CN1148903C

CN1148903C - 正交频分复用通信装置及正交频分复用通信方法

Info

Publication number: CN1148903C
Application number: CNB991236505A
Authority: CN
Inventors: 须藤浩章
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-11-06
Filing date: 1999-11-02
Publication date: 2004-05-05
Anticipated expiration: 2019-11-02
Also published as: US6584092B1; DE69925690D1; EP0999676A3; JP3519291B2; CN1258143A; DE69925690T2; EP0999676A2; JP2000151546A; KR100355502B1; KR20000047588A; EP0999676B1

Abstract

延迟器409、410将接收到的数字基带信号延迟1个符号。复数乘法器411使用接收到的数字基带信号、和由延迟器409、410延迟过的信号进行复数乘法。第2累积器412在复数乘法器411的乘法结果中，将接收到的数字基带信号中的相位基准符号、和延迟过的信号中的同步符号的后半部分的乘法结果进行累积所得的值输出到频偏检测部413。

Description

正交频分复用通信装置及正交频分复用通信方法

本发明涉及OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)方式的移动通信中使用的通信装置及通信方法。

下面使用图1及图2来说明现有OFDM方式的移动通信中使用的通信装置(以下称为“OFDM通信装置”)。图1是现有OFDM通信装置的结构方框图，图2是OFDM方式的无线通信中帧格式的示意图。

首先，使用图1来说明现有OFDM通信装置的结构。向正交检波器101输入基带信号。该基带信号是用未图示的无线接收部对经未图示的天线接收到的信号进行通常的无线接收处理所得的信号。正交检波器101由后述的振荡器114输出的本地信号控制，对输入的基带信号进行正交检波处理。LPF(模拟低通滤波器)102、103除去正交检波处理所得的信号的无用频率分量。A/D变换器104、105将除去无用频率分量的模拟信号变换为数字信号。

FFT(Fast Fourier Transform(快速付立叶变换)；以下称为“FFT”)电路106以后述的定时产生部件116的输出信号为触发，对A/D变换过的信号进行FFT处理。解调部件107对FFT处理过的信号进行解调。判定部件108进行解调信号的判定。

延迟器109、110对A/D变换过的信号进行延迟。复数乘法器111使用A/D变换过的信号及延迟过的信号进行复数乘法。乘法器112对复数乘法器111所得的复数乘法结果进行乘法，将乘法结果输出到最大值检测部件115及频偏检测部113。

最大值检测部件115检测乘法器112所得的乘法结果的最大值。定时产生部件116在最大值检测部件115检测出最大值时，将表示开始FFT处理的信号输出到FFT电路106。

频偏检测部113使用乘法器112所得的乘法结果，计算频偏补偿所需的频偏，并且输出到振荡器114。振荡器114将实施频偏补偿的本地信号输出到正交检波器101。

下面，说明现有OFDM通信装置的操作。经未图示的天线输入的信号由未图示的无线接收部进行通常的无线接收处理，成为基带信号。该基带信号由正交检波器101进行正交检波处理。正交检波器101进行过正交检波处理的基带信号由LPF 102、103除去无用频率分量，由A/D变换器104、105变换为数字信号，成为数字基带信号。

数字基带信号由FFT电路106进行FFT处理，得到分配给各副载波的信号。FFT电路1 06进行过FFT处理的信号由解调部件107进行解调，进而由判定部件108进行判定，成为解调信号。

OFDM方式的移动通信中的通信装置为了与发送端的基站保持符号同步以开始FFT，需要取得定时。下面，就符号同步确立进行说明。

在OFDM方式的移动通信中，一般如图2所示，使用在各符号的AGC(增益控制)符号后插入的同步符号、和与其为同一信号的相位基准符号来确立符号同步。在相位基准符号后，接续有保护区间及有效符号。

