CN114640316A - 一种可配置式射频功率放大器电路 - Google Patents

Abstract

本发明一种可配置式射频功率放大器电路，所述电路包含有驱动级、以及由驱动级驱动的末级，电路的驱动级由三组基于电阻反馈的反相器构成，且反相器的控制端接入镜像恒流源；末级由MOS管一、MOS管二和MOS管三串联而成，驱动级输出的偏置电压一输入MOS管一的栅极，MOS管二和MOS管三的栅极分别连接至偏置电压二和偏置电压三。本发明一种可配置式射频功率放大器电路，驱动采用基于镜像恒流源的三级驱动方式，可完美的兼顾增益、线性、输出功率、效率等，同时镜像恒流源取代电感的设计，有利于降低芯片尺寸，减少电磁干扰。

Description

一种可配置式射频功率放大器电路

技术领域

本发明涉及一种功率放大器电路，尤其是涉及一种可配置式的无线射频收发系统所用的功率放大器电路，属于集成电路技术领域。

背景技术

功率放大器，是现代无线收发系统中的核心模块，也是决定无线系统中发射性能的最重要的模块，其在无线收发系统中的位置如图1所示：功率放大器（PA）的主要功能是把经过上变频调制的基带信号（Din）放大至天线端（TX-ANT），使发射机有足够的功率克服无线信道的路径损耗（TX-ANT和RX-ANT之间），从而在接收机能解调出所对应的信号（Dout）。

在实际的无线收发系统中往往采用不同的调制方式。具体的讲，一是不同制式的无线通信系统采用不同的调制方式，如WCDMA采用的是HPSK调制，LTE采用的是更高阶的QAM调制；二是相同的制式在不同的信道条件下也会自适应调整调制方式，如在信道较好的条件下可能采用高阶QAM调制（如64-QAM），而在信道较差的情况则会调整至QPSK甚至BPSK等低阶调制方式；三是相同制式在不同发展阶段的调制方式也不相同，如GSM系统一版采用GMSK，而在EDGE模式下则采用8PSK的方式。这些调制方式按照幅度是否变化可以分为恒包络调制和非恒包络调制（幅度调制），这对PA有不同的设计要求，比如恒包络调制要求PA有较高的输出功率，并不需要有较好的线性度要求；而包络调制则需要PA有很好的线性度，从而满足发射辐射的频谱模板（Spectrum Mask）标准，同时不影响调制精度，如EVM等，但是这对PA的输出功率相对要求会降低。由此可见，不同的调制方式对PA有着较多情况的要求，PA必须在增益、线性、输出功率、效率包括可靠性方面做出平衡。

为此，如今CMOS PA采用如图2所示的基于Cascode的常规多级线性功率放大器以试图解决上述问题，但是，图2所示的电路无法兼顾增益和线性度，且增益的配置变化还会显著影响其输出功率和效率。同时，每一级需要一个占用较大芯片面积的电感进行馈电，从而导致芯片面积的增加、造成成本增加的同时，而且电感之间也容易产生耦合，除了造成性能恶化，还极易引起不稳定性。

因此，亟需一种能够解决上述问题的全新设计的功率放大器电路。

发明内容

本发明的目的在于克服上述不足，提供一种可配置式射频功率放大器电路。本发明主要用于无线收发系统中发射机的末端，用于对发射信号进行放大到额定的输出功率，同时保证一定的信号质量（如EVM）和满足频谱输出要求（一般有发射模板和远端辐射要求）。并在，在满足上述条件的基础上，还实现了增益可配置，从而适应不同条件下功率放大器（PA）的工作状态，即高增益高功率针对恒包络（非线性）调制场景，而低增益低输出功率针对非恒包络（线性模式）工作场景。最后，在增益要求很高的发射模式下，本发明也可以提供最大可能的增益调节范围。

本发明的目的是这样实现的：

一种可配置式射频功率放大器电路，所述电路包含有驱动级、以及由驱动级驱动的末级，所述电路的驱动级由三组基于电阻反馈的反相器构成，且反相器的控制端接入镜像恒流源。

优选的，末级由MOS管一、MOS管二和MOS管三串联而成，驱动级输出的偏置电压一输入MOS管一的栅极，MOS管二和MOS管三的栅极分别连接至偏置电压二和偏置电压三。

