助开关连接于所述第二辅助绕组与辅助电容之间。
在一些实施例中，所述开关周期包括在所述协助时间后到所述开关周期结束前的休息时间，所述控制方法还包括：依据所述休息时间内所述第一辅助绕组的绕组电压，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
在一些实施例中，所述控制方法包括：依据所述绕组电压的斜率，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
在一些实施例中，所述控制方法包括：当所述绕组电压的所述斜率出现斜率转折时，增加下一开关周期内的所述协助时间。
根据本发明实施例的另一方面，提供一种用于非对称半桥电源的控制方法，包括：非对称地控制第一臂开关的第一开启时间和第二臂开关的第二开启时间，以使输入电压通过变压器的主绕组和二次侧绕组转换为输出电压，其中，所述第一臂开关和第二臂开关控制谐振电路，所述谐振电路包括所述变压器和震荡电容，所述二次侧绕组连接至同步整流开关；依据所述输出电压，提供开关周期的限制时间；在所述开关周期的限制时间后，将所述同步整流开关开启协助时间；以及在将所述同步整流开关开启所述协助时间的步骤后，开启所述第一臂开关和所述第二臂开关其中之一，以开始一开关周期。
在一些实施例中，所述变压器还包括第一辅助绕组，所述控制方法包括：侦测所述第一辅助绕组的绕组电压；以及依据所述绕组电压，开始所述开关周期。
在一些实施例中，所述开关周期开始于所述绕组电压符合触发条件后，且所述触发条件为在所述绕组电压脱离定值时，所述绕组电压的下降斜率大于预设值。
根据本发明实施例的又一方面，提供一种非对称半桥电源，用于将位于一次侧的输入电压转换为二次侧的输出电压，所述非对称半桥电源包括：谐振电路，包括：变压器，包括主绕组以及协助绕组，和震荡电容，连接至所述主绕组；第一臂开关和第二臂开关，位于所述一次侧，串联于输入电源线与输入接地线之间，用于控制流经所述谐振电路的激磁电流；协助开关，连接至所述协助绕组；以及功率控制器，用于在一开关周期中，先将所述第一臂开关开启第一开启时间，后将所述第二臂开关开启第二开启时间；其中，在所述变压器的放电时间结束后，所述协助开关被开启协助时间，以协助下一开关周期中所述第一臂开关和所述第二臂开关其中之一达到零电压切换。
在一些实施例中，所述协助时间后至下一开关周期开始为休息时间，所述变压器还包括第一辅助绕组，且所述功率控制器用于依据所述第一辅助绕组的绕组电压，调整所述休息时间。
在一些实施例中，所述协助绕组为二次侧绕组，且所述协助开关为同步整流开关，所述同步整流开关连接至所述二次侧绕组。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述二次侧控制器用于在所述第一开启时间结束后，开启所述同步整流开关，以及在所述放电时间结束后，所述二次侧控制器将所述同步整流开关持续开启所述协助时间。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述二次侧控制器用于进行以下步骤：在所述第一开启时间结束后，开启所述同步整流开关；在所述放电时间结束后，将所述同步整流开关关闭无激磁时间；以及在所述无激磁时间后，将所述同步整流开关开启所述协助时间。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述协助时间后至下一开关周期开始为休息时间，且所述二次侧控制器用于依据所述休息时间内所述二次侧绕组的电压信号，来调整下一开关周期的所述协助时间。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述变压器还包括第一辅助绕组，且所述二次侧控制器用于通过所述协助时间结束后所述第一辅助绕组的绕组电压，触发所述功率控制器开始下一开关周期。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源为无光耦合构架，且所述第一开启时间是依据先前的开关周期而确定。
在一些实施例中，所述非对称半桥电源包括光耦合器，所述光耦合器用于向所述一次侧提供补偿信号，且所述第一开启时间是依据所述补偿信号而确定。
在一些实施例中，所述协助绕组为位于所述一次侧的第二辅助绕组，所述变压器还包括二次侧绕组，所述二次侧绕组连接至同步整流开关，所述协助开关连接于所述第二辅助绕组与辅助电容之间。
本发明实施例中，可以在协助时间内通过协助绕组对变压器供应能量，从而达到第一臂开关的零电压切换，提高转换效率。
附图说明
图1显示一种依据本发明所实施的AHB电源。
图2显示图1的AHB电源操作于非连续导通模式DCM的信号波形。
图3A和图3B分别显示使用于图1的功率控制器的控制方法MP1和使用于图1的二次侧控制器的控制方法MS1。
图4显示图1的AHB电源操作于临界模式CRM的信号波形。
图5显示另一种依据本发明所实施的AHB电源。
图6显示用于图1、图5的二次侧控制器调整协助时间的控制方法MS3。
图7A显示了一开关周期中的协助时间TN1和休息时间TD1。
图7B显示了一开关周期中的协助时间TN2和休息时间TD2。
图8显示用于图1、图5的一次侧的功率控制器调整休息时间的控制方法MP3。
图9A显示了一开关周期中的协助时间TN3和休息时间TD3。
图9B显示了另一开关周期中的协助时间TN4和休息时间TD4。
图10显示了又一种依据本发明所实施的AHB电源。
图11和图12分别显示图10的AHB电源操作于DCM和CRM的信号波形。
符号说明
16 负载
100、200、300 AHB电源
102、302 谐振电路
104、204、304 功率控制器
106、206、306 二次侧控制器
220 补偿电路
222 光耦合器
AN 输出节点
CCOM 补偿电容
CO 输出电容
CRS 震荡电容CAS 辅助电容FD 斜率转折GNDI 输入接地线GNDO 输出接地线IMAG激磁电流IPRM 漏感电流ISEC 电流LA 第一辅助绕组LA2 第二辅助绕组LL 漏感LP 主绕组LS二次侧绕组MP1、MP2、MP3、MS1、MS2、MS3
控制方法NA 协助开关NHS 上臂开关NLS 下臂开关NSR 同步整流开关OP 误差放大器OUT 输出电源线PRM 一次侧R1、R2 分压电阻RCS 电流侦测电阻SA 控制信号SEC 二次侧
SFB 反馈信号SH、SL 控制信号SN2、SN4、SN6 步骤
SP2、SP4、SP6、SP7、SP8、SP20、SP22、SP24、SP26
步骤
SS2、SS4、SS6、SS8、SS9、SS10、SS12
步骤
SSR控制信号t11～t18、t1E、t21～t25、t2E、t61、t62、t6E、t71、t7E
时间点
TBLNK开关周期的限制时间TCYC1、TCYC2、TCYC6、TCYC7