首先，复数乘法器111对FFT处理前的信号、以及由延迟器109、110将FFT处理前的信号延迟1个符号(单位符号)所得的信号进行复数乘法。

其次，复数乘法器111的输出由累积器112进行累积。如上所述，由于同步符号和相位基准符号的波形相同，所以累积结果在各保护区间的开始定时处产生峰值。该峰值时的累积结果由最大值检测部件115进行检测。此后，将表示最大值检测部件115检测出最大值的信号送至定时产生部件116。接收到该信号的定时产生部件116将表示开始FFT处理的信号送至FFT电路106。FFT电路106接收定时产生部件116的信号，开始FFT处理。

通过以上操作，OFDM方式的移动通信中的通信装置能够确立符号同步，并且取得FFT开始定时。

此外，在OFDM方式的移动通信中，由于频偏引起的接收特性恶化的影响非常大，所以进行频偏补偿。下面，说明频偏补偿的操作。

在OFDM方式的移动通信中，一般使用上述图2所示的同步符号和相位基准符号来进行频偏补偿。

首先，如前所述，复数乘法器111对FFT处理前的信号、以及延迟器109、110将FFT处理前的信号延迟1个符号(单位符号)所得的信号进行复数乘法。复数乘法结果由累积器112进行累积，送至频偏检测部113。

在频偏检测部113中，使用累积器112的累积结果，算出相位旋转量，由该相位旋转量来算出频偏。该频偏被送至振荡器114。

在振荡器114中，使用频偏检测部113送来的频偏，生成施加过频偏补偿的本地信号，送至正交检波器101。正交检波器101由振荡器114送来的本地信号控制，进行正交检波处理。

通过以上操作，OFDM方式的移动通信中的通信装置防止了频偏引起的接收特性恶化。

然而，在现有装置中，有以下问题。即，如图3所示，在多径环境下，OFDM通信装置在主波以外，还接收延迟波1～延迟波n的n个延迟波。由此，主波中的同步符号受到各延迟波的n个AGC符号的干扰。即，主波中的同步符号由于具有与延迟波1～延迟波n中的AGC符号在时间上重叠的部分，所以受到干扰。

特别是在各延迟波的延迟时间短的情况下，由于延迟波的电平高，所以主波中的同步符号、更详细地说是该同步符号的前半部分受到的符号间干扰的影响很大。

因此，在前述频偏补偿时，在将所有同步符号用于累积处理的情况下，存在频偏检测精度恶化的问题。

本发明的目的在于提供一种OFDM通信装置，在多径环境下，提高频偏的检测精度。

该目的是通过只将同步符号中符号间干扰的影响小的部分用作频偏而实现的。

为此，本发明提供一种OFDM通信装置，包括：延迟部件，将接收信号延迟单位符号；乘法部件，进行上述接收信号、和延迟过单位符号的接收信号之间的乘法处理；累积部件，在单位符号期间累积该乘法结果；以及频偏计算部件，根据比上述单位符号期间短的频偏累积期间的累积结果来求频偏。

本发明还提供一种包括上述OFDM通信装置的基站装置。

本发明还提供一种包括上述OFDM通信装置的通信终端装置。

本发明还提供一种OFDM通信方法，包括下述步骤：将接收信号延迟单位符号；进行上述接收信号、和延迟过单位符号的接收信号之间的乘法处理；在单位符号期间累积该乘法结果；以及根据比上述单位符号期间短的频偏累积期间的累积结果来求频偏。