优选的，所述反相器的反馈电阻为可变电阻。

优选的，所述驱动级包含有反相器一、反相器二和反相器三，反相器一、反相器二和反相器三的控制端分别接入镜像恒流源一、镜像恒流源二和镜像恒流源三，反相器一、反相器二和反相器三的输出端和输入端之间分别连接变阻器一、变阻器二和变阻器三。

优选的，且反相器一的输出端和反相器二的输入端之间连接有耦合电容一，反相器二的输出端和反相器三的输入端之间连接有耦合电容二。

优选的，变阻器二与电子开关相并联。

优选的，反相器一、反相器二、反相器三均为由两个串接于控制端和接地端之间的MOS管级联而成，两个MOS管的栅极相连构成反相器的输入端，两个MOS管之间的连接点构成反相器的输出端。

优选的，反相器均由一个NMOS管以及一个PMOS管级联构成，所述NMOS管的栅极与PMOS管的栅极连接后作为反相器的输入端，所述NMOS管的漏极与PMOS管的漏极连接后作为反相器的输出端，所述PMOS管的源极为反相的控制端，所述NMOS管的源极为反相器的接地端。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明功率放大器的驱动级基于带变阻器反馈的反相器构成，与常规的电感反馈形式相比，不但降低了电磁干扰、提高了稳定性，而且省去电感后，极大的降低了其占用面积，有利于实现芯片的小型化、降低芯片的成本。且反相器在电阻反馈的工作模式下，使用变阻器可以改变反相器的线性工作范围，从而使得反相器的线性度不受限。与此同时，增加输出级增益的设计，比如增加Cascode叠管，可以减轻对输入信号幅度的压力，也可以在一定程度上降低对驱动级线性区间的要求，这种设计方法比开环的Cascode结构要更鲁棒和可靠，设计上也更简单、可靠。并且从性能上讲，反相器基于镜像恒流源的供电电压比传统的Cascode+电感要低，在多电源供电的条件下，其驱动级的效率和总体效率要好于传统功放的设计。同时，镜像恒流源的电流模式更适合采用CMOS或者SiGe等工艺单片集成，（电压模式通常是异质集成，比如CMOS作为偏置电路产生，而GaAs的HBT作为PA的核心电路，这样存在偏置的失配，对工艺或者温度的补偿较为复杂），因此有利于提高芯片的集成度、并简化流片工艺、提高流片良品率。

同时设计的三级反相器结构，切换增益的过程，既可以避免输入匹配S11的恶化，同时可以保证驱动功率放大器末级的驱动能力，使得饱和功率Psat和效率PAE都不会有明显的恶化。

附图说明

图1为基于功率放大器的无线收发机系统图。

图2为基于Cascode的常规多级线性功率放大器的电路图。

图3为图2所示放大器的工作区间示意图。

图4为具有三种可变模式的常规功率放大器的电路图。

图5为本发明一种可配置式射频功率放大器电路的电路图。

图6为本发明反相器的输入输出特性图。

图7为本发明的增益模式切换方式示意图。

具体实施方式

参见图5~7，本发明涉及的一种可配置式射频功率放大器电路，基于带电阻反馈的反相器作为驱动级，偏置基于镜像恒流源，如图5所示：

反相器一I₁、反相器二I₂、反相器三I₃相互级联（即三个反相器相互串联，前一级的输出端接入后一级的输入端），反相器一I₁、反相器二I₂和反相器三I₃的控制端分别接入镜像恒流源一I_B1、镜像恒流源二I_B2和镜像恒流源三I_B3，且反相器一I₁的输出端和反相器二I₂的输入端之间连接有耦合电容一C₁，反相器二I₂的输出端和反相器三I₃的输入端之间连接有耦合电容二C₂，反相器一I₁、反相器二I₂和反相器三I₃的输出端和输入端之间分别连接有变阻器一R_F1、变阻器二R_F2、和变阻器三R_F3，变阻器二R_F2与电子开关SW₁相并联；

