[go: up one dir, main page]

CN1152818A - 调制器及其使用的频率倍增器 - Google Patents

调制器及其使用的频率倍增器 Download PDF

Info

Publication number
CN1152818A
CN1152818A CN96111386A CN96111386A CN1152818A CN 1152818 A CN1152818 A CN 1152818A CN 96111386 A CN96111386 A CN 96111386A CN 96111386 A CN96111386 A CN 96111386A CN 1152818 A CN1152818 A CN 1152818A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
mentioned
frequency
output
frequency multiplier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN96111386A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1074607C (zh
Inventor
藤井良太
原正大
水野守明
高森稔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of CN1152818A publication Critical patent/CN1152818A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1074607C publication Critical patent/CN1074607C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
    • H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/10—Angle modulation by means of variable impedance
    • H03C3/12—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element
    • H03C3/22—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element the element being a semiconductor diode, e.g. varicap diode
    • H03C3/222—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element the element being a semiconductor diode, e.g. varicap diode using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
    • H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
    • H03C2200/0058—Quadrature arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
    • H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
    • H03C2200/0066—Reduction of carrier leakage or the suppression of the carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplitude Modulation (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

有效抑制载频泄漏的调制器。包括倍频器(32)，移相器(33)和正交调制器(92)。频率倍频器输出两倍于第一载频信号频率的互补信号。移相器分离倍频器的输出信号频率，产生许多相位彼此偏移90度的第二载频信号。正交调制器接收输入信号和来自移相器的第二载频信号，并输出将输入信号与第二载频信号相组合获得的信号。倍频器具有一个包含差动电路(41)的输入电路部分。差动输入部分接收作为第一载频信号的互补信号。正交调制器具有包括差动电路(96或97)的输出电路部分。