开关周期TD、TD1～TD4休息时间
TD11、TD12、TD21、TD22、TD61、TD62、TD71、TD72
死区时间
TDISP、TDISS 放电时间
TF、TF2 变压器
TN1～TN4 协助时间
TOH1、TOH2、TOH6、TOH7开启时间TOL1、TOL2、TOL6、TOH7开启时间
TSA 协助时间
TS11、TS21、TS61 开启时间
TS12、TS22 协助时间
TZM 无激磁时间
VAUX 绕组电压
VCOM 补偿信号
VCS 电流侦测信号
VCS 侦测端
VAS 电压
VDET 电压信号
VIN 输入电压
VIN 输入电源线
VOUT 输出电压
VREF 参考电压
VRI、VRO 定值
具体实施方式
在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的元件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考量，相同的符号的元件将不再重述。
在本发明实施例中，上臂开关和下臂开关中的一个可以称为第一臂开关，而另一个则可以称为第二臂开关。例如，上臂开关为第一臂开关，且下臂开关为第二臂开关。又例如，下臂开关为第一臂开关，且上臂开关为第二臂开关。后文将以上臂开关为第一臂开关、且下臂开关为第二臂开关为例进行说明。
依据本发明所实施的AHB电源，变压器除了在一次侧的主绕组之外，还具有协助绕组，协助绕组连接至协助开关。在一开关周期内，当上臂开关和下臂开关都关闭断路、且该变压器的放电时间结束后时，该协助开关可以从原本关闭转为开启导通一段协助时间，或是从原本开启导通状态再持续将导通状态多维持一段协助时间。在协助时间内，可以通过协助绕组对变压器供应能量，使得在下一开关周期开始、上臂开关欲进行下一次开启导通时，上臂开关两端的电压差降低，上臂开关可以达到ZVS，享有高转换效率。
在本说明书中，变压器的放电时间指的是该变压器被激磁后可以对负载输出电流/能量的时间，放电时间可以经由一次侧或是二次侧来侦测。
在负载为重载时，依据本发明所实施的AHB电源可以操作于临界模式(criticalmode，CRM)；而在负载为轻载时，可以操作于非连续导通模式(discontinuous-conductionmode，DCM)。
依据本发明一些实施例所实施的AHB电源的一个实施例中，该协助绕组与该协助开关均位于该变压器的二次侧，两者分别为该变压器的二次侧绕组以及同步整流开关，该二次侧绕组耦接到该变压器的输出端。在另一个实施例中，该协助绕组与该协助开关均位于该变压器的一次侧，该协助绕组为该变压器的第二辅助绕组，而该协助开关连接于辅助电容与该第二辅助绕组之间。
在依据本发明所实施的AHB电源的一个实施例中，同步整流开关在作为该协助开关的同时，可以触发位于一次侧的功率控制器(也可称为一次侧控制器)，开始开启上臂开关或下臂开关，开始一个新的开关周期。该AHB电源可以为无光耦合构架，也可以是具有光耦合构架。
依据本发明一些实施例所实施的AHB电源中，该协助开关的协助时间可以被自动适应性地(adaptively)调控，大约对变压器提供刚好足够的能量，使得上臂开关达到ZVS。
图1显示一种依据本发明所实施的AHB电源100，AHB电源100将位于一次侧PRM的输入电压VIN转换成为位于二次侧SEC的输出电压VOUT。AHB电源100具有谐振电路102、上臂开关NHS、下臂开关NLS、电流侦测电阻RCS、分压电阻R1和R2、功率控制器104、输出电容CO、同步整流开关NSR、以及二次侧控制器106，它们彼此的电性连接如同图1所示。在一次侧PRM，上臂开关NHS与下臂开关NLS串联于输入电源线VIN与输入接地线GNDI之间，上臂开关NHS一端与下臂开关NLS一端耦接于输出节点AN，上臂开关NHS和下臂开关NLS用来控制谐振电路102。谐振电路102中，变压器TF在一次侧PRM具有主绕组LP、漏感LL、以及第一辅助绕组LA。震荡电容CRS连接于主绕组LP与电流侦测电阻RCS之间。电流侦测电阻RCS的侦测端VCS上有电流侦测信号VCS。第一辅助绕组LA的一端与输入接地线GNDI之间串联有分压电阻R1与R2，分压电阻R1与R2之间的连接点提供了反馈信号SFB给功率控制器104。功率控制器104可以通过侦测反馈信号SFB，来侦测位于第一辅助绕组LA一端的绕组电压VAUX，来产生控制信号SH和控制信号SL，控制信号SH和SL分别控制上臂开关NHS和下臂开关NLS。
变压器TF在二次侧SEC则有串联的二次侧绕组LS和同步整流开关NSR，两者串联于输出电源线OUT与输出接地线GNDO之间。二次侧控制器106依据电压信号VDET，产生控制信号SSR，来控制同步整流开关NSR。
在图1实施例中，位于二次侧SEC的二次侧控制器106和同步整流开关NSR分别可以作为控制器以及协助开关。稍后会解释的是，二次侧控制器106在放电时间结束后，会(1)先将同步整流开关NSR关断后再次将同步整流开关NSR开启或是(2)保持同步整流开关NSR持续开启，来协助上臂开关NHS实现ZVS。在稍后解释的图10实施例中，协助开关NA以及功率控制器304则位于一次侧PRM，一样也可以协助上臂开关NHS实现ZVS。
图2显示当图1中的AHB电源100操作于DCM时的开关周期TCYC1(从时间点t11到t1E)、以及相关的一些信号波形。由上而下，图2显示控制信号SH和SL(代表上臂开关NHS和下臂开关NLS的状态)、变压器TF的激磁电流IMAG、在一次侧PRM流经漏感LL与主绕组LP的漏感电流IPRM、绕组电压VAUX、控制信号SSR、电压信号VDET、以及从二次侧绕组LS流出到输出电容CO的电流ISEC。图2中，绕组电压VAUX与绕组电压VAUX以上的信号位于一次侧PRM，而控制信号SSR与控制信号SSR下的信号则位于二次侧SEC。变压器TF的激磁电流IMAG大致代表了主绕组LP、二次侧绕组LS以及第一辅助绕组LA彼此互感的磁通量。因为电感耦合，在波形上，绕组电压VAUX大致上跟电压信号VDET上下方向相反，如同图2所示。
图3A和图3B分别显示使用于功率控制器104的控制方法MP1和使用于二次侧控制器106的控制方法MS1，用于解释图2中信号波形。在图3A和3B中的控制方法MP1和MS1将显示AHB电源100为无光耦合构架(photo-less structure)，不需要光耦合器(photo coupler)，开关周期是由二次侧控制器106触发功率控制器104而开始，且二次侧控制器106确定开关周期不短于最短开关周期。但本发明不限于无光耦合构架的AHB电源。在稍后说明的其他实施例中，AHB电源有光耦合器，光耦合器用来把对应二次侧SEC的负载16的信息传递到一次侧PRM。