通过下面结合示例性地示出一例的附图进行的描述，本发明的上述和其他目的和特色将会变得更加明显，其中：

图1是现有OFDM方式的移动通信中通信装置的结构方框图；

图2是OFDM方式的移动通信中帧格式的示意图；

图3是现有OFDM方式的移动通信中通信装置接收到的信号波的示意图；

图4是本发明实施例1的OFDM通信装置的结构方框图；

图5是本发明实施例1的OFDM通信装置的延迟器所得的接收信号延迟结果的示意图；

图6是本发明实施例2的OFDM通信装置的结构方框图；

图7是本发明实施例2的OFDM通信装置中第3累积器的结构方框图；

图8是本发明实施例3的OFDM通信装置的结构方框图；

图9是本发明实施例3的OFDM通信装置中第4累积器的累积范围的示意图；

图10是本发明实施例4的OFDM通信装置的结构方框图；

图11是本发明实施例4的OFDM通信装置中第5累积器的结构方框图；

图12是本发明实施例5的OFDM通信装置的结构方框图；

图13是本发明实施例6的OFDM通信装置的结构方框图；

图14是本发明实施例6的OFDM通信装置中第6累积器的结构方框图；

图15是本发明实施例7的OFDM通信装置的结构方框图。

下面，参照附图详细说明本发明的实施例。

(实施例1)

图4是本发明实施例1的OFDM通信装置的结构方框图。

未图示的无线接收部对经未图示的天线接收到的信号进行通常的无线接收处理，得到基带信号。正交检波器401由后述的振荡器414输出的本地信号控制，对无线接收部输出的基带信号进行正交检波处理。进而，正交检波器401将进行过正交检波处理的基带信号分离为同相分量(以下称为“I分量”)和正交分量(以下称为“Q分量”)并且输出。

LPF 402及LPF 403分别对正交检波器401进行过正交检波处理的信号的I分量及Q分量除去无用频率分量。A/D变换器404及A/D变换器405分别将LPF 402及LPF 403除去无用除去分量的模拟信号变换为数字信号。

FFT电路406将后述的定时产生部件417的输出信号作为触发，对A/D变换器404及A/D变换器405分别变换为数字信号的I分量及Q分量信号进行FFT处理。

解调部件407对FFT电路406进行过FFT处理的I分量及Q分量信号进行解调。判定部件408进行解调部件407解调出的信号的判定。

延迟器410及延迟器409对A/D变换器404及A/D变换器405分别变换为数字信号的I分量及Q分量信号进行延迟。

复数乘法器411输入A/D变换器404及A/D变换器405分别变换为数字信号的I分量及Q分量、以及延迟器410及延迟器409分别延迟过的I分量及Q分量信号。此外，复数乘法器411使用如上所述输入的信号进行复数乘法，将乘法结果输出到第1累积器415及第2累积器412。

第1累积器415及第2累积器412累积复数乘法器411所得的乘法结果。此外，第1累积器415和第2累积器412分别用不同的方法进行累积。第1累积器415及第2累积器412的具体累积方法将后述。

最大值检测部件416检测第1累积器415所得的累积结果的最大值。定时产生部件417在最大值检测部件416检测出最大值时，将表示开始前述FFT处理的信号输出到FFT电路406。

频偏检测部413使用第2累积器412所得的累积结果，计算频偏补偿所需的频偏，输出到振荡器414。振荡器414使用频偏检测部413输出的频偏，生成施加过频偏补偿的本地信号，输出到正交检波器401。

下面，说明上述结构的OFDM通信装置的操作。

经未图示的天线输入的信号由来图示的无线接收部进行通常的无线接收处理，得到基带信号。该基带信号由正交检波器401进行正交检波处理后，分离为I分量和Q分量。

正交检波器401进行过正交检波处理的I分量及Q分量分别由LPF 402及LPF 403除去无用频率分量后，分别由A/D变换器404及A/D变换器405变换为数字信号，成为数字基带信号。

A/D变换器404及A/D变换器405输出的数字基带信号的I分量及Q分量分别由FFT电路406进行FFT处理，得到分配给各副载波的信号。FFT电路406输出的I分量及Q分量由解调部件407进行解调。解调部件407解调出的信号由判定部件408进行判定，成为解调信号。

本实施例的OFDM接收装置为了与发送端的基站装置保持符号同步以开始FFT，需要取得定时。下面，就符号周期进行说明。

本实施例的OFDM通信装置接收图2所示帧格式的信号。如图2所示，在先头的AGC符号后，接续有同步符号、和与其为同一信号的相位基准符号，进而接续有保护区间和有效符号。