Description

调制器及其使用的频率倍增器
本发明涉及在数字移动通信设备中使用的调制器，特别是在调制器中用到的频率倍增器。数字移动通信设备配置了多种多样的应用。调制器是数字移动通信设备的基本部件之一。为了能精确的调制，需要抑制调制器中的载频泄漏。
图1所示的是在数字移动通信设备中用到的传统模块11。模块11是一个正交调制类型，它包括一个频率倍增器12，具有触发器移相器13和正交调制器14。
频率倍增器12接收如图3所示的载频信号LO，并且把信号2LO输出到移相器13。信号2LO的频率是载频信号LO频率的2倍。移相器把信号2LO的频率＝合频，产生彼此偏移90度的载频信号LO0、LO90、LO180和LO270，并且发送这些载频信号给正交调制器14。载频信号LO0和LO180是彼此互补的，而载频信号LO90和LO270是彼些互补的，“LO”之后的数字表示相对角度。
正交调制器14包括一对调制混合器15和16，以及加法器17。第一个混合器15用载频信号LO0和LO180乘以一个基带信号I，产生它的组合的调制信号。第二个混合器16用载频信号LO90和LO270乘以一个基带信号Q，产生它们组合调制信号。加法器17把混合器15和16的输出信号加到一起，生成输出信号MF。
图2说明一般的调制器的输出信号MF的SSB(单边带)频谱波形。这个SSB频谱表示在载频信号LO的频率上出现的载频泄漏CL0调制信号Pout由基带信号I和Q的频率fa的总量，以此载频信号LO高的频率出现。一个图象抑制IR由基带信号I和Q的频率fa的总量，在此载频信号LO的小的频率上出现。这个图象抑制IR是假定正交调制器的移相器性能的内部电路(I侧和Q侧)轴对称。
图1表示在调制器11中的移相器13，基于在倍频器12的输出信号2LO产生相位差的四个载频信号LO0、LO90、LO180、LO270。根据载频信号LO的相位和载频信号LO0的相位关系，存在两种情况。第一种情况，如图3所示，当载频信号LO提高时，载频信号LO0也提高。第二种情况，如图5所示，当载频信号LO下降时，载频信号LO0提高。也就是说，存在着载频信号LO和载频信号LO0同相的情况和相位相反的情况。当如图3所示的载频信号LO和载频信号LO同相时，输出信号MF的载频泄漏CL的功率电平如图4中表示的SSB频谱波形变小。载频泄漏CL的小功率电平与调制器11的恰当操作及联系。如图5所示，当载频信号LO与载频信号LO0的相位相反时，输出信号MF的载频泄漏CL的功率电平如图6中SSB频谱波形表示的变大。载频泄漏CL的大功率电平是调制器11不恰当操作结果。
图7表示的是另一个传统的调制器21，它是一个正交调制类型，并具有倍频器22，一个包括有触发器的移相器23和与图1所示相同的正交调制器14。
倍频器22接收如图3所示的载频信号LO，并且把互补信号2LO和2LOX输出到移相器23。补偿信号2LO和2LOX是通过信频两个载频信号获得的。移相器23把两个信号2LO和2LOX的频率分离，生成载波信号LO、LO90、LO180和LO270，它们的相位相互偏移了90度，移位器23把这些载频信号发送给正交调制器14。
调制器21也有两种工作情况。第一种情况，载频信号LO和载频信号LO0同相，另一种情况，这些载频信号彼此反相。因此，当载频信号LO的相位与载频信号LO0的相位相反时，输出信号MF的载频泄漏CL的功率电平变大，这是由调制器21的不恰当的操作产生的。
广义上讲，本发明是关于在不考虑从移相器输出的载频信号的相位情况下，抑制载频泄漏的调制器能力。本发明还涉及在调制器中用到的倍频器能力。本发明还涉及在调制器中用到的倍频器。
根据本发明，调制器包括一个倍频器，一个移相器和一个正交调制器。倍频器输出补偿信号，这些信号的频率是第一个载频信号频率的两倍。移相器分离倍频器输出信号的频率，生成许多第二载频信号，第二载频信号的相位彼此移位90度。正交调制器接收一个输出信号和从移相器来的第二载频信号，并且通过输入信号与第二载频信号组合，获取输出信号。倍频器有一个包括一个差动电路的差动输入部分。差动输入部分接收作为第一载频信号的互补信号。更可取的是正交调制器有一个包括一个差动电路的输出部分。依照本发明的调制器，互补载频的泄漏趋向于彼此抵消，这一载频泄漏对整个调制器都是潜在的，在这个调制器中，抑制或减少载频泄漏正交噪声的产生。
依照本发明的倍频器具有一个信号变换器和一个模拟的倍频器，它产生一个信号，它的频率是输入电压信号频率的两位。基于输入电压信号，信号变换器产生具有90度相位差的第一和第二信号。模拟倍频器包括基于第一个信号的可操作的第一和第二个差动电路，和基于第二信号交替使能第一和第二差动电路的第二差动电路。模拟倍频器把第一个和第二个信号组合起来，产生输入电压信号的两信频的一个频率信号。体现本发明的倍频器执行一个低寄生频率倍频器操作。
本发明的其他方面和优点将从下面详细描述中，参照附图，通过例子阐述本发明原理的方式体现出来。
附图的简单描述。
本发明及其目的和优点可以通过参照优选的实施例和附图的下列描述得以更好的理解，其中：
图1所示的是一个表示传统调制器的电路图；
图2表示的是一个一般调制器输出的SSB频谱波形图；
图3是图1所示的调制器的信号的波形图；
图4是对应图3所示信号的SSB频谱波形图；
图5是图1所示的调制器信号的波形图；
图6是对应图54所示信号的SSB光频波形图；
图7所示的是另一个传统调制器的电路图；
图8说明依照本发明的第一个实施例的调制器的电路图；
图9是图8中所示的倍频器的电路图；
图10是描述图8中的移相器的电路图；
图11是图8中所示的调制混频器的电路图；
图12表示的是图8中加法器的电路图；
图13是图8中所示的调制器信号的波形图；
图14是图8中调制器输出的SSB频谱波形图；
图15是说明依照本发明第二个实施例的调制器电路图；
图16是图15的调制混频器的电路图；
图17所示的是图15的加法器的电路图；
图18是说明依照本发明第三个实施例的电路图；
图19是图18的倍频器的电路图；
图20所示的是图18的加法器的电路图；
图21是说明依照本发明的第四个实施例的倍频器的电路图；
图22是依照本发明第五个实施例的间接调制类型调制器的电路图；
图23所示的是依照本发明的第六个实施例的数字便携电路的前端电路部分；
图24所示的是依照本发明的第七个实施例的数字便携电路的前端电路部分；
图25所示的是依照本发明的第八个实施例的调制器的电路图；
图26所示的是图25中的倍频器的电路图；
图27是说明依照本发明的第九个实施例的倍频器的电路图；
图28是倍频器的详细电路图；
图29A是图28所示的频率多路复用器用到的电容的平面视图；
图29B是图29A中沿线29B-29B的交叉部分的视图；
图29C是另一个电容的平面视图；
图30是表示倍频器的单独信号的相位间关系的矢量图；
图31是说明依照本发明第十个实施例的倍频器的电路图；
图32是依照本发明第十一个实施例的倍频器的电路图；
优选实施例的详细描述。
第一个实施例
参照图8至14，现在将描述依照本发明的第一个实施例的调制器。如图8所示，用于数字移动通信设备的正交调制类型的调制器31具有一个倍频器32，一个由触发器组成的移相器，和一个正交调制器34。
倍频器32接收互补载频信号LO和LOX(见图13)，并且生成频率是载频信号LO和LOX的两倍的互补信号2LO和2LOX。然后这个互补信号2LO和2LOX输出到移相器33。如图9所示，倍频器32具有一个输入差动电路41，一个射极跟随器电路42，一个模拟倍频器43和输出缓冲器44。
差动电路41有一对发射极耦合NPN晶体管组成，分别耦合互补的载频信号LO和LOX。差动电路41放大载频信号LO和LOX，然后把互补的放大信号发送给射极跟随器电路42和模拟倍频器43。
射极跟随器电路42包括一对NPN晶体管，它具有与载频信号LO和LOX的信号频率相同的互补信号，从它们的发射给模拟的倍频器43。
模拟倍频器43具有第一、第二和第三差动电路45、46和47。第三差动电路47的一对NPN晶体管接收射极跟随器电路42的互补输出。第三差动电路47基于射极跟随器电路42的互补输出交替地使能第一和第二差动电路45和46。当第三差动电路47使能时，第一和第二差动电路45和46从差动电路41的信号被互补放大信号的基础上操作，并且把互补信号输出给输出缓冲器44。输出缓冲器44在第一和第二个差动电路45和46输出信号的基础上，输出互补信号2LO和2LOX。
图8所示的移相器33从倍频器32接收输出信号2LO和2LOX，并且把两个输出信号2LO频率分隔，产生载频信号LO、LO90、LO180、LO270，它们的相位彼此偏移90度。那些载频信号发送给正交调制器34。载频信号LO、LO90、LO180、LO270的频率与载频信号LO的频率相同。载频信号LO0和LO180彼此互补，载频信号LO90和LO270彼此互补。
正如图10详细说明的，移相器33包括偏压产生器51和一个频率分隔器56。偏压产生器51具有三个NPN晶体管52，53和54。NPN晶体管53和54由电流反射镜电路构成。NPN晶体管52有一个集电极被连接到电源Vcc，发射极通过电阻被连接到NPN晶体管53的集电极，由参考信号VB1，的供给基极。NPN晶体管33的基极被连接到它的集电极，发射极通过电阻连接到地GND。NPN晶体管54的集电极通过电阻连接到电源Vcc，发射极通过电阻连接到地GND和被连接到NPN晶体管53的集电极的基极。
在参考信号VB1的基础上，同样的电流流经NPN晶体管53和54。结果，NPN晶体管53为频率分隔器56提供一个作为偏压的参考信号VB2，而NPN晶体管54为频率分隔器56提供一个作为偏压的参考信号VB3。
频率分隔器56具有四个差动电路57、58、59和60，一个激活电路61，一个射极跟随器电路64，和许多激活晶体管67、68和69，每个晶体管都包括有一个NPN晶体管。
这个激活电路61具有两个差动电路62和63。为每个差动电路62和63中的一对NPN晶体管中的一个基极提供参考信号VB3和输出信号2LO，并且为每个差动电路62或63的另一个NPN晶体管的基极提供参考信号VB3和输出信号2LOX。
当基于参考信号VB2激活晶体管67、68、和69被打开时，频率分隔器56被使能。然后，根据输出信号2LO和2LOX激活电路61交替使能一对差动电路57和60以及一对差动电路58和59。
射极跟随器电路64具有4个NPN晶体管71，72，73和74。在4个差动电路57～60操作的基础上，控制NPN晶体管71～74的开关作用，产生载频信号LO、LO90、LO180、LO270。它们的频率是输出信号2LO和2LOX的频率的一半。
图8所示的正交调制器34具有一对调制混频器35和36以及一个加法器37。第一个调制混频器35由载频信号LO0和LO180乘一个基带信号I作为一个数字输入信号，来产生一个调制信号V1。第二个调制混频器36由载频信号LO90和LO270乘一个基带信号Q作为一个数字输入信号，来产生一个调制信号V2。