所述反相器三I₃的输出端输出的偏置电压一V_B1至MOS管一M₁的栅极，MOS管一M₁的源级接地，MOS管一M₁的漏极与MOS管二M₂的源级相连，MOS管二M₂的栅极连接至偏置电压二V_B2，MOS管二M₂的漏极连接至MOS管三M₃的源级相连，MOS管三M₃的栅极连接至偏置电压三V_B3，MOS管三M₃的漏极经由电感L₁连接至高电平。

具体的讲：

反相器一I₁、反相器二I₂、反相器三I₃均为由两个串接于控制端和接地端之间的MOS管级联而成，两个MOS管的栅极相连构成反相器的输入端，两个MOS管之间的连接点构成反相器的输出端；进一步的，反相器均由一个NMOS管以及一个PMOS管级联构成，所述NMOS管的栅极与PMOS管的栅极连接后作为反相器的输入端，所述NMOS管的漏极与PMOS管的漏极连接后作为反相器的输出端，所述PMOS管的源极为反相的控制端，所述NMOS管的源极为反相器的接地端。

上述带变阻器反馈的反相器的特性如图6所示。

反相器一I₁、反相器二I₂或反相器三I₃工作时，有一个线性工作区间，即当反相器输入端的输入信号在这个线性区间内时，输出端的输出信号和输入信号成正比。且当变阻器的阻值从大到小变化时，特性曲线从①变化到②，曲线①和②的斜率即为反相器的小信号增益；由图6可见，输出线性区间的范围由反相器的电源电压（即图5中的镜像恒流源）决定，基本不随着作为反馈电阻的变阻器的阻值大小而改变。此时，降低变阻器的阻值不会对输出工作区间范围造成影响，但是作为反馈电阻的变阻器的阻值的减小，使得反相器的增益变小，稳定性就更好，输入线性区间也就更大大。

同时，反相器一I₁、反相器二I₂和反相器三I₃之间采用AC耦合，在PA（功率放大器）末级和反相器三I₃之间采用直流耦合，则PA（功率放大器）末级的偏置由反相器三I₃的偏置电流I_B3完全决定；同时PA末级的驱动能力也就是由反相器三I₃完全决定，而对于反相器而言，输出饱和幅度由反相器的电源电压决定；

最后，切换PA（功率放大器）的增益由反相器一I₁、反相器二I₂和反相器三I₃构成的驱动级实现，那么本发明配置驱动级增益的方案如图7所示：

方式一：通过由变阻器一R_F1、变阻器二R_F2、和变阻器三R_F3构成的反馈电阻来实现，由于变阻器一R_F1会在一定程度上影响输入匹配S11，变阻器三R_F3会在一定程度影响PA（功率放大器）末级的驱动能力，所以主要的增益切换模式由变阻器二R_F2实现；

方式二：由于反馈电阻能够实现的电压范围有限，在一些增益控制范围比较大的情况下，可以采用开关SW1旁路（bypass）第二级（变阻器二R_F2和反相器二I₂）来实现，因为第一级（变阻器一R_F1和反相器一I₁）和输入匹配关联较强，第三级（变阻器三R_F3和反相器三I₃）和末级驱动（MOS管一M₁、MOS管二M₂和MOS管三M₃）相关，所以采用旁路（bypass）第二级是对性能影响最小的方式。

综合来看，通过上述两种方式的结合，可以在很大范围内进行增益配置，从而在尽可能降低输入匹配影响的同时，尽量降低对末级驱动的影响，保证了PA（功率放大器）的输出饱和功率Psat以及效率PAE，同时可以实现非常大的增益控制范围。

参见图1~4，对常规图2中的功率放大器电路进行分析以说明其存在的不足：

两个MOS管（M1、M2）组成的Cascode结构、加上负载电感L1构成了功率放大器的第一级；V_B1和V_B2分别是两个MOS管（M1、M2）的偏置电压，负载电感L1为负载，其中V_B1的电压值决定了这个Cascode管的状态，如果V_B1较高，则第一放大电路处于A类，若V_B1从大到小降低电压值，则放大器依次经过A类、AB类、B类和C类等状态。

与此类似的：

两个MOS管