本实施例的OFDM通信装置使用上述同步符号和相位基准符号，确立符号同步。

首先，复数乘法器411使用FFT处理前的信号的I分量及Q分量进行复数乘法，将乘法结果输出到第1累积器415，同时使用延迟器409及延迟器410将FFT处理前的信号延迟1个符号所得的I分量及Q分量进行复数乘法，将乘法结果输出到第1累积器415。其次，第1累积器415累积复数乘法器411的乘法结果。这里，使用图5来说明第1累积器415的累积结果。

图5是实施例1的OFDM通信装置的延迟器所得的接收信号的延迟结果的示意图。

图中，上部示出FFT处理前的接收信号，而下部示出延迟器409将FFT处理前的接收信号延迟1个符号所得状态的接收信号。虽然未图示，上部及下部接收信号中的同步符号前附加有AGC符号。由图中可以看出，从时间T₁到时间T₄，上部接收信号中的相位基准符号、和下部延迟过的接收信号中的同步符号处于重叠的关系。

根据上述关系，第1累积器415的累积结果在延迟过的接收信号中的相位基准符号处产生峰值。该峰值时的累积结果由最大值检测部件416检测。此后，最大值检测部件416将表示检测出最大值的信号送至定时产生部件417。接收到该信号的定时产生部件417将表示开始FFT处理的信号送至FFT电路406。FFT电路406接收来自定时产生部件417的信号，开始FFT处理。

通过以上操作，本实施例的OFDM方式通信装置能够确立符号同步，并且取得FFT开始定时。

此外，本实施例的OFDM通信装置使用上述同步符号和相位基准符号，进行频偏补偿。下面，就频偏补偿进行说明。

首先，第2累积器412累积上述复数乘法器411的乘法结果。第2累积器412的具体累积方法如下所述。

如图5所示，上部接收信号中同步符号的先头部分受到延迟波中AGC符号干扰的可能性很高。即，即使在将该上部接收信号延迟1个符号所得的下部信号中，同步符号的先头部分受到上述干扰的可能性也很高。因此，如果将下部信号中的同步符号的先头部分用于这里说明的偏差补偿，则精度下降。

根据上述理由，第2累积器412不使用受到延迟波干扰的部分，而是从图示的时间T₂直至时间T₄，累积复数乘法器411的乘法结果。这里，是就第2累积器412从时间T₂开始累积的例子来说明的，但是开始累积的时间也可以根据延迟波干扰的程度来适当变更。以上是第2累积器的累积方法。

其次，第2累积器412的累积结果被送至频偏检测部413。在频偏检测部413中，使用第2累积器412的累积结果，算出相位旋转量，由该相位旋转量来算出频偏。该频偏被送至振荡器414。

在振荡器414中，使用频偏检测部413送来的频偏，生成施加过频偏补偿的本地信号，该本地信号被送至正交检波器401。正交检波器401由振荡器414送来的本地信号控制，进行正交检波处理。

通过以上操作，本实施例的OFDM通信装置进行频偏补偿。

这样，根据本实施例的OFDM通信装置，第2累积器412在频偏补偿时使用的相位基准符号及同步符号中，不累积受到延迟波干扰的部分的复数乘法结果，所以频偏检测部413能够检测出正确的频偏。因此，即使在多径环境下，也能够进行高精度的频偏补偿。

(实施例2)

实施例2是实施例1中符号同步用的第1累积器415、和频偏补偿用的第2累积器412的操作共用1个累积器的实施例。

图6是本实施例2的OFDM通信装置的结构方框图。本实施例的OFDM通信装置的结构除了用第3累积器601取代第1累积器415及第2累积器412这一点外，与实施例1的OFDM通信装置的结构相同，所以对图6中与图4相同的结构，附以与图4相同的符号，并且省略其详细说明。