图11所示，第一个调制混频器35具有差动电路81和82以及一个激活电路83。激活电路83具有一对NPN晶体管，它的反射极通过一个电阻连接在一起。为NPN晶体管的一个基极提供一个基带信号I，并且为NPN晶体管的另一个基极提供一个参考信号VB4。在基带信号I和参考信号VB4的基础上，激活电路83交替使能差动电路81和82。在每个差动电路81和82中对NPN晶体管中的一个基极提供载频信号LO0，并且为差动电路81或82中的另一个NPN晶体管的基极提供载频信号LO180。当由激活电路83使能时，在互补的载频信号LO0和LO180的基础上，操作差动电路81和82产生调制信号V1。
第二个调制混频器36具有与第一个调制混频器35相同的结构。为激活电路83的NPN晶体管对的一个基极提供基带信号Q，为另一个NPN晶体管的基极提供参考信VB4。为在每个差动电路81和82中的NPN晶体管对中的一个的基极提供载频信号LO90，为差动电路81或82的另一个NPN晶体管的基极提供载频信号LO270。当激活电路83使能时，第二个调制混频器36中差动电路81和82在互补载波信号LO90和LO270的基础上操作，产生调整信号V2。
加法器37从两个混频器35和36的调制信号V1和V2相加来产生一个输出信号MF。如图12所示，加法器37具有第一个和第二个差动电路85，86和一个射极跟随器电路87作为输出部分。
第一个差动电路85具有一对NPN晶体管，它们发射极通过电阻连接在一起。把调制信号V1提供给一个NPN晶体管的基极，把参考信号VB5提供给另一个NPN晶体管的基极。第一个差动电路85在参考信号VB5的基础上获得放大的调制信号V1，提供给射极跟随器电路87。
同样，第二个差动电路86具有一对发射极通过电阻连在一起的NPN晶体管。把调制信号V2提供给一个NPN晶体管的基极，把参考信号VB5提供给另一个晶体管的基极。第二个差动电路86在参考信号VB5的基础上获得放大的调制信号V2，提供射极跟随器电路87。射极跟随器电路87具有从在差动电路85和86的输出信号基础上发射极输出信号MF输出的单个NPN晶体管。
根据第一个实施例的调制器31，倍频器32接收互补载频信号LO和LOX，并且在载频信号LO和LOX的基础上，发送互补输出信号2LO和2LOX。移相器33从倍频器32，基于互补输出信号2LO和2LOX产生相位差的载频信号LO、LO90、LO180和LO270。因此，载频信号LO的部分泄漏和载频信号LOX的部分泄漏可以互相抵消，这样，如图13所示，减少了载频泄漏CL的振幅电平，这两种泄漏对调制器31都是潜在的。因此，如图14的SSB频谱指示的，可以抑制从输出信号MF来的载频泄漏CL的电平。从而使调制器31可以恰当地操作。
第二个实施例。
参照图15到17，现在将描述本发明的第二个实施例。为了避免过多的描述，对于与第一个实施例相应的成份相同的部分，第二个实施例被赋予相似或相同的参考号。
如图15所示，依照第二个实施例的调制器91是一种正交调制类型，并且具有一个倍频器32，一个移相器33和一个正交调制器92。正交调制器92包括第一个和第二个调制混频器93和94以及一个加法器95。
如图16所示，第一个调制混频器93与图11所示的混频器35不同，从每个差动电路81和82的NPN晶体管对的集电极输出互补调制信号V1和V1X。同样，第二个调制混频器94具有与第一个调制混频器93相同的结构，并且它从差动电路81或82中的NPN晶体管对的集电极输出互补调制信号V2和V2x。
如图17所示，加法器95具有第一个和第二个差动电路96和97以及作为输出部分的射极跟随器电路98。第一个差动电路96和图12所示的差动电路不同，互补调制信号V1和V1x被输入到它的NPN晶体管对的基极。第二个差动电路97与图12所示的差动电路86不同，互补的调制信号V2和V2x被输入到NPN晶体管对的基极。射极输出电路98具有差动输出结构，有一对NPN晶体管，基于差动电路96和97的输出信号从发射极互补的输出信号MF和MFX。
依照第二个实施例的调制器91，倍频器32接收互补的载频信号LO和LOX，以及正交调制器92的加法器95输出互补的输出信号MF和MFX。因此，载频信号LO的部分泄漏和载频信号LOX的部分泄漏可以相互抵消，这两种泄漏对于调制器91是潜在的。这样，进一步抑制了由输出信号MF和MFX产生的载频泄漏。结果使调制器91可以更适当的操作。
第三个实施例。
参照图18到20，现在将描述本发明的第三个实施例。第三实施例与第一个和第二个实施例的相应部分相同之处，赋予相似或相同的引用号。
如图18所示，依照第三实施例的调制器101，是一个正交调制类型，并且它具有一个倍频器102，与前面提到的相同类型的移相器33，一个正交调制器103和一个球形(balloon)线圈105。正如图19详细描述的，倍频器102包括一个输入差动电路107，一个射极跟随器电路42，一个模拟倍频器43和一个输出缓冲器44。
差动电路107具有一个射极耦合的NPN晶体管对。一个NPN晶体管的基极提供载频信号LO，另一个NPN晶体管的基极通过一个电容108连接到地GND。差动电路107为射极跟随器电路42和模拟倍频器43提供了通过放大载频信号LO获得的互补的放大信号。
射极跟随器电路42，模拟倍频器43和输出缓冲器44已经在前面第一个实施例中描述过了。输出缓冲器44输出由两个载频信号LO倍频获得两个互补信号2LO和2LOX。
如图18所示的正交调制器具有前面提到的那对调制混频器35和36和一个加法器104。正如在图20中详细描述的，加法器104具有前面提到的差动电路85和86以及作为输出部分的射极跟随器电路110。射极跟随器电路110在差动电路85和86的输出信号基础上使用一个差动输出结构，这个结构具有一对NPN晶体管，从这对NPN晶体管的发射极互补输出信号MF和MFX。
图184所示的球形(balloon)线圈由初级和次级线圈组成。互补的输出信号MF和MFX供给初级线圈的两端，而次级线圈一端接地GND，另一端作为输出端。球形线圈105把互补输出信号MF和MFX合成起来从次级线圈输出信号MF。
依照第三个实施例的调制器101，倍频器102接收载频信号LO，并且输出互补的输出信号2LO和2LOX，正交调制器103的加法器104输出互补的输出信号MF和MFX。因此，载频信号LO的部分泄漏与载频信号LOX的部分泄漏的相互抵消，可以抑制输出信号MF和MFX产生的载频泄漏。相应地，调制器101可以更恰当地操作。
第四个实施例
参照图21，现在将描述本发明的第四个实施例。为避免过多描述，第四个实施例中与第一到第三个实施例相应的相同部分被赋予了相同或相似的参考号。
图21说明了另一个倍频器112，它可以替换第三个实施例中调制器101的倍频器102。这个倍频器112具有一个输入电路113，一个模拟倍频器114和一个输出缓冲器44。
输入电路包括NPN晶体管115和116。NPN晶体管115具有连接到电源Vcc的集电极，一个通过恒流源连到地GND的发射极和输入前面的提到的载频信号LO的基极。NPN晶体管116具有连接到电源Vcc的集电极，一个经恒流源连到GND的发射极和一个与NPN晶体管115的集电极相连的基极。输入电路113发送由NPN晶体管115和116获得的载频电位转换信号给模拟倍频器114。
模拟倍频器114具有前面提到的第一到第三个差动电路45，46和47。在第一和第二个差动电路45和46的NPN晶体管对之一的基级，供给一个参考信号和经过电容118提供的NPN晶体管116的输出信号。差动电路45或46另一个NPN晶体管的基极提供的参考信号并且通过电容119连接到地GND。由电阻120和电容121为第三个差动电路47的NPN晶体管对之一的基极提供晶体管116的输出信号，电阻120和电容121是串联的。差动电路47的另一个晶体管的基极提供了参考信号并通过电容122接地。在输入电路113和模拟倍频器114操作的基础上，输出缓冲器44输出由倍频器两个载频信号LO的频率获得的互补信号2LO和2LOX。
第五个实施例
参考图22，下面将描述本发明的第五个实施例为了避免重复，第五个实例中与第二个实施例相应相同成份赋予了相似或相同的引用号。
第五个实施例是一个间接调制类型的调制器，它具有耦合到图15所示的调制器91的输出侧的传输混频器125。传输混频器125具有一个差动输入部分和一个差动输出部分。传输混频器125的输入部分是差动耦合到调制器91，调制器91输出互补信号MF和MFX。传输混频器125用第二个载频信号LO2组合输出信号MF和MFX来提供互补信号。
根据这个实施例，载频信号LO的部分泄漏与载频信号LOX的部分泄漏相互抵消可以抑制由传输混频器125的输出信号MF和MFX的载频泄漏。这两个泄漏对于包括调制器91和传输混频器125的间接调制类型的调制器都是潜在的。相应地，间接调制类型的调制器可以恰当地操作。
第六个实施例
参照图23，下面讨论本发明的第六个实施例。图23是表示作为数字移动通讯设备的PDC(个人数字蜂窝)型数字便携电话的前端部分。在前端部分，加入第一个实施例的调制器31(见图8)。
调制解调器(modulator-demodulator)131把模拟语音信号转换成并行的数字信号，然后执行并行数字信号的串行转换，产生基带信号I和Q，这两个基带信号的相位彼此偏移90度，基带信号I和Q供给调制器31。
在由一个来说明的晶体振盈器产生的振盈信号OSC和由压控振盈器(VCO)146产生的载频信号LO和LOX的基础上，PLL合成器144输出电压信号D01，以便把载频信号LO的频率置为一个预定值。低通滤波器(LPF)145平滑PLL合成器144提供的电压信号D01，并且为压控振盈器(VCO)146提供一个控制电压信号VT1，作为振盈频率互补信号。利用控制电压信号VT1的电压值控制互补载频信号LO和LOX的频率。VCO146发送互补载频信号LO和LOX给调制器31和接收混频器138。
调制器31把载频信号LO与基带信号I和Q相组合，产生输出信号MF。一个带通滤波器(BPF)132通过调制器31的输出信号MF中的预定频率的信号成份。驱动器放大器133放大BPF132的输出信号，功率放大器134更进一步放大驱动器放大器133的输出信号。从天线143经开关135的发送侧TX传送功率放大器134的输出信号。
经开关135的接收侧RX，把在天线143接收的信号传送到一个低噪声放大器(LA)136。低噪音放大器136放大接收信号。BPF137通过低噪声放大器136的输出信号的预定频带的信号成份。
接收混频器138从BPF137的输出信号除去载频信号LO，以减少接收信号的频率。BOF139通过接收混合器138输出信号的预定频带的信号成份，以便消除噪音。
在前面的提到的从VCO149输出的振盈信号DSC和振盈信号LO3，PLL合成器147输出电压信号DO3把振盈信号LO3的频率置为预定值。LPF148平滑由PLL合成器147得到的电压信号DO3，并且为VCO149提供一个控制电压信号VT3作为一个振盈频率校正信号。利用控制电压信号VT3的电压值来控制振盈信号LO3的频率。VCD149把振盈信号LO3发关给接收中间混频器140。
接收中间混频器140从BPF139输出信号的频率除去振盈信号LO3的频率，以便更进一步减少接收信号的频率。BPF141通过接收中间混合器140的输出信号中预定频宽的信号成份。放大器142放大BPF141的输出信号，并且把放大信号发送给调制解调器131。调制解调器131解调放大器142的输出信号产生相位彼此偏移90度基带信号I和Q。