请参阅图2和图3A，在步骤SP2中，功率控制器104依据绕组电压VAUX，开始将上臂开关NHS开启开启时间TOH1(从时间点t11到t12)。举例来说，由于绕组电压VAUX在时间点t11之前波形出现了触发条件(稍后将说明)，所以功率控制器104在时间点t11开始开启上臂开关NHS。开启时间TOH1的长短可以由先前一个开关周期TCYC1或是多个开关周期所决定。举例来说，功率控制器104内置有开关周期与开启时间TOH1的对应关系。刚过去的开关周期越长，开启时间TOH1越短。举例来说，功率控制器104依据刚过去的开关周期，在自己内部转换成补偿信号。这个补偿信号决定了电流侦测信号VCS的峰值，也同时决定开启时间TOH1。
在图2中的开启时间TOH1内，输入电压VIN对震荡电容CRS和变压器TF充电。激磁电流IMAG与漏感电流IPRM的波形大致重叠，大致随着时间而增加，变成正值。绕组电压VAUX与电压信号VDET都大约为常数，对应到当下主绕组LP上的跨压。
功率控制器104在步骤SP4中，同时将上臂开关NHS和下臂开关NLS关闭死区时间TD11(从时间点t12到t13)。死区时间TD11可以避免上臂开关NHS和下臂开关NLS不小心同时开启，导致输入电源线VIN与输入接地线GNDI近乎短路而爆炸的风险。在一实施例中，死区时间TD11可以为固定的时间长度。在另一个实施例中，死区时间TD11结束于时间点t13，而时间点t13是在绕组电压VAUX上升跨越过0伏特(输入接地线GNDI的电压)之后的固定延迟时间。
功率控制器104在步骤SP6中，将下臂开关NLS开启开启时间TOL1(从时间点t13到t14)来降低激磁电流IMAG。在开启时间TOL1内，绕组电压VAUX大约为定值VRO，其大约与输出电压VOUT成比例。此期间控制信号SSR对应使同步整流开关NSR导通，故电压信号VDET为接近0V(输出接地线GNDO的电压)的负值。如同图2所示，在开启时间TOL1内，激磁电流IMAG与漏感电流IPRM的波形开始分离。随着变压器TF的二次侧绕组LS通过同步整流开关NSR向输出电容CO充电，激磁电流IMAG大约线性地以相对低速降低。漏感电流IPRM则因为震荡电容CRS与漏感LL所构成的谐振电路相对快速地震荡变化。激磁电流IMAG与漏感电流IPRM彼此之间的差大约与在二次侧SEC向输出电容CO充电的电流ISEC成比例。
在一实施例中，功率控制器104在开启时间TOL1内记录了对应绕组电压VAUX的定值VRO，并且依据先前的开关周期内的放电时间TDISP来决定时间点t14。如图2所示，时间点t13是绕组电压VAUX大约上升到定值VRO的时间点；时间点t14是开启时间TOL1的结束点；时间点t15是绕组电压VAUX大约从定值VRO开始掉落的转折点，可以称为膝点(knee point)，而定值VRO可称为膝点电压(knee voltage)；时间点t16为绕组电压VAUX下降跨越0V的时间点。功率控制器104所侦测到的变压器TF的放电时间TDISP可以大约代表一次侧PRM所侦测到的变压器TF对输出电容CO放电的时间。举例来说，功率控制器104侦测绕组电压VAUX，记录了前一开关周期的放电时间TDISP，并使得当下开关周期内的开启时间TOL1大约为所记录的前一开关周期的放电时间TDISP的固定百分比，例如：80％。在一实施例中，放电时间TDISP可以是从时间点t13到时间点t15；在另一个实施例中，变压器TF的放电时间TDISP可以是从时间点t13到时间点t16。
从图2可知，开启时间TOH1与开启时间TOL1并不需要相等，所以功率控制器104非对称地控制开启时间TOH1和开启时间TOL1。
时间点t14到t1E为设定的死区时间TD12，在此死区时间TD12内，上臂开关NHS和下臂开关NLS(步骤SP7)是同时被关闭的。类似死区时间TD11，死区时间TD12可以避免输入电源线VIN与输入接地线GNDI近乎短路而爆炸的风险。
步骤SP8接着步骤SP7。步骤SP8中，功率控制器104侦测绕组电压VAUX是否出现触发条件。只要触发条件不成立，功率控制器104就使死区时间TD12持续。一旦触发条件成立，功率控制器104执行步骤SP2，停止死区时间TD12。举例来说，触发条件为：在绕组电压VAUX脱离定值VRO后，绕组电压VAUX的下降斜率必须大于预设值。在图2中的时间点t18，功率控制器104发现了这个触发条件已经成立。所以功率控制器104在休息时间TD(时间点t18到t1E)结束后，结束开关周期TCYC1，开始开启上臂开关NHS以及下一开关周期。应理解，绕组电压VAUX脱离定值VRO，即绕组电压VAUX不等于定值。
请参阅图2和图3B。在图3B的步骤SS2，二次侧控制器106依据负载16或是输出电压VOUT，提供补偿信号，这补偿信号决定开关周期的限制时间TBLNK(等同于限制上臂开关NHS、下臂开关NLS交替导通关断的最小开关周期、或是最大开关频率)。关于补偿信号决定限制时间TBLNK的具体实施方式可参考公开号CN101882875A的专利申请。该专利申请CN101882875A及其在背景技术所引用的多篇专利申请，这些专利申请公开多种可依据负载状态(例如，负载16或输出电压VOUT)来调整切换频率(即开关频率)的电源供应装置。如此，电源供应装置在轻载及无载窗框下，能通过调整开关周期的长度来降低切换频率，以减少切换损失，提升输出效率。
在步骤SS4，二次侧控制器106在时间点t11发现了电压信号VDET上升到达定值VRI，所以认定步骤SP2已经开启了上臂开关NHS、开始了一个开关周期。因此，二次侧控制器106开始计时。举例来说，二次侧控制器106可以采用误差放大器将输出电压VOUT与输出电压VOUT希望被调控稳定在的目标电压相比较，以产生补偿信号，再依据这一补偿信号来决定开关周期的限制时间TBLNK。输出电压VOUT越低、与目标电压之间差值越大，补偿信号越高，开关周期的限制时间TBLNK越短。
步骤SS6中，二次侧控制器106在时间点t13发现电压信号VDET下降得非常快速、且成为负值(小于输出接地线GNDO的电压)，所以认定步骤SP2已经完全关闭了上臂开关NHS，因此二次侧控制器106开启同步整流开关NSR，执行同步整流。
在图2中时间点t15，二次侧控制器106发现电压信号VDET大约即将从负值变成正值，也就是电压信号VDET上升的膝点(从负值开始上升的转折点)即将出现。从时间点t13到时间点t15称为二次侧控制器106所侦测到的变压器TF的放电时间TDISS，此期间二次侧电流ISEC为正，对输出电容CO充电，如图2所示。激磁电流IMAG大约在时间点t15下降到0A。在此，二次侧控制器106利用侦测电压信号VDET，判断激磁电流IMAG是否大约为0A，也就是利用互感的磁通量是否近乎耗尽，来判断变压器TF的放电时间TDISS是否结束。