下面，使用图7来说明第3累积器601的结构。图7是实施例2的OFDM通信装置中第3累积器601的结构方框图。

在图7中，延迟器701a₁将图6所示的复数乘法器411送来的乘法结果(以下称为“复数乘法结果”)延迟采样周期T并输出到延迟器701a₂。延迟器701a₂将延迟器701a₁输出的信号延迟采样周期T并输出到延迟器701a₃。同样，延迟器701a_M将延迟器701a_M-1输出的信号延迟采样周期T并输出到延迟器701a_M+1。此外，延迟器701a_N将延迟器701a_N-1输出的信号延迟采样周期T并输出到加法器701b_N。

加法器701b₁将复数乘法结果和延迟器701a₁输出的信号相加，输出到加法器701b₂。加法器701b₂将加法器701b₁输出的信号和延迟器402a₁输出的信号相加，输出到加法器701b₃。同样，加法器701b_M将加法器701b_M-1输出的信号和延迟器701a_M输出的信号相加，输出到加法器701b_M+1和频偏检测部413。此外，加法器701b_N将加法器701b_N-1输出的信号和延迟器701a_N输出的信号相加，输出到图6所示的最大值检测部件416。

下面，再次参照图5来说明上述结构的第3累积器601的操作。

首先，T₁时间中的复数乘法结果由图6所示的复数乘法器411输入到第3累积器601。T₁时间的复数乘法结果被输入到延迟器701a₁和加法器701b₁。

在经过T时间的时刻，即在(T₁+T)时间，T₁时间的复数乘法结果由延迟器701a₁输入到延迟器701a₂和加法器701b₁。同时，由复数乘法器411向第3累积器601输入(T₁+T)时间中的复数乘法结果。因此，从加法器701b₁输出将T₁时间和(T₁+T)时间的复数乘法结果相加所得的结果。

进而，在经过T时间的时刻，即在(T₁+2×T)时间，T₁时间的复数乘法结果由延迟器701a₂输入到延迟器701a₃和加法器701b₂。同时，复数乘法器411向第3累积器601输入(T₁+2×T)时间的复数乘法结果。因此，从加法器701b₂输出将T₁时间、(T₁+T)时间和(T₁+2×T)时间的复数乘法结果相加所得的结果。此外，从加法器701b₁输出将(T₁+T)时间和(T₁+2×T)时间的复数乘法结果相加所得的结果。

同样，在从T₁时间起经过(N×T)时间的时刻，即在(T₁+N×T)时间，T₁时间的复数乘法结果从延迟器701a_N输出，输入到加法器701b_N。同时，复数乘法器411向第3累积器601输入(T₁+N×T)时间中的复数乘法结果。因此，从加法器701b_N输出将从T₁时间到(T₁+N×T)时间的复数乘法结果相加所得的结果。此外，从加法器701b_M输出将从(T₁+M×T)时间到(T₁+N×T)时间的复数乘法结果相加所得的结果。

这里，在第3累积器601中，为了满足下式，设有N个延迟器701a₁～701a_N、及N个加法器701bb₁～701b_N，所以从时间T₁到时间T₄的累积结果被送至最大值检测部件416。

T₄-T₁＝N×T (1)

进而，在第3累积器601中，为了满足下式，选择了用于向频偏检测部413输出累积结果的加法器701b_M，所以从时间T₂到时间T₄的累积结果被送至频偏检测部413。

T₄-T₂＝M×T (2)

因此，第3累积器601进行控制，使得只在时间T4的时刻，将加法器701b_N的累积结果输出到最大值检测部件416，并且将加法器701b_M的累积结果输出到频偏检测部413，所以能够输出最适合上述符号同步及频偏补偿的累积结果。

这样，根据本实施例，第3累积器601能够分别输出不同的累积结果，所以能够兼备符号同步用累积器、和频偏补偿用累积器的功能。因此，能够减小OFDM方式的接收装置的硬件规模。

(实施例3)