依照第六个实施例，PDC类型数字便携电话使用调制器31，调制器31操作有效地抑制了由输出信号MF产生的载频泄漏。结果使PDC类型数字便携电话具有极好的通信性能。
第七个实施例
参照图24，现在将讨论本发明的第七个实施例。为避免重复描述，第七个实施例中与第六个实施例相应成份的相同部分赋予了相似或相同的引用号。图24表示的是作为数字移动通信设备的PHS(个人手持电话系统)型的数字便携电话的前端电路部分。第五个实施例的间接调制型调制器(见图22)被编入这个前端电路部分。
前端电路部分具有一个PLC合成器144，LPF145和VCD146。VCD146把互补载频信号LO和LOX发送给调制器91。调制器91把载频信号LO与基带信号I和Q混合，产生互补的输出信号MF和MFX。
基于在从未说明的晶体振盈器产生的振盈信号OSC和由VCD153输出的第二载频信号LO2，PLL合成器151输出电压信号DO2把载频信号LO2的频率置为预定值。LPF152平滑PLL合成器151产生的电压信号DO2，并且为VCO153提供控制电压信号VT2作为振盈频率校正信号。VCO153生成第二载频信号LO2，该信号具有依照控制电压信号VT2的电压值确定的频率。第二载频信号LO2也被发送到发送混合器125并且通过BPF154到接收混合器135。
发送混合器125把输出信号MF和MFX与第二载频信号LO2相混合，以产生互补的输出信号。BPF132通过发送混合器125的每个输出信号的预定频带的信号成份。由驱动器放大器133和功率放大器134放大BPF132的输出信号，被放大的信号源开关135的发送侧TX从天线143发送。
天线143接收的信号经开关135的接收侧RX送至低噪声放大器(LA)136。LA136放大接收信号。BPF137通过LA136的输出信号中预定频带的信号成份。接收混频器155从BPF137的输出信号减去BPF154的输出信号LO2，以减小接收信号的频率。BPF139通过接收混频器155的输出信号中的预定频带的信号成份，以便消除噪音。
接收中间混频器156从BPF139的输出信号中减去振盈信号LO4，以便能进一步减少接收信号的频率。BPF141通过接收中间混频器156的输出信号中预定频带的信号成份。由放大器142放大BPF141的输出信号，并把这个被放大的信号送到调制解调器131。调制解调器131解调放大器142的输出信号，以便产生基带信号I和Q，这两个信号的相位彼此偏移90度。
根据第七个实施例，PHS型的数字便携电话采用调制器91，调制器91可以有效地抑制由输出信号MF和MFX产生的载频泄漏。结果使PHS型数字便携电话具有极好的通信性能。
第八个实施例
参照图25和26，下面将描述本发明的第八个实施例。图25表示的是数字移动通信设备中用到的正交调制型的调制器161。调制器161具有一个倍频器162，一个由触发器组成的移相器163和正交调制器164。
倍频器162包括一个信号变换器166和一个模拟倍频器167。信号变换器166接收载频信号L作为一个电压信号，并且发送给模拟倍频器167第一和第二个信号，这两个信号具有与载频信号，L相同的频率，并且它们之间有90度的相位差。在来自信号变换器166的第一个和第二个信号的基础上，模拟倍频器167产生互补的信号D和/D的，它们的频率是载频信号L频率的两倍。互补信号D和/D提供给移相器163。
移相器163分离两个输出信号D的频率，以便产生载频信号L0，L90，L180和L270，它们的相位彼此偏移90度。载频信号L0和L180是互补的，并且载频信号L90和L270也是互补的。这些载频信号被发送给正交调制器164。
正交调制器164具有第一个和第二个调制混频器169和170和加法器171。第一个调制混频器169把作为调制信号的带宽信号I与载频信号L0和L180相混合产生调制信号V11。第二个调制混频器170把作为调制信号的带宽信号Q与载波信号L90和L270相混合产生调制信号V120加法器171从混频器167和170来的调制信号V11和V12加起来产生输出信号MF1。
图26表示倍频器201的详细情况，倍频器201可以用作图25所示的倍频器162。倍频器201具有用作信号变换的高通滤波器(HPF)202。和低通滤波器(LPF)203，和作为吉伯(Gllbert)单元混频器的模拟倍频器204。倍频器201发出互补的输出信号D1和D1，这些输出信号通过双信载频信号L1的频率，以电压信号获得。
HPF202设计成一个包括电容C1和电阻R1组成的差动电路，它具有一个1/(2πC1R1)HZ的截止频率。LPF203设计成包括一个电阻R2和一个电容C2的积分电路。要设置电容C1和C2的值以及电阻R1和R2的值，以便使HPF202和LPF203的截止彼此相等。
HPF202通过频率等于或大于HPF202的截止频率载频信号L1的成份，并且把电压信号L11(它的相位超前载频信号L1的相位)输入到模拟倍频器204，LPF203通过频率小于等于LPF203的截止频率的载频信号L1的成份，并且把电压信号L12(它的相位滞后载频信号L1的相位)输入到模拟倍频器204。
如果载频信号L1的频率等于HPF202和LPF203的截止频率，电压信号L11的相位超前载频信号L1的相位45度，电压信号L12比载频信号的相位滞后45度。因此电压信号L11和L12之间的相位差是90度。
模拟倍频器204具有第一个到第三个差动电路205，206和207，一个恒定电流电路208以及电阻R3和R4。第一个差动电路205具有一对NPN晶体管T1和T2，并且第二个差动电路206具有一对NPN晶体管T3和T4。把电压信号L11输入到NPN晶体管T1和T4的基极，并且通过电阻R1把参考信号VB11输入到NPN晶体管T1和T4的基极。通过电阻R5，参考信号VB11还被输入到NPN晶体管T1和T3的基极。
第三个差动电路207具有一对NPN晶体管T5和T6。电压信号L12经电容C3输入到NPN晶体管T5的基极，参考信号VB12经电阻R7被输入到NPN晶体管T5的基极。参考信号VB12还经电阻R6输入到NPN晶体管T6的基极。
在电压信号L12的基础上，第三个差动电路207交替使能第一个和第二个差动电路205和206。在电压信号L11的基础上，第一个差动电路205的NPN晶体管T1和T2被交替打开，并在电压信号L11的基础上，  第二个差动电路206的NPN晶体管T3和T4被交替打开。结果，通过电压信号V12与电压信号V11相乘获得载频信号L1两倍频率的信号(如信号/D1)，从NPN晶体管T2和T4的集电极输出。相似地，通过电压信号V12与电压信号V11相乘获得载频信号L1两倍频率的信号(如信号/D1)，从晶体管T1和T3的集电极输出。
第九个实施例
参照图27到30，下面将描述本发明的第九个实施例。图27说明倍频器211的图解结构，倍频器211可以用在第八个实施例的调制器161中。这个倍频器211具有一个信号转换器212和模拟倍频器213。
信号转换器212输出具有一个预定频率的载频信号L2作为第一个信号，并且在这个载频信号L2的基础上，生成一个电流信号L22作为第二个信号。电流信号L22的相位超前于载频信号L2的相位。信号转换器212具有一个二级管217和电容218。二极管217产生比由基极一发射极低载频信号L2电位的电压信号L21。电容218把电压信号L21(是AC信号)转换成相位超前于电压信号L2190度的电流信号L22。然后，电流信号L22提供给模拟倍频器213。
模拟倍频器213包括第一，第二和第三个差动电路214，215和216。差动电路214和215根据载频信号L2工作。第三个差动电路216响应电流信号L22，交替使能两个差动电路214和215。模拟倍频器213经电压信号L2和电流信号L22彼此倍频，产生互补的信号D2和/D2，它们的频率是电压信号频率的两倍。
参照图28，29A，29B，29C和30，现在将给出倍频器221的描述，它是在图27所示的倍频器211的改进。
倍频器221具有一个信号转换器223和模拟倍频器224。信号转换器223接收一个载频信号L2的电压信号，并且把它作为第一个信号输出，信号转换器223把载频信号L2转换成电流信号L22作为第二个信号，第二个信号的相位超前载频信号L2的相位。信号转换器223包括NPN晶体管T11和T12，电容C11和电阻R11。提供NPN晶体管T11作为一个射极跟随器电路。
第一个NPN晶体管T11有一个集电极连接到高电位的电源Vcc和接到电容C11的发射极，以及基极接到信号源228，从那里接收载频信号的L2。第一个NPN晶体管T11的发射极也被连到第二个NPN晶体管T12的集电极。信号源228被连到地GND作为低电位电源。NPN晶体管T11用作为一个二极管，并且从发射极输出由基极一发射极电压电位低于载频信号L2的电压信号L21。如图30所示，因为NPN晶体管具有一个输出阻抗，电压信号L21的矢量相位比载频信号L2的矢量相位滞后。
第二个NPN晶体管T12有一个发射极通过电阻R11连接到低电位电源GND和接收参考信号的VB13的基极。在第九个实施例中，第二个NPN晶体管T12和电阻R11构成一个调整电路。通过改变对应参考信号VB13的电压来改变NPN晶体管T12的集电极电流，调整电路调整NPN晶体管T11的输出阻抗，以便根据载频信号L2，控制电压信号L2的延迟。通过增大第二个NPN晶体管T12的集电极电流，可以减少第一个NPN晶体管T11的输出阻抗。或者通过减小第二个NPN晶体管T11的集电极电流，可以增大它的阻出抗。
电容C11把电压信号L21转换成电压信号L22，电压信号L22的电位比电压信号L21的相位超前了90度。然后，把电流信号L22提供给模拟倍频器224。如图29A和29B所示，电容C11具有经绝缘层246在半导体基底245上形成的第一电极247，和经绝缘层246在第一电极247上形成的第二电极248，第一个和第二个电极247和248由多晶硅和铝制成。
当电容C11在半导体基底上集成时，它在电流I1流向上具有一个长度LN1在电容中会产生一个寄生电阻。因此，如图30所示，电流信号L22的矢量相位有些轻微地滞后于由继续线指示的矢量相位。这个矢量相位比电压L21的矢量相位超前90度。电流信号L22的矢量相位比载频信号L2的矢量相位超前了90度。
如在图29C所示的电容C111使用在减小电流信号L22的延迟方面具有优点。电容C111具有第一个和第二个电极249和250，在电流I1的流向上第二电极250的长度LN2设置值比前面提到的长度LN1更短(LN2≤LN1)。
如果在图29A所示的第一和第二个电极247和248是由铝做成，电容C11寄生电阻变得更小，以便减小电流信号L22的延迟。为了设置电容器C111的容量等于电容器C11的容量，设置第二电极250的面积等于第一电极248的面积。
如图28所示的模拟倍频器224具有第一个，第二个和第三个差动电路225，226和227。第一个和第二个差动电路225和226在载频信号L2的基础上操作。第三个差动电路227基于电流信号L22，NPN晶体管T19和电阻R12，R13和R14，交替使能第一个和第二个电路225和226。
第一个差动电路225有一个射极耦合的NPN晶体管对T13和T14。NPN晶体管T13和T14的集电极经电阻R13和R14分别连接到电源Vcc。第二个差动电路226有一个射极耦合的NPN晶体管对T15和T16，它们的集电极分别经电阻R13和R14连接到电源Vcc。