图3B的步骤SS8中，二次侧控制器106比较放电时间TDISS先结束还是开关周期的限制时间TBLNK先结束，也就是膝点的出现时刻是否早于开关周期的限制时间TBLNK结束。图2显示放电时间TDISS早于开关周期的限制时间TBLNK结束。所以，步骤SS8选择下一步是执行步骤SS9，二次侧控制器106在放电时间TDISS结束时(时间点t15或是膝点)，关闭断路了同步整流开关NSR。如同图2所显示的，二次侧控制器106将同步整流开关NSR开启开启时间TS11(从时间点t13到t15，开启时间TS11跟放电时间TDISS一样)，执行同步整流。激磁电流IMAG在开启时间TOH1、死区时间TD11、和开启时间TS11内，大约都为正值。
步骤SS10中，二次侧控制器106将同步整流开关NSR开启协助时间TS12(从时间点t17到t18)。举例来说，在时间点t15到时间点t17之间，上臂开关NHS、下臂开关NLS、和同步整流开关NSR都关闭，且互感的磁通量在时间点t15已经耗尽。所以，尽管图2中显示激磁电流IMAG因为些许寄生电容所残留的电能而轻微地震荡，在时间点t15到时间点t17之间，激磁电流IMAG大致都可以视为0A，时间点t15到时间点t17可以称为无激磁时间TZM。二次侧控制器106可以在开关周期的限制时间TBLNK结束之后、电压信号VDET的波形大致出现第一个波谷时(时间点t17)，开始将同步整流开关NSR开启协助时间TS12。在协助时间TS12内，输出电压VOUT对变压器TF磁化(magnetization)，所以电流ISEC为负，且激磁电流IMAG由0A减少为负，但是漏感电流IPRM则随时间而上升为正值。
协助时间TS12可以、但是不限于有两个功能：1.协助上臂开关NHS达到ZVS；2.触发一次侧PRM开始一个新的开关周期。
在时间点t18后，二次侧控制器106关闭同步整流开关NSR。因为激磁电流IMAG为负值，所以激磁电流IMAG可以在时间点t18迫使漏感电流IPRM也成为负值，进而拉高上臂开关NHS与下臂开关NLS之间耦接节点AN的电压，该电压可能可以到达跟输入电压VIN一样的电压，也即，使上臂开关NHS两端的电压差降低甚至为0V。所以适当长度的协助时间TS12，可以使得上臂开关NHS达到ZVS。
协助时间TS12产生了负的激磁电流IMAG，也同时导致了在时间点t18附近，绕组电压VAUX的波形开始出现了下一个开关周期开始所需要的触发条件：当绕组电压VAUX脱离定值VRO时、且绕组电压VAUX的下降斜率大于预设值。换言之，二次侧控制器106通过提供协助时间TS12，触发功率控制器104开始下一开关周期；也即，二次侧控制器106可通过使一次侧绕组电压VAUX在协助时间TS12结束后发生变化，进而触发功率控制器104开始下一开关周期。在二次侧控制器106将同步整流开关NSR开启协助时间TS12后，一次侧功率控制器104侦测到触发条件，所以开启上臂开关NHS，开始下一个开关周期。换言之，开关周期TCYC1主要受控于二次侧控制器106，二次侧控制器106依据负载16确定了开关周期的限制时间TBLNK，并在开关周期的限制时间TBLNK结束后、电压信号VDET出现第一个波谷时，使同步整流开关NSR开启一段协助时间TS12，因此开关周期TCYC1大于开关周期的限制时间TBLNK与协助时间TS12两者相加的时间长度。
图4显示当图1中的AHB电源100操作于CRM时的开关周期TCYC2(从时间点t21到t2E)、以及相关的一些信号波形。图4与图2一些相同或是相似之处可以经由先前关于图2的说明而得知，不再详述。开关周期TCYC2具有开启时间TOH2、死区时间TD21、开启时间TOL2、以及死区时间TD22。
图3A和图3B中的控制方法MP1和MS1也可用于解释图4中的信号波形。如图2所示，在较早的第一个开关周期TCYC1中，当AHB电源100操作于DCM时，可能因为当下负载16比较重的原因，图2中开关周期的限制时间TBLNK会比较短而早结束，甚至可能比图2中的放电时间TDISS早结束(此句描述未显示于图2)，或是开关周期的限制时间TBLNK的结束时刻会早于电压信号VDET从负值变成正值的膝点出现时间点t15(此句描述未显示于图2)。如此依据图3B的流程，步骤SS8选择下一步是执行步骤SS12，在稍后的第二个开关周期TCYC2中，AHB电源100将会变更为操作于图4所示的CRM；如图4左半部所示的CRM下的第二个开关周期TCYC2的波形，二次侧控制器106在放电时间TDISS结束时(时间点t24)并不关闭同步整流开关NSR，而是持续开启同步整流开关NSR，把同步整流开关NSR的导通状态多延长协助时间TS22。
从图4中控制信号SSR看来，同步整流开关NSR在开关周期TCYC2中只有开启一次，从在时间点t22开启后就维持开启时间TS21，直到时间点t25才关断。该开启时间TS21等于放电时间TDISS(期间激磁电流IMAG和电流ISEC均为正)与协助时间TS22(期间激磁电流IMAG和电流ISEC均为负)的总和。其中放电时间TDISS可采用传统的侦测电压信号VDET正负值变化的方法而确定，而协助时间TS22可沿用在图2的开关周期TCYC1中的协助时间TS12一样的时间长度。
如图4左半部所示，在第二个开关周期TCYC2中，AHB电源100操作于CRM，且开关周期的限制时间TBLNK(从时间点t21到t23)仍然比放电时间TDISS(从时间点t22到t24)早结束，或是开关周期的限制时间TBLNK仍然早于电压信号VDET从负值变成正值的膝点的出现时刻(时间点t25)。如此依据图3B的步骤SS8，在稍后的第三个开关周期中，AHB电源100仍会操作于CRM，如图4右半部所示的第三个开关周期的波形。
类似图2中的协助时间TS12，图4中的协助时间TS22也可以、但是不限于有两个功能：1.协助上臂开关NHS达到ZVS；2.触发一次侧PRM的功率控制器104开始一个新的开关周期。
在前述实施例中，当开关周期的限制时间TBLNK的结束时刻早于(1)放电时间TDISS的结束时刻，或是(2)电压信号VDET从负值变成正值的膝点出现时间点t15，即，当图3B步骤SS8选择结果下一步是要执行步骤SS12时，触发使下一个开关周期切换到CRM，例如：第一开关周期TCYC1执行步骤SS8的判断结果可使第二开关周期TCYC2改为执行于CRM，第二开关周期TCYC2的步骤SS8的判断结果可使第三开关周期TCYC3继续执行于CRM(如图4右半部所示)。
在另一实施例中，当二次侧控制器106内的计时电路运算速度较快、可依据步骤SS8的判断结果即时改变时间长度相关参数时，并且当图3B步骤SS8选择下一步是执行步骤SS12时，也可即时触发目前开关周期就切换到CRM；例如：第一开关周期TCYC1执行步骤SS8的判断结果可使第一开关周期TCYC1改执行于CRM，而第二开关周期TCYC2执行步骤SS8的判断结果可使第二开关周期TCYC2继续执行于CRM。