实施例3是不使实施例1中频偏补偿用的累积器累积符号同步误差引起的部分的复数乘法结果的实施例。

图8是实施例3的OFDM通信装置的结构方框图。本实施例的OFDM通信装置的结构除了用第4累积器801取代第2累积器412这一点外，与实施例1的OFDM通信装置的结构相同，所以对图8中与图4相同的结构附以相同的符号，并且省略其说明。

下面，使用图9来说明第4累积器801的结构。图9是实施例3的OFDM通信装置中第4累积器801的累积范围的示意图。

经未图示的天线接收到的接收信号受到多径环境下多个延迟波的干扰，所以有可能产生符号同步误差。因此，图9所示的上部接收信号中相位基准符号的终端部分，本来有可能是保护区间。因此，在频偏补偿中的复数乘法时使用该部分的情况下，乘法结果将产生误差，进而不能检测出正确的频偏。

因此，第4累积器801将上部相位基准符号中从时间T₃到时间T₄的部分看作含符号同步误差的部分，将从时间T₂到时间T₃的范围的累积结果输出到图8所示的频偏检测部413。由此，频偏检测部413能够检测出正确的频偏。上述相位基准符号中看作包含符号同步误差的部分可以根据多径的程度来适当变更。

这样，根据本实施例，第4累积器801不累积包含符号同步误差的部分的复数乘法结果，所以频偏补偿检测部413能够检测出正确的频偏。

(实施例4)

实施例4是实施例3中符号同步用的第1累积器415、和频偏补偿用第4累积器801的操作共用1个累积器的实施例。

图10是实施例4的OFDM通信装置的结构方框图。本实施例的OFDM通信装置的结构除了用第5累积器1001取代第1累积器415及第4累积器801这一点外，与实施例3的OFDM通信装置的结构相同，所以对图10中与图8相同的结构附以与图8相同的符号，并且省略其详细说明。

下面，使用图11来说明第5累积器1001的结构。图11是实施例4的OFDM通信装置中第5累积器1001的结构方框图。

第5累积器1001的结构除了附加减法器802这一点外，与实施例2的第3累积器601(图7)的结构相同，所以，对图11中与图7相同的结构附以与图7相同的符号，并且省略其详细说明。

减法器802将加法器1101b_L的累积结果、和加法器1101b_M的累积结果的减法结果输出到频偏检测部413。这里，使用图9来说明从加法器1101a₁～1101a_N中选择加法器1101b_L和加法器1101b_M的方法。

首先，为了满足下式，加法器1101b_L被选择。

T₄-T₃＝L×T (3)

由此，加法器1101b_L将从时间T₃到时间T₄的累积结果输出到减法器802。

进而，为了满足下式，加法器1101b_M被选择。

T₄-T₂＝M×T (4)

由此，加法器1101b_M将从时间T₂到时间T₄的累积结果输出到减法器802。

因此，减法器802将如上所述选择出的加法器1101b_L的累积结果、和加法器1101b_M的累积结果相减。即，减法器802输出从时间T₂到时间T₃的累积结果。只是，减法器802向频偏检测部413输出减法结果的定时是如前所述、时间T₁中的复数减法结果从图11中的延迟器1101a_N输出的时刻。

这样，根据本实施例，第5累积器1001能够向最大值检测部件416输出从时间T1到时间T4的累积结果，同时向频偏检测部413输出从时间T2到时间T3的累积结果。因此，第5累积器1001能够兼备符号同步用的累积器、和考虑了同步符号误差的频偏补偿用的累积器的功能。

(实施例5)

实施例5是根据线路品质、通过变化频偏补偿时复数乘法结果的累积范围来检测正确的频偏的实施例。

图12是实施例5的OFDM通信装置的结构方框图。在图12中，对与实施例1(图4)相同的结构附以与图4相同的符号，并且省略其详细说明。此外，图12中的第4累积器801与实施例3相同，所以省略其详细说明。