NPN晶体管T13和T14在它们的基极接收载频信号L2作为第一个信号。NPN晶体管T14和T15它们的基级。经电容C12连到地GND和经电阻R15连到参考信号VB1。
第三个差动电路227具有一对发射极耦合的晶体管T17和T18。NPN晶体管T17具有连到第一个差动电路225的集电极，连接到NPN晶体管T19的集电极的发射极，以及经电阻R17和电容C13接地GND的基极。NPN晶体管T18具有一个连到第二个差动电路226的集电极，一个连到NPN晶体管T19的集电极的发射极，以及经电容C14接地GND的基极。
NPN晶体管的T17的基极接收电流信号L22，并且经电阻R17接收参考信号VB12。NPN晶体管T18的基极经电阻R16接收参考信号VB12。
NPN晶体管T19有一个发射极经电阻R12接地GND，有一个基极输入参考信号VB13。在第九个实施例中，在参考信号VB13的基础上，NPN晶体管T19使能第三个差动电路227当第三个差动电路227被使能时，根据在电流信号L22和基于参考信号VB12之间的电流的不同，交替使能第一个和第二个差动电路225和226。
第一个差动电路225的NPN晶体管T13和T14在载频信号L2和参考信号VB11的电压的基础上交替地打开。相似地，在载频信号L2的电压和参考信号VB11的电压的基础上，交替打开第二个差动电路226的NPN晶体管T15和T16。结果，从NPN晶体管T14和T16的集电极输出信号D2，从NPN晶体管T13和T15的集电极输出信号/D，信号D2是通过把载频信号L2与电流信号L22相结合获得的，信号/D2是通过载频信号L2与电流信号L22相结合获得的。那些输出信号D2和/D2具有近似为载频信号L2两倍的频率。
第九个实施例具有下列优点。
如上面提到的，信号变换器223具有接收载频信号L2并且输出电压信号L21的NPN晶体管T11，把电压信号L21转换成电流信号L22的电容C11。虽然电压信号L21的相位滞后于载频信号于L2的相位，电容C11能够把电压信号L21转换成相位超前于电压信号L21相位近似90度的电流信号L22，因此，电流信号L21的相位比载频信号L2的相位超前近似90度。虽然倍频器221的输出信号D2可能包含有很小的寄生成份，但是倍频器221可以完成在载频信号L2宽带上高可靠性的信频。
通过增大NPN晶体管T12集电极的电流，降低NPN晶体管T11的输出阻抗，相对于载频信号L2的相位，减小电压信号L21的延迟。把电流信号L22的相位和载频信号L2的相位差尽可能设置为接近90度是可能做到的。因此，输出信号D2的任何寄生成份能够有效地减少。结果使倍频器221在载频信号L2宽带上完成的高可靠性的信频。
信号变换器223的电容C11可以把电压信号L21转换成相位超前电压信号L21的相位90度的电流信号L22。甚至由于不稳定的制造过程电容器的容量变化时，也可以在载频信号L2宽带上完成高可靠性的频率信频。
使用高稳定性的倍频器221的调制器161可以执行宽度的载频信号L2上的正交调制。因为如图28所示的电路结构很简单，信号变换器223有助于改善用于数字移动通信的IC的集成度。
第十个实施例
参照图31，现在讨论本发明的第十个实施例。为了避免重复描述，第十个实施例与第九个实施例相应成份的相似部分赋予相似或同样的参考号。图31表示的是可以用在图25所示的调制器161中的倍频器231。信号源228不被连接到低电源地，输出互补的载频信号L2和/L2作为电压信号。
倍频器231具有一个信号变换器231和前面提到的模拟倍频器224。倍频器231接收互补的载频信号L2和/L2，并且产生互补信号D2和/D2，互补信号D2和/D2的频率是载频信号L2频率的两倍。
信号变换器232包括NPN晶体管T11，T12，T21和T22，电容C1和C16，以及电阻R11和R19。提供NPN晶体管T11和T21作为发射极跟随器电路。
NPN晶体管T21有一个连到高电位电源Vcc的集电极，一个连接到电容C16的发射极和一个连到信号源228的基极，以便从那里接收载频信号/L2。NPN晶体管T21的发射极也连到NPN晶体管T22的集电极。NPN晶体管T21作为一个二极管，它通过基极-发射极电压比载频信号/L2低的电位发射极电压信号/L21输出。如图30所示，因为NPN晶体管T21有一个输出阻抗，电压信号/L21的矢量相位滞后于载频信号/L2的矢量相位。
NPN晶体管T22有一个经电阻R19连到低电位电源GND的发射极和接收参考信号VB13的基数。在第十个实施例中，NPN晶体管T22和电阻R19构成NPN晶体管T21的调整电路。这个调整电路变动参考信号VB13的电压，就改变NPN晶体管T22的集电极电流，来调整NPN晶体管T21的输出阻抗。结果，根据载频信号L2控制电压信号/L21的延迟。
电容C16把电压信号/L21(是一个AC信号)转换成电位超前电压信号/L21 90度的电流信号/L22。电流信号/L22用于模拟倍频器224。电容C16也具有与图29A所示的电容C11相同的结构。
第一个差动电路225的NPN晶体管T14和第二个差动电路226的NPN晶体管T15在它们的基极，接收载频信号/L2作为第一个信号。电流信号/L22作为第二个信号输入到第三个差动电路227的NPN晶体管T18的基极，参考信号VB12经电阻R16输入到NPN晶体管T18的基极。
当第三个差动电路227被使能时，它在电流信号L22和/L22之间差的基础上，交替使能第一个和第二个差动电路225和226。根据载频信号L2和/L2的电压，交替打开第一个差动电路225的NPN晶体管和T13和T14。与此相似，根据载频信号L2和/L2的电压，交替打开第二个差动电路226的NPN晶体管T15和T16。结果，通过载频信号L2与电流信号L22的组合获取信号D2，从NPN晶体管T14和/T16的集电极输出D2。通过载频信号L2与电流信号L22组合获得的信号D2，从NPN晶体管T13和T15的集电极输出/D2。输出信号D2和/D2具有载频信号L2近两倍的频率，但是可能有很小的寄生的成份。
除了在前面提到的第九个实施例的优点(包括任何寄生成份)之外，第十个实施例还具有下列优点。因为互补的载频信号L2和/L2输入到第一个和第二个差动电路225和226，并且互补电流信号L22和/L22输入到第三个差动电路227，既使在载频信号L2和/L2的放大器变低时，倍频器231仍可以有效地工作。另外，向倍频器231输出侧的载频信号L2产生的泄漏可以被有效地抑制。
第十一个实施例。
参照图32，现在将讨论本发明的第十一个实施例。为了避免重复描述，第十一个实施例中与第九个和第十个实施例相应的相同的成份赋予相似或相同的参考号。图32表示的是可以用在图25所示的调制器161中的倍频器235。信号源241作为电压信号的互补载频信号L3和/L3输出，信号源241没有连到低电位电源GND上。
倍频器235有一个包含有许多PNP晶体管的信号变换器236，和一个包含有许多PNP晶体管的模拟倍频器237。倍频器235接收互补的载频信号L3和/L3，并产生频率是载频信号L3两倍频率的互补信号D3和/D3。
信号变换器236包括PNP晶体管T31，T32，T33和T34，电容C17和C18以及电阻R26和R27.。提供PNP晶体管T31和T33作为射极跟随器电路。PNP晶体管T31和T33作为二极管，由基极-发射极电压比载频信号L3和/L3电位高，从它们的发射极输出的电压信号L31和/L31比载频电位高。
PNP晶体管T32和T34以及电阻R26和R27构成对PNP晶体管T31和T33的调整电路。改变这个调整电路参考信号VB15的电压，就改变PNP晶体管T32和T34的集电极电流，从而PNP调整晶体管/T31和T33的输出阻抗。相应地，根据载频信号L3和/L3控制电压信号L31和L31的延迟。
电容C17和C18把电压信号L31和/L31(是AC信号)转换成电流信号L32和/L32，电流信号L31和/L31的相位比电压信号L31和/L31超前90度。电流信号L32和/L32被提供给模拟倍频器237。电容C17和C18具有与图29A所示的电容C11相同的结构。
模拟倍频器237包括第一个，第二个和第三个差动电路238，239和240。第一个和第二个差动电路238和239在作为第一信号的载频信号L3和/L3的基础上工作。第三个差动电路240在作为第二个信号电流信号L32和/L32，PNP晶体管T41以及电阻R21，R22和R28的基础上，交替使能第一个和第二个差动电路238和239。
第一个差动电路238有一对PNP晶体管T35和T36，在它们的基极上各自独立地接收载频信号L3和/L3。第二个差动电路239有一对PNP晶体管T37和T38，在它们的基极上各自独立地接收载频信号L3和/L3。
第三个差动电路240具有一对PNP晶体管T39和T40。电流信号L32被输入到PNP晶体管T39的基极，并且参考信号VB14也通过电阻R24输入到PNP晶体管T39的基极。把电流信号/L32输入到PNP晶体管T40的基极，并且通过电阻R23把参考信号VB14也输入到PNP晶体管T40的基极。
PNP晶体管T41具有一个经电阻R28连到高电位电源Vcc的发射极和一个输入参考信号VB15的基极。PNP晶体管T41和电阻R28构成了一个恒流电路。在参考信号VB15使能第三个差动电路的基础上，PNP晶体管T41被打开。
当第三个差动电路240被使能时，它在电流信号L32和/L32差值的基础上，交替使能第一个和第二个差动电路238和239。根据载频信号L3和/L3的电压，交替开关第一个差动电路238的PNP晶体管T35和T36。与此相似，根据载频信号L3和/L3的电压，交替开关第二个差动电路239的PNP晶体管T37和T38。结果，从PNP晶体管T36和T38的集电极输出信号D3，信号D3是通过把载频信号L3与电流信号L32相组合获得的，并且从PNP晶体管T35和T37的集电极输出信号/D3，信号/D3通过把载频信号L3与电流信号L32相组合获得的。输出信号D3和/D3不含有寄生成份，并且具有接近载频信号L3两倍的频率。第十一个实施例具有与第十个实施例相同的优点。
这里仅描述了本发明的几个实施例，但它们可以体现技术上的技巧，在不脱离这个发明精神和范围的许多其它形式可以实施本发明，特别是应该理解在以下形式中可以被实施的这个发明。
在根据第五个实施例的间接调制类型的调制器中，调制器91的倍频器32的输入部分具有一个差动结构，正交调制器92的输出部分也有一个差动结构。间接调制类型的调制器可以被设计成仅在正交调制器92的输出部分有差动部分以及倍频器的输入部分只接收载频信号LO。
依照在第十个实施例的倍频器231中，信号交换器232可以用包含许多如图32所示的PNP晶体管的信号变换器236替换。依照在第十一个实施例的倍频器235中，信号变换器236可以用包含许多如图31所示的NPN晶体管的信号变换器232替换。
这本发明适用于GSM(移动通信全球系统)型数字移动电话。
因此，本发明的例子和实施例可以认为是说明性的和非限定性的，这个发明不受这里的详细描述的限制。但是可以在附加的权利要求的范围的修改。修改。