从一个角度来看，在图1、2、3A、3B和4的实施例中，功率控制器104开启上臂开关NHS，对变压器TF激磁并对震荡电容CRS充电，激磁电流IMAG增加。功率控制器104关闭断路上臂开关NHS，让变压器TF可以对输出电容CO充电、释放磁能，激磁电流IMAG下降。功率控制器104开启导通下臂开关NLS，让震荡电容CRS所储存的能量通过变压器TF，部分转移到输出电容CO。如同先前所述，图2中开启时间TOL1可以等于放电时间TDISP的固定百分比，例如：80％，也就是功率控制器104在激磁电流IMAG耗尽前先结束下臂开关NLS开启。如此可以让功率控制器104与二次侧控制器106不受到下臂开关NLS开启的干扰，可以比较准确地侦测到激磁电流IMAG为0A(膝点大约出现)的时间点。如此，功率控制器104在前一个开关周期先记录放电时间TDISP，并据此在目前开关周期的预测放电时间TDISP的结束时刻前(例如放电时间TDISP的固定80％时间长度)关断下臂开关NLS，以允许目前周期中绕组电压VAUX或电压信号VDET可出现转折膝点。如此二次侧控制器106可以侦测放电时间TDISS，控制同步整流开关NSR进行同步整流。而且，在无激磁时间TZM内，也就是激磁电流IMAG大约为0A的时间内，二次侧控制器106可以将同步整流开关NSR开启一段协助时间，协助上臂开关NHS达到ZVS。如果协助时间紧紧接着放电时间TDISS，无激磁时间TZM就会消失，如同图4所举例的。如图4所示，当AHB电源100操作于CRM，同步整流开关NSR在每个开关周期中只有开启一次，如此同步整流开关NSR能以较短时间，提供(1)同步整流(放电时间TDISS)和(2)ZVS协助脉冲(协助时间TS22)两项功能，进而缩短整个开关周期，可允许较高开关切换频率，以满足负载重载需求。
本发明并不限定于无光耦合构架的AHB电源，也适用于具有光耦合构架的AHB电源。
图5显示依据本发明所实施的具有光耦合构架的AHB电源200。图5与图1中有许多部分相似或是相同，其可以参照先前针对图1的说明可得知，可能不再累述。与图1的AHB电源100不同的是，AHB电源200另外有补偿电路220，补偿电路220包括误差放大器OP以及光耦合器222，补偿电路220大致把二次侧SEC的负载16的状况转换成位于一次侧PRM的补偿电容CCOM上的补偿信号VCOM。二次侧控制器206控制同步整流开关NSR除了提供同步整流外、也可以协助上臂开关NHS达到ZVS。
图2和图4也可以用于显示当AHB电源200分别操作于DCM与CRM时的开关周期TCYC1和TCYC2、以及相关的一些信号波形。图3A和3B中的控制方法MP1和MS1也可以使用于图5中的功率控制器204与二次侧控制器206。需要注意的是，当图3A的控制方法MP1使用于功率控制器204时，功率控制器204内置有补偿信号VCOM与开启时间TOH1的对应关系。功率控制器204依据补偿信号VCOM，确定开启时间TOH1。负载16越重，补偿信号VCOM越高，开启时间TOH1越长。
图2和图4中，同步整流开关NSR的协助时间TS21和TS22是用来从输出电压VOUT抽取能量，来对变压器激磁、产生负的激磁电流IMAG，协助上臂开关NHS达到ZVS。如果协助时间太短，负的激磁电流IMAG的电流绝对值较小，那上臂开关NHS可能无法达到ZVS。如果协助时间太长，负的激磁电流IMAG的电流绝对值过大，虽然上臂开关NHS确定可以达到ZVS，但是这表示有过多的能量从二次侧SEC转换到一次侧PRM，产生不必要的损耗。
在图2中，在同步整流开关NSR的协助时间TS12之后到时间点t1E(开关周期TCYC1结束)之间，有休息时间TD。图4也有休息时间TD，休息时间TD在图4的协助时间TS22之后到时间点t2E之间。休息时间TD内，同步整流开关NSR、上臂开关NHS、和下臂开关NLS都关闭。
在本发明的一实施例中，位于二次侧SEC的二次侧控制器可以依据休息时间TD内电压信号VDET的变化(等同二次侧绕组LS或是第一辅助绕组LA的跨压变化)，适应性地自动调整协助时间，使上臂开关NHS的ZVS最佳化。举例来说，图1中的二次侧控制器106可以依据休息时间TD内的电压信号VDET的变化，来使下一开关周期内的协助时间最佳化。
图6显示用于图1、图5的二次侧控制器的控制方法MS3，控制方法MS3用来使协助时间最佳化。控制方法MS3也可以适用于图5的二次侧控制器206。图7A显示了一开关周期中的协助时间TN1和休息时间TD1；图7B显示了另一开关周期中的协助时间TN2和休息时间TD2。
在图6的步骤SN2中，二次侧控制器106侦测休息时间TD内电压信号VDET的波形是否有出现斜率转折。以图7A为例，同步整流开关NSR先开启协助时间TN1后被关断，使得电压信号VDET能在休息时间TD1中以较小的斜率缓慢地上升。但协助时间TN1比较短，当休息时间TD1结束时，电压信号VDET还没有上升到定值VRI。当休息时间TD1结束，控制信号SH就开启了上臂开关NHS，使电压信号VDET的波形以较大的斜率迅速上升到定值VRI；如此两种斜率变化的差异产生了斜率转折FD，如图7A所示。在一实施例中，二次侧控制器106侦测休息时间TD内电压信号VDET的斜率变化是否大于临界值(threshold)。如果斜率变化超过了临界值，代表斜率转折FD出现了；如果在休息时间TD1内，斜率变化都没有超过临界值，代表斜率转折FD没有出现。斜率转折FD也可以通过别的方法来侦测。举例来说，斜率转折FD显示了电压信号VDET的曲率(curvature)从负变为正。在另一个实施例中，二次侧控制器106可以用两个微分器在休息时间TD1对电压信号VDET进行两次微分就可以产生用来确认斜率转折FD的出现的电压信号VDET的曲率。斜率转折FD的出现意味着上臂开关NHS并没有达到ZVS。因此，在图7A的状况下，步骤SN4将接着步骤SN2，增加下一开关周期中的协助时间。
以图7B为例，相较于协助时间TN1，协助时间TN2比较长，所以在休息时间TD2结束前，因为上臂开关NHS的体二极管(body diode)，上升的电压信号VDET被钳制于定值VRI，确定上臂开关NHS有达到ZVS。在图7B中，电压信号VDET的波形并没有如同图7A中的斜率转折FD。在一实施例中，休息时间TD2内的斜率变化都没有超过临界值，代表斜率转折FD没有出现。在另一个实施例中，对图7B中电压信号VDET进行两次微分可以确认斜率转折FD没有出现，因为电压信号VDET波形的曲率在休息时间TD2内都是负的。所以在图7B的状况下，步骤SN6将接着步骤SN2，减少下一开关周期中的协助时间。
从以上说明可知，图6的控制方法MS3可以使开关周期中的协助时间最佳化，使得协助时间的长度随着开关周期的进展可以大约刚好足够到使斜率转折FD出现或消失，也就是同步整流开关NSR开启导通的协助时间的时间长度刚好提供足够电能，使得上臂开关NHS达到ZVS。
公开号为TW202135452A的专利申请揭露一种适用于有源钳位反激(ActiveClamping Flyback，ACF)电源转换器的调变控制方法，可调整有源钳位开关QQH的导通时间TONH。针对图6的控制方法MS3，调整下一个开关周期的协助时间TN2的另一种可能实施例可参考该专利申请TW202135452A所揭露的依据第一取样值(与辅助绕组电流在谐振期间的峰值PEAK有关)与第三取样值(与一次侧主开关导通时的辅助绕组电流的电流值有关)两者的比较结果，进而调整有源钳位开关QQH的导通时间TONH的实施例细节。
在本发明的一实施例中，位于一次侧PRM的功率控制器可以依据休息时间TD内绕组电压VAUX的变化，适应性地自动调整下一个开关周期的休息时间TD，来使上臂开关NHS的ZVS最佳化。举例来说，图1中的功率控制器104可以依据休息时间TD内绕组电压VAUX的变化，来调整下一开关周期内的休息时间TD的长度。
图8显示用于图1、图5的功率控制器的控制方法MP3，该控制方法MP3用来使休息时间TD最佳化。休息时间TD可以大约控制在绕组电压VAUX出现极值VB时刚好结束。控制方法MP3也可以适用于功率控制器204。图9A显示了一开关周期中的协助时间TN3和休息时间TD3；图9B显示了另一开关周期中的协助时间TN4和休息时间TD4。
在图8的步骤SP20中，功率控制器104记录在休息时间TD内的极值VB。举例来说，可以用峰值保持电路(peak hold circuit)找出在休息时间TD内绕组电压VAUX的最低值记录为极值VB。在步骤SP22中，功率控制器104比较绕组电压VAUX在休息时间TD结束时的结束时刻值与所记录的极值VB之间的差异。如果绕组电压VAUX在休息时间TD结束时与极值VB有显著的差异(大于预设值)，步骤SP24就减少下一开关周期中的休息时间TD。反之，如果绕组电压VAUX在休息时间TD结束时大约等于极值VB，步骤SP26就增加下一开关周期中的休息时间TD。
例如，功率控制器104可以在休息时间TD结束时开始开启上臂开关NHS。但由于短暂延迟，上臂开关NHS在休息时间TD结束时尚未被开启。功率控制器104可以在休息时间TD结束、且上臂开关NHS尚未开启时记录绕组电压VAUX(例如，对绕组电压VAUX进行测量)的结束时刻值，并可将结束时刻值与所记录的极值VB比较。在记录绕组电压VAUX的结束时刻值后，上臂开关NHS被开启。
假定在图9A所显示的开关周期一开始时，功率控制器104所预设的休息时间TD3较长。因此，功率控制器104在休息时间TD3内记录了极值VB，而且是在极值VB出现后才结束了休息时间TD3。因此，图9A中休息时间TD3结束时的绕组电压VAUX将会明显大于极值VB，两者的电压差值大于预设值。依据图8的步骤SP22，步骤SP26将会在下一开关周期减少休息时间TD。
图9B的开关周期中，功率控制器104所预设的休息时间TD4较短，休息时间TD4在绕组电压VAUX即将变化到波谷底部时就已经结束了。所以，在休息时间TD4结束时，绕组电压VAUX大约就等于极值VB，两者的电压差值小于预设值。所以步骤SP26将会在下一开关周期增加休息时间TD。如此，利用绕组电压VAUX在休息时间TD结束时跟极值VB的差异，可以调控休息时间TD，使休息时间TD大约结束于极值VB出现时。
从图9A和9B可知，图8的控制方法MP3可以使得休息时间TD大约结束于绕组电压VAUX位于最低点时。而绕组电压VAUX位于最低点时，表示上臂开关NHS的沟道跨压将会是最小值，此时功率控制器104开启上臂开关NHS，以尽可能地达到ZVS。公开号为TW202135452A的专利申请揭露一种适用于有源钳位反激(Active Clamping Flyback，ACF)电源转换器的调变控制方法，是可调整有源钳位开关QQH与主开关QQL的导通时间之间的死区时间TDEAD的控制方法。针对图6的控制方法MS3，调整下一个开关周期的休息时间TD2的另一种可能实施例可参考该专利申请TW202135452A所揭露的依据第一取样值(与辅助绕组电流在谐振期间的峰值PEAK有关)与第二取样值(与主开关导通前瞬间的辅助绕组电流的电流值有关)两者的比较结果，进而调整有源钳位开关QQH与主开关QQL两者导通时间之间的死区时间TDEAD的实施例细节。
图1和图5中的AHB电源100和200都是以位于二次侧SEC的同步整流开关NSR作为协助开关，在激磁电流IMAG大约为0A时，将协助开关开启一段协助时间，通过二次侧绕组LS使得激磁电流IMAG为负，来协助下一开关周期中上臂开关NHS达成ZVS。但是，本发明并不限于此。
图10显示了依据本发明所实施的AHB电源300的又一实施例。AHB电源300有许多部分跟AHB电源200相同或是相似，可以参照先前的说明而了解，不再累述。AHB电源300在一次侧PRM额外有协助开关NA、辅助电容CAS、以及变压器TF2的第二辅助绕组LA2，它们彼此连接关系如图10所示。功率控制器304产生控制信号SA来控制协助开关NA。辅助电容CAS提供电压VAS。在激磁电流IMAG大约为0A时，协助开关NA开启一段协助时间，通过第二辅助绕组LA2，电压VAS使得激磁电流IMAG为负来协助下一开关周期中上臂开关NHS达成ZVS。
图11显示图10中的AHB电源300操作于DCM时的开关周期TCYC6(从时间点t61到t6E)、以及相关的一些信号波形。图11类似于图2，彼此相同之处不再累述。相较于图2，图11在绕组电压VAUX与控制信号SSR之间额外加入了控制信号SA，控制信号SA的波形代表了协助开关NA的状态。在图11中，功率控制器304依据图10中的补偿信号VCOM确定开启时间TOH6与开关周期的限制时间TBLNK。
如同图11所示，当开关周期的限制时间TBLNK的结束时刻是晚于放电时间TDISP的结束时刻(绕组电压VAUX开始下降的膝点)，类似图3的步骤SS8、SS10，在开关周期的限制时间TBLNK结束后、绕组电压VAUX的波形出现第一个波峰时(时刻t62)，功率控制器304通过控制信号SA将协助开关NA开启协助时间TSA。在协助时间TSA结束经过休息时间TD后(时间点t6E)，功率控制器304结束开关周期TCYC6。在协助时间TSA内，电压VAS通过第二辅助绕组LA2使得激磁电流IMAG为负，如同图11所示。通过将协助开关NA开启导通协助时间TSA，可以使上臂开关NHS两端的电压差降低甚至为0V，协助上臂开关NHS达成ZVS。
与图2不同的是，图11中的控制信号SSR只有开启同步整流开关NSR一次以执行同步整流(开启时间TS61)，并没有在激磁电流IMAG大约为0A后，也即放电时间TDISP结束后，额外开启同步整流开关NSR一段协助时间。换言之，将激磁电流IMAG从0A降低为负值的协助时间在图2中是由同步整流开关NSR所执行，而在图11中是由协助开关NA所执行。相较于图2，图11中的电流ISEC大致都为正的，所以图10的AHB电源300可以减少输出电压VOUT的损耗，比较容易保持输出电压VOUT的稳定。
图12显示图10中的AHB电源300操作于CRM时的开关周期TCYC7(从时间点t71到t7E)、以及相关的一些信号波形。图12类似于图4，彼此相同之处不再累述。相较于图4，图12在绕组电压VAUX与控制信号SSR之间额外加入了控制信号SA，控制信号SA的波形代表了协助开关NA的状态。
比较图12与图4可知，在图4中，将激磁电流IMAG从0A降低为负值的协助时间TS22由同步整流开关NSR所执行，而在图12中，该协助时间TS22则是由协助开关NA所执行的协助时间TSA所取代。
如图11所示，在较早的开关周期TCYC6中，当AHB电源300操作于DCM时，可能因为当下负载16比较重的原因，图11中开关周期的限制时间TBLNK会比较短而早结束，甚至比放电时间TDISP早结束(此句描述未显示于图11)，或是开关周期的限制时间TBLNK的结束时刻会早于绕组电压VAUX从定值VRO下降的膝点的出现时刻(此句描述未显示于图11)。如此依据图3B的步骤SS8，在稍后的开关周期TCYC7中，AHB电源300在下一个开关周期将会变更为操作于CRM。如图3B的流程，步骤SS8选择下一步执行步骤SS12，如图12左半部所示CRM的开关周期TCYC7的波形，在放电时间TDISP结束时，即第一个膝点的发生时刻(时间点t72)，功率控制器304便开启协助开关NA，使协助开关NA导通协助时间TSA。如图12所示，绕组电压VAUX在时间点t72会先因为激磁电流IMAG降为0A而略微下降，出现代表放电时间TDISP的结束时刻的第一个转折膝点；随着协助开关NA紧接着开启导通，绕组电压VAUX便回到定值VRO，等到协助时间TSA结束，绕组电压VAUX出现代表协助开关NA关断的第二个膝点。图12也显示了电流ISEC大致都为正的，所以图10的AHB电源300比较容易保持输出电压VOUT的稳定。
如图12左半部所示，在开关周期TCYC7中，AHB电源300操作于CRM、且开关周期的限制时间TBLNK仍然比代表放电时间TDISP结束的膝点(时间点t72)早结束，如此，依据图3B步骤SS8，在稍后的开关周期中，AHB电源300仍会操作于CRM，如图12右半部所示下一个开关周期的波形。图12中的协助时间TSA可沿用在开关周期TCYC6中，DCM计算所得的协助时间TSA的时间长度。
在前述实施例中，当开关周期的限制时间TBLNK的结束时刻早于(1)放电时间TDISP的结束时刻、或是(2)绕组电压VAUX的膝点的出现时间点，即，当图3B的步骤SS8选择结果下一步是要执行步骤SS12时，触发使下一个开关周期切换到CRM，例如：第六开关周期TCYC6执行步骤SS8的判断结果可使第七开关周期TCYC7改为执行于CRM，第七开关周期TCYC7执行步骤SS8的判断结果可使第八开关周期TCYC8继续执行于CRM(如图12右半部所示)。
在另一实施例中，当功率控制器304内的计时电路运算速度较快、可依据步骤SS8的判断结果即时改变时间长度相关参数时，则当图3B步骤SS8选择下一步是执行步骤SS12时，可即时触发使目前开关周期就切换到CRM，例如：第六开关周期TCYC6执行步骤SS8的判断结果可使第六开关周期TCYC6改为执行于CRM，而第七开关周期TCYC7执行步骤SS8的判断结果可使第七开关周期TCYC7继续执行于CRM。
从另一个角度来看，图10的实施例中，二次侧控制器306只有执行同步整流，并没有协助上臂开关NHS达到ZVS，也没有触发一次侧PRM功率控制器304开始一个新的开关周期。在图10的实施例中，由一次侧功率控制器304执行图6显示的控制方法MS3和图8显示的控制方法MP3，也即，一次侧功率控制器304负责使图11、图12所示的协助时间TSA和休息时间TD最佳化。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求书所做的同等变化和修饰，皆应属于本发明的涵盖范围。

Claims (28)

1.一种用于非对称半桥电源的控制方法，其中，所述非对称半桥电源包括：
谐振电路，包括：
变压器，包括互相电感耦合的主绕组以及协助绕组，和
震荡电容，连接至所述主绕组；
第一臂开关和第二臂开关，串联于输入电源线与输入接地线之间，用于控制所述谐振电路，所述第一臂开关一端与所述第二臂开关一端耦接于输出节点；
第一辅助绕组；以及
协助开关，连接至所述协助绕组；
所述控制方法在一开关周期内，包括：
在所述第一辅助绕组的绕组电压的下降斜率超过预设值后，开始将所述第一臂开关开启第一开启时间；
在所述第一开启时间结束后，将所述第二臂开关开启第二开启时间；
在所述第二开启时间结束后，侦测所述变压器的放电时间；以及
在所述放电时间结束后，将所述协助开关开启协助时间，通过所述协助绕组，以协助下一开关周期中所述第一臂开关达到零电压切换。
2.如权利要求1所述的控制方法，其中，所述第一辅助绕组位于所述变压器的一次侧，所述方法还包括：
在所述协助时间后，将所述第一臂开关、所述第二臂开关以及所述协助开关关闭休息时间；
记录所述休息时间内，所述第一辅助绕组的绕组电压的极值；
在所述休息时间结束时，先记录所述第一辅助绕组的绕组电压的结束时刻值，然后开启所述第一臂开关；以及
依据所述第一辅助绕组的绕组电压的所述极值与所述结束时刻值的差值调整下一开关周期内的所述休息时间。
3.如权利要求1所述的控制方法，其中，所述协助绕组为二次侧绕组，所述主绕组与所述第一辅助绕组均位于一次侧，所述二次侧绕组位于二次侧。
4.如权利要求3所述的控制方法，其中，所述非对称半桥电源还包括位于所述二次侧的同步整流开关，所述同步整流开关用来提供同步整流功能，所述协助开关为所述同步整流开关，所述同步整流开关耦接所述二次侧绕组。
5.如权利要求3所述的控制方法，其中，所述开关周期包括在所述协助时间后到所述开关周期结束前的休息时间，所述控制方法还包括：
依据所述休息时间内所述协助绕组的绕组电压，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
6.如权利要求5所述的控制方法，包括：
依据所述协助绕组的绕组电压的斜率，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
7.如权利要求6所述的控制方法，包括：
当所述协助绕组的绕组电压的所述斜率出现斜率转折时，增加下一开关周期内的所述协助时间。
8.如权利要求1所述的控制方法，其中，所述非对称半桥电源还包括一次侧控制器，所述一次侧控制器在所述第一辅助绕组的绕组电压的下降斜率超过预设值后，开始将所述第一臂开关开启所述第一开启时间。
9.如权利要求8所述的控制方法，其中，基于连续两次开始将所述第一臂开关开启的时刻确定周期时长，所述非对称半桥电源没有光耦合器，且所述一次侧控制器依据先前的开关周期所确定的所述周期时长来调整所述第一开启时间。
10.如权利要求8所述的控制方法，其中，所述非对称半桥电源具有光耦合器，依据位于二次侧的输出电压提供补偿信号给所述一次侧控制器，且所述第一开启时间是依据所述补偿信号而确定。
11.如权利要求1所述的控制方法，其中，所述控制方法在所述开关周期内，包括：
在所述第一开启时间结束后，开启所述协助开关；以及
在所述放电时间结束时，持续将所述协助开关开启所述协助时间。
12.如权利要求1所述的控制方法，其中，所述控制方法在所述开关周期内，包括：
在所述第一开启时间结束后，开启所述协助开关；
在所述放电时间结束后，将所述协助开关关闭无激磁时间；以及
在所述无激磁时间后，将所述协助开关开启所述协助时间。
13.如权利要求1所述的控制方法，还包括：
依据输出电压，提供开关周期的限制时间；
在所述第一开启时间结束后，开启所述协助开关；以及
其中，当所述开关周期的限制时间结束早于所述放电时间结束，则在所述放电时间结束后，持续将所述协助开关开启所述协助时间；
其中，当所述开关周期的限制时间结束晚于所述放电时间结束，则在所述放电时间结束后，先将所述协助开关关闭无激磁时间，并在所述无激磁时间后，将所述协助开关开启所述协助时间。
14.如权利要求1所述的控制方法，其中，所述变压器包括第二辅助绕组，所述协助开关、所述主绕组、所述第一辅助绕组和所述第二辅助绕组均位于一次侧，所述协助绕组为所述第二辅助绕组，且所述协助开关连接于所述第二辅助绕组与辅助电容之间。
15.如权利要求14所述的控制方法，其中，所述开关周期包括在所述协助时间后到所述开关周期结束前的休息时间，所述控制方法还包括：
依据所述休息时间内所述第一辅助绕组的绕组电压，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
16.如权利要求15所述的控制方法，包括：
依据所述第一辅助绕组的绕组电压的斜率，来调整下一开关周期内的所述协助时间。
17.如权利要求16所述的控制方法，包括：
当所述第一辅助绕组的绕组电压的所述斜率出现斜率转折时，增加下一开关周期内的所述协助时间。
18.一种用于非对称半桥电源的控制方法，包括：
非对称地控制第一臂开关的第一开启时间和第二臂开关的第二开启时间，以使输入电压通过变压器的主绕组和二次侧绕组转换为输出电压，其中，所述第一臂开关和第二臂开关控制谐振电路，所述谐振电路包括所述变压器和震荡电容，所述二次侧绕组连接至同步整流开关；
依据所述输出电压，提供开关周期的限制时间；
在所述开关周期的限制时间后，将所述同步整流开关开启协助时间；以及
在将所述同步整流开关开启所述协助时间的步骤后，开启所述第一臂开关，以开始一开关周期；
其中，所述变压器还包括第一辅助绕组，所述控制方法还包括：
侦测所述第一辅助绕组的绕组电压，其中，在所述第二臂开关的第二开启时间内，所述第一辅助绕组的绕组电压大约为定值；以及
依据所述绕组电压，开始所述开关周期，其中，所述开关周期开始于所述绕组电压符合触发条件后，且所述触发条件为在所述绕组电压脱离定值时、且所述绕组电压的下降斜率大于预设值。
19.一种非对称半桥电源，用于将位于一次侧的输入电压转换为二次侧的输出电压，所述非对称半桥电源包括：
谐振电路，包括：
变压器，包括主绕组、第一辅助绕组以及协助绕组，和
震荡电容，连接至所述主绕组；
第一臂开关和第二臂开关，位于所述一次侧，串联于输入电源线与输入接地线之间，用于控制流经所述谐振电路的激磁电流；
协助开关，连接至所述协助绕组；以及
功率控制器，用于在一开关周期中，先将所述第一臂开关开启第一开启时间，后将所述第二臂开关开启第二开启时间，其中，所述功率控制器在所述第一辅助绕组的绕组电压的下降斜率超过预设值后，开始将所述第一臂开关开启所述第一开启时间；
其中，在所述变压器的放电时间结束后，所述协助开关被开启协助时间，以协助下一开关周期中所述第一臂开关和所述第二臂开关其中之一达到零电压切换。
20.如权利要求19所述的非对称半桥电源，其中，所述协助时间后至下一开关周期开始为休息时间，且所述功率控制器用于依据所述第一辅助绕组的绕组电压，调整所述休息时间。
21.如权利要求19所述的非对称半桥电源，其中，所述协助绕组为二次侧绕组，且所述协助开关为同步整流开关，所述同步整流开关连接至所述二次侧绕组。
22.如权利要求21所述的非对称半桥电源，还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述二次侧控制器用于在所述第一开启时间结束后，开启所述同步整流开关，以及在所述放电时间结束后，所述二次侧控制器将所述同步整流开关持续开启所述协助时间。
23.如权利要求21所述的非对称半桥电源，还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述二次侧控制器用于进行以下步骤：
在所述第一开启时间结束后，开启所述同步整流开关；
在所述放电时间结束后，将所述同步整流开关关闭无激磁时间；以及
在所述无激磁时间后，将所述同步整流开关开启所述协助时间。
24.如权利要求21所述的非对称半桥电源，还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，所述协助时间后至下一开关周期开始为休息时间，且所述二次侧控制器用于依据所述休息时间内所述二次侧绕组的电压信号，来调整下一开关周期的所述协助时间。
25.如权利要求21所述的非对称半桥电源，还包括控制所述同步整流开关的二次侧控制器，且所述二次侧控制器用于通过所述协助时间结束后所述第一辅助绕组的绕组电压，触发所述功率控制器开始下一开关周期。
26.如权利要求21所述的非对称半桥电源，其中，所述非对称半桥电源为无光耦合构架，且所述第一开启时间是依据先前的开关周期而确定。
27.如权利要求21所述的非对称半桥电源，其中，所述非对称半桥电源包括光耦合器，所述光耦合器用于向所述一次侧提供补偿信号，且所述第一开启时间是依据所述补偿信号而确定。
28.如权利要求19所述的非对称半桥电源，其中，所述协助绕组为位于所述一次侧的第二辅助绕组，所述变压器还包括二次侧绕组，所述二次侧绕组连接至同步整流开关，所述协助开关连接于所述第二辅助绕组与辅助电容之间。
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