在线路品质恶劣的情况下，多径影响造成的符号同步误差变大，所以使用解调信号的判定误差来测定线路品质，根据线路品质来变化频偏补偿时复数乘法结果的累积范围。

减法器1201将解调部件407所得的解调信号、和该解调信号由判定部件408判定所得的信号的相减结果(延迟分散)输出到判定器1202。判定器1202判定减法器1201输出的减法结果比适当设定的阈值大还是小。

进而，判定器1202在上述减法结果比阈值大(延迟分散大)的情况下，即，在线路品质恶劣、多径影响造成的符号同步误差大的情况下，控制开关1203，使得将复数乘法器411的乘法结果输出到第4累积器801。同时，判定器1202控制开关1204，使得将第4累积器801所得的累积结果输出到频偏检测部413。

相反，判定器1202在上述减法结果比阈值小(延迟分散小)的情况下，即，在线路品质良好的情况下，控制开关1203，使得将复数乘法器411的乘法结果输出到第2累积器412。同时，判定器1202控制开关1204，使得将第2累积器412所得的累积结果输出到频偏检测部413。

这样，根据本实施例，判定器1202根据线路品质，选择第2累积器412或第4累积器801中的某个，所以即使在线路品质变化的情况下，也能够检测出正确的频偏。

在本实施例中，作为累积器，是就选择第2累积器412及第4累积器801的情况进行说明的，但是本发明不限于此，也能够适用于准备多个在不同累积范围内进行累积的累积器、根据线路品质从这些累积器中进行选择的情况。

(实施例6)

实施例6是实施例5中频偏补偿用的2个累积器的操作共用1个累积器的实施例。

图13是实施例6的OFDM通信装置的结构方框图。在图13中，对与实施例5(图12)相同的结构附以与图12相同的符号，并且省略其详细说明。

下面，使用图14来说明第6累积器1301的结构。图14是实施例6的OFDM通信装置中第6累积器1301的结构方框图。在图14中，对与实施例4中第5累积器(图11)相同的结构附以相同的符号，并且省略其详细说明。

开关1401根据来自判定器1202的控制信号，只将加法器1101b_M的累积结果、或者将加法器1101b_M的累积结果和加法器1101b_L的累积结果的相减结果中的某个输出到频偏检测部413。加法器1101b_M及加法器1101b_L的选择方法及累积结果与上述相同，所以省略其说明。

这样，根据本实施例，第6累积器1301根据线路品质来变更复数乘法结果的累积范围，所以即使在线路品质变化的情况下，也能够检测出正确的频偏。

(实施例7)

实施例7是提高实施例5及实施例6中线路品质判定精度的实施例。

图15是实施例7中OFDM通信装置的结构方框图。在图15中，对与实施例6(图13)相同的结构，附以与图13相同的符号，并且省略其详细说明。

平均部1501对减法器1201输出的减法结果进行平均，输出到判定器1202。由此，能够削除减法器1201所得的减法结果、即线路品质的测定结果的峰值，所以能够更加正确地测定线路品质。判定器1202判定平均部1501输出的结果比适当设定的阈值大还是小。以下的操作与前述相同，所以省略其说明。

这样，根据本实施例，平均部1501对线路品质的测定结果取平均，进而，判定器1202根据该平均的结果，来变化频偏补偿时复数乘法结果的累积范围，所以即使在线路品质变化的情况下，也能够检测出更加正确的频偏。

本发明的OFDM通信装置包括：延迟部件，将接收信号延迟单位符号；乘法部件，进行上述接收信号、和延迟过单位符号的接收信号之间的乘法处理；累积部件，在单位符号期间累积该乘法结果；以及频偏计算部件，根据比上述单位符号期间短的频偏累积期间的累积结果来求频偏。

根据本发明，根据比单位符号期间短的频偏累积期间的累积结果来求频偏，所以能够提高多径环境下的频偏检测精度。

在本发明的OFDM通信装置中，上述频偏累积期间是上述单位符号期间的后半。

根据本发明，能够抑制延迟波的干扰造成的影响，能够进一步提高频偏检测精度。

本发明的OFDM通信装置包括：品质测定部件，测定接收信号的线路品质；以及累积期间变更部件，根据测定的线路品质来改变上述频偏累积期间的长度。

根据本发明，能够根据线路品质，即根据延迟分散来选择最佳的积分频带，所以能够自适应地提高频偏检测精度。特别是，通过共用符号同步中使用的累积部件、和频偏用的累积部件，能够削减硬件规模。

本发明的OFDM通信装置包括平均部件，对测定的线路品质的结果进行平均。

根据本发明，由于对测定的线路品质的结果进行平均，所以能够削除品质结果的峰值，能够提高线路品质的精度。由此，能够选择更佳的积分频带。

本发明的基站装置包括上述任一个OFDM通信装置。此外，本发明的通信终端装置包括上述任一个OFDM通信装置。

根据本发明，能够进一步提高频偏检测精度，所以能够良好地进行多径环境下的无线通信。

本发明的OFDM通信方法包括下述步骤：将接收信号延迟单位符号；进行上述接收信号、和延迟过单位符号的接收信号之间的乘法处理；在单位符号期间累积该乘法结果；以及根据比上述单位符号期间短的频偏累积期间的累积结果来求频偏。

本发明的OFDM通信方法包括下述步骤：测定接收信号的线路品质；以及根据测定的线路品质来改变上述频偏累积期间的长度。

根据本发明，能够根据线路品质，即根据延迟分散来选择最佳的积分频带，所以能够自适应地提高频偏检测精度。

此外，本发明的OFDM通信装置能够适用于无线通信系统中的基站装置或移动台装置等通信终端装置。由此，能够进一步提高频偏检测精度，能够良好地进行多径环境下的无线通信。

本发明并不限于上述实施例，在不脱离本发明范围的情况下，可以进行各种变形和修改。

本说明书基于平成10年11月6日申请的特愿平10-316699号。其内容包含于此。

Claims

1、一种正交频分复用方式的移动通信中使用的无线通信装置，包括：延迟部件，将接收信号延迟单位符号；乘法部件，进行上述接收信号和延迟了单位符号的接收信号之间的乘法处理；第一累积部件和第二累积部件，对上述乘法部件中的乘法结果进行累积；最大值检测部件，检测所述第一累积部件中的累积结果的最大值；定时生成部件，在检测出的最大值的定时开始对所述接收信号傅里叶变换；以及频偏检测部件，根据上述第二累积部件中的累积结果来求频偏；

上述第二累积部件仅在将单位符号期间由于延迟波而产生的干扰部分去除的期间中，对上述乘法结果进行累积。

2、如权利要求1所述的无线通信装置，其中，上述第二累积部件中的累积期间是上述单位符号期间的后半部分。

3、如权利要求1所述的无线通信装置，还包括：品质测定部件，测定接收信号的线路品质；以及累积期间变更部件，根据测定的线路品质来使上述第二累积部件中的累积期间的长度变化。

4、如权利要求3所述的通信装置，还包括平均部件，对测定的线路品质进行平均。

所述累积期间变更部件根据平均化的线路品质，使上述第二累积部件中的累积期间的长度变化。

5、一种正交频分复用方式的移动通讯中使用的无线通信方法，包括下述步骤：将接收信号延迟单位符号的延迟步骤；累积上述接收信号、和延迟过单位符号的接收信号之间的乘法结果的累积步骤；以及根据上述累计步骤中的累积结果来求频偏的频偏检测步骤。

上述累积步骤中的累积期间为将单位符号期间由于延迟波而产生的干扰部分去除的期间。

6、如权利要求5所述的无线通信方法，还包括下述步骤：测定接收信号的线路品质的品质测定步骤；以及根据测定的线路品质来使上述累积部件中的累积期间的长度变化的累积期间变更步骤。