Claims (16)

1.一种调制器，包括：
一个倍频器(32)，它用于接收作为第一载频信号的具有第一频率互补信号(LO，LOX)，并且以上述第一载频信号的第一频率的两倍频率输出互补信号，上述倍频器具有一个包括差动电路(41)的输入电路部分，这个输入电路部分用于接收上述互补信号作为第一载频信号；
一个移相器(32)，它从上述倍频器把上述互补信号的频率分离，产生相位彼此偏移90度的许多第二载频信号；
一个正交调制器(34)，它用于接收输入信号(I，Q)和从上述移相器的上述第二载频信号，并且输出把上述输入信号与上述第二载频信号相组合获得的信号。
2.一种调制器，包括：
一个倍频器(32)，它用于接收第一载频信号(LO，LOX)，并且输出频率是上述第一载频信号两倍频率的互补信号；
移相器(33)，它从上述倍频器分离上述互补信号的频率，产生许多相位彼此偏移90度的第二载频信号；
一个正交调制器(92)，它用于接收输入信号(I，Q)和从上述移相器的上述第二载频信号，并且输出通过上述输入信号与上述第二载频信号相组合获得的互补的输出信号，上述正交调制器有一个输出电路部分，用于产生上述互补的输出信号，上述输出电路部分包括一个差动电路(96或97)。
3.一种调制器，包括：
一个倍频器(32)，它用于接收作为第一个载频信号的具有第一频率的互补信号(LO，LOX)，并且以上述第一载频信号的第一频率的两倍频率输出互补的信号，上述倍频器(32)具有一个包括差动电路(41)的输入电路部分，这个输入电路部分用于接收互补信号(LO，LOX)作为上述第一载频信号；
一个移相器(33)，它从上述倍频器，其中用于分离上述互补信号的频率，来产生许多相位彼此偏移90度的第二载频信号；
一个正交调制器(92)，它用于接收输入信号(I，Q)和从上述移相器的上述第二载频信号，并且输出通过上述输入信号与上述第二载频信号相组合获得的信号，上述正交调制器(92)具有包括差动电路(96或97)的输出电路部分。
4.一种间接调制型调制器，包括：
一个如权利要求3所述的调制器；
一个发送混合器(125)，它用于接收上述调制器的输出信号(MF，MFX)，以及第三载频信号(LO2)，并且输出把上述调制器的上述输出信号与上述第三个载频信号相组合获得的信号；
上述调制器和上述发送混合器被差动地耦合。
5.一种用于产生两倍于输入电压信号频率的信号的倍频器，包括：
一个信号变换器(166，212，223)，它在上述输入电压信号的基础上，用于产生具有90度相位差的第一和第二个信号；
一个模拟倍频器(167，213，224)包括工作在上述第一信号基础上的第一和第二差动电路(214，215，225，226)，以及响应上述第二信号用于交替使能上述第一和第二差动电路的第三差动电路(216，217)，上述模拟倍频器把上述第一信号与上述第二信号相组合，产生两倍于上述电压信号频率的信号。
6.依照权利要求5的倍频器，其中，上述信号变换器(212)直接输出作为第一信号的上述输入电压信号(L2)，把上述电压信号变换成相位超前上述电压信号近90度的电流信号(L22)，并且输出作为上述第二信号的上述电流信号(L22)，并且输出作为上述第二信号的上述电流信号。
7.依照权利要求6的倍频器，其中，上述信号变换器(212)包括：
一个二极管217，它用于接收上述电压信号；
一个电容器(218)，它在上述二极管(217)和上述第三差动电路(216)之间提供用于从二极管输入的电压信号，变换成相位比电压信号超前大约90度的电流信号。
8.依照权利要求7的倍频器，其中，上述二极管由一个发射极跟随器电路提供。
9.依据权利要求7的倍频器还包括用于调整上述二极管输出阻抗的调整电路(R11，T12)。
10.依照权利要求5的倍频器，其中，提供上述电压信号作为互补信号(L2，/L2)；
上述信号变换器(232)把互补的电压信号变换成相位超前于上述电压信号的互补电流信号(L22，/L22)；
作为上述第一信号把互补的电压信号(L2，/L2)输入到上述第一和第二差动电路(225，226)，并把作为上述第二信号的上述互补电流信号(L22，/L22)输入到第三差动电路(227)。
11.依照权利要求10的倍频器，其中，上述信号变换器包括：
两个二极管(T11，T21)，它们用于分别接收上述互补电压信号；
两个电容器(C11，C16)，它们分别被提供在上述两个二极管和上述第三差动电路(22)的两个输入部分之间，用于从上述各两极管把电压信号输出变换成相位超前上述电压信号约90度的电流信号。
12.依照权利要求11的倍频器，其中，上述二极管(T11，T21)的每一个由射极跟随器电路提供。
13.依照权利要求11的倍频器，其中，还包括调整电路(R11，R19，T12，T22)，用于调整上述每个二极管的输出阻抗。
14.依照权利要求5的倍频器，上述模拟倍频器(213，224)的第一和第二差动电路的每一个由一对NPN晶体管构成。
15.在权利要求5中描述的倍频器，其中，上述模拟倍频器(237)的上述第一和第二差动电路的每一个由一对NPN晶体管构成。
16.一个调制器包括：
一个如在权利要求5中所述的倍频器(162)；
一个移相器(163)，用于分离上述倍频器的输出信号的频率，产生许多相位彼此偏移90度的载频信号；
一个正交调制器(164)，用于接收调制信号和从上述移相器的上述许多载频信号，并且输出把上述调制信号与载频信号相组合获得的信号。
CN96111386A 1995-09-13 1996-09-10 调制器及其使用的频率倍增器 Expired - Fee Related CN1074607C (zh)

Applications Claiming Priority (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP235829/95 1995-09-13
JP23582995 1995-09-13
JP235829/1995 1995-09-13
JP254165/1995 1995-09-29
JP254165/95 1995-09-29
JP25416595 1995-09-29
JP029516/1996 1996-02-16
JP8029516A JPH09153741A (ja) 1995-09-13 1996-02-16 変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器
JP029516/96 1996-02-16

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1152818A true CN1152818A (zh) 1997-06-25
CN1074607C CN1074607C (zh) 2001-11-07

Family

ID=27286609

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96111386A Expired - Fee Related CN1074607C (zh) 1995-09-13 1996-09-10 调制器及其使用的频率倍增器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5708399A (zh)
EP (1) EP0763885A3 (zh)
JP (1) JPH09153741A (zh)
KR (1) KR100193329B1 (zh)
CN (1) CN1074607C (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102790587A (zh) * 2012-07-30 2012-11-21 四川和芯微电子股份有限公司 倍频器电路及系统
CN104702217A (zh) * 2015-03-31 2015-06-10 中国科学院空间科学与应用研究中心 一种内嵌偏置电路的太赫兹倍频器
CN105897169A (zh) * 2015-02-13 2016-08-24 三菱电机株式会社 倍频器
CN112526457A (zh) * 2019-08-31 2021-03-19 格芯(美国)集成电路科技有限公司 适用于毫米波设备的发射器单元

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100243489B1 (ko) * 1995-11-22 2000-02-01 니시무로 타이죠 주파수 변환기 및 이를 이용한 무선 수신기
US5832370A (en) * 1996-09-26 1998-11-03 Motorola, Inc. Current mode transceiver circuit and method
US6442382B1 (en) * 1997-06-27 2002-08-27 Agere Systems Guardian Corp. Filter switching system and method
JPH11220506A (ja) 1997-11-25 1999-08-10 Fujitsu Ltd 変調用ミキサ及び直交変調器
US6084890A (en) * 1997-11-25 2000-07-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for combining carrier signals
US6714260B1 (en) * 1998-07-23 2004-03-30 Conexant Systems, Inc. Monolithic generation of RF for wireless transmission of video
DE19901751B4 (de) * 1999-01-18 2005-11-24 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Mehrfachüberlagerungsstufe für einen Empfänger oder Spektrumanalysator
US6424194B1 (en) * 1999-06-28 2002-07-23 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS logic family
JP3510556B2 (ja) * 2000-03-30 2004-03-29 Ｎｅｃ化合物デバイス株式会社 イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機
US6766157B1 (en) * 2001-01-03 2004-07-20 Kyocera Wireless Corp. Reducing LO leakage in a direct conversion receiver quadrature stage
JP4780865B2 (ja) * 2001-07-19 2011-09-28 富士通セミコンダクター株式会社 周波数逓倍装置
JP2003060441A (ja) * 2001-08-10 2003-02-28 Toshiba Corp ダブルバランスミキサー回路とそれを用いた直交復調回路
US6480046B1 (en) * 2001-08-16 2002-11-12 Ericsson Inc. Transmitter apparatus and methods using frequency doubling modulation
GB0125788D0 (en) * 2001-10-26 2001-12-19 Pa Consulting Services Radio frequency amplifier
KR100486262B1 (ko) * 2002-09-17 2005-05-03 삼성전자주식회사 단일 측파대 믹서 및 단일 측파대 신호 추출 방법
US7283048B2 (en) * 2003-02-03 2007-10-16 Ingrid, Inc. Multi-level meshed security network
US7019639B2 (en) * 2003-02-03 2006-03-28 Ingrid, Inc. RFID based security network
US7421259B2 (en) * 2004-04-16 2008-09-02 Broadcom Corporation RF mixer with high local oscillator linearity using multiple local oscillator phases
US20060042051A1 (en) * 2004-08-27 2006-03-02 Irwin Jere F Strips of clips and clip
US20060045202A1 (en) * 2004-08-31 2006-03-02 Aslam Rafi Matching I and Q portions of a device
WO2006035509A1 (en) * 2004-09-29 2006-04-06 Nec Corporation Error calculation circuit for mixer
US7509110B2 (en) * 2005-03-14 2009-03-24 Broadcom Corporation High-order harmonic rejection mixer using multiple LO phases
US7362174B2 (en) * 2005-07-29 2008-04-22 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS (C3MOS) wideband input data amplifier for reduced differential and common-mode reflection
US7598811B2 (en) * 2005-07-29 2009-10-06 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS (C3MOS) fully differential integrated wideband amplifier/equalizer with adjustable gain and frequency response without additional power or loading
US7598788B2 (en) * 2005-09-06 2009-10-06 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS (C3MOS) fully differential integrated delay cell with variable delay and high bandwidth
TWI311855B (en) * 2006-04-17 2009-07-01 Via Tech Inc Harmonic-rejection modulating devices and methods
CN1838525B (zh) * 2006-04-18 2012-06-27 威盛电子股份有限公司 调制装置
JP2008236135A (ja) * 2007-03-19 2008-10-02 Toshiba Corp 周波数コンバータ
US8615205B2 (en) * 2007-12-18 2013-12-24 Qualcomm Incorporated I-Q mismatch calibration and method
US8970272B2 (en) * 2008-05-15 2015-03-03 Qualcomm Incorporated High-speed low-power latches
US8712357B2 (en) * 2008-11-13 2014-04-29 Qualcomm Incorporated LO generation with deskewed input oscillator signal
US8718574B2 (en) 2008-11-25 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Duty cycle adjustment for a local oscillator signal
US8847638B2 (en) * 2009-07-02 2014-09-30 Qualcomm Incorporated High speed divide-by-two circuit
US8791740B2 (en) 2009-07-16 2014-07-29 Qualcomm Incorporated Systems and methods for reducing average current consumption in a local oscillator path
US20110090020A1 (en) * 2009-10-15 2011-04-21 Reeser Glen O Voltage Controlled SAW Oscillator with Phase Shifter
JP5216162B2 (ja) * 2010-03-29 2013-06-19 旭化成エレクトロニクス株式会社 位相調整回路、位相調整方法
US8854098B2 (en) 2011-01-21 2014-10-07 Qualcomm Incorporated System for I-Q phase mismatch detection and correction
US9154077B2 (en) 2012-04-12 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Compact high frequency divider
US10749473B2 (en) * 2017-12-20 2020-08-18 Globalfoundries Inc. Methods, apparatus, and system for a frequency doubler for a millimeter wave device
KR102423265B1 (ko) * 2021-05-17 2022-07-19 동아대학교 산학협력단 멀티 레벨 pam 방식 기반의 초고주파 신호 송신 장치

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3569732A (en) * 1969-12-15 1971-03-09 Shell Oil Co Inductanceless igfet frequency doubler
JPS5742206A (en) * 1980-08-27 1982-03-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd Quadrature detector
JPS5911009A (ja) * 1982-07-12 1984-01-20 Pioneer Electronic Corp クオドラチヤ検波回路
JPS59152705A (ja) * 1983-02-18 1984-08-31 Sony Corp 和又は差周波数信号発生回路
JP2801389B2 (ja) * 1990-11-02 1998-09-21 キヤノン株式会社 信号処理装置
US5319267A (en) * 1991-01-24 1994-06-07 Nec Corporation Frequency doubling and mixing circuit
JPH05130156A (ja) * 1991-11-08 1993-05-25 Nec Corp 直交変調器
US5392460A (en) * 1993-04-23 1995-02-21 Nokia Mobile Phones Ltd. Dual mode radiotelephone terminal selectively operable for frequency modulated or phase modulated operation
US5373265A (en) * 1993-07-06 1994-12-13 At&T Corp. Modulator having oscillator for generating IF and RF signals by division and up-conversion

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102790587A (zh) * 2012-07-30 2012-11-21 四川和芯微电子股份有限公司 倍频器电路及系统
CN105897169A (zh) * 2015-02-13 2016-08-24 三菱电机株式会社 倍频器
CN104702217A (zh) * 2015-03-31 2015-06-10 中国科学院空间科学与应用研究中心 一种内嵌偏置电路的太赫兹倍频器
CN104702217B (zh) * 2015-03-31 2017-10-31 中国科学院空间科学与应用研究中心 一种内嵌偏置电路的太赫兹倍频器
CN112526457A (zh) * 2019-08-31 2021-03-19 格芯(美国)集成电路科技有限公司 适用于毫米波设备的发射器单元

Also Published As

Publication number Publication date
CN1074607C (zh) 2001-11-07
KR970018986A (ko) 1997-04-30
JPH09153741A (ja) 1997-06-10
EP0763885A2 (en) 1997-03-19
EP0763885A3 (en) 1998-06-24
US5708399A (en) 1998-01-13
KR100193329B1 (ko) 1999-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1152818A (zh) 调制器及其使用的频率倍增器
CN1764060A (zh) 振荡器、通信装置
CN1058589C (zh) 一种双超外差接收机及其检测电路
CN1169296C (zh) Pll电路和使用该电路的无线通信终端机
CN1168198C (zh) 倍频电路
CN1320773C (zh) 高频接收装置
CN1572107A (zh) 在单片集成电路中实现接收机功能的方法与装置
CN1199483C (zh) 振荡器
CN1701505A (zh) 调制器及其校正方法
CN1409481A (zh) 接收装置
CN1085444C (zh) 超外差接收电路和超外差接收机
CN1614877A (zh) 射频混合器装置
CN101039100A (zh) 生成本地振荡器信号的电路装置和方法及具有其的锁相环
CN1585263A (zh) 高频可变增益放大器件、控制器件及变频器件和通讯器件
CN1210392A (zh) 高频振荡电路
CN1713514A (zh) 压控振荡器，和pll电路及使用其的无线通信设备
CN1750395A (zh) 移相装置
CN1453940A (zh) 高频开关、高频开关·放大电路及移动体通信终端
CN1389022A (zh) 直接变换接收装置
CN1905404A (zh) 低噪声分组变换器
CN1647400A (zh) 射频信号的降频变换方法及装置
CN1309476A (zh) 接收ic和采用该接收ic的接收装置
CN1531783A (zh) 分隔射频装置及相关的方法
CN101040449A (zh) 高频接收装置和使用该接收装置的集成电路
CN1912647A (zh) 复合用信号生成装置、ic芯片、gps接收机及便携式电话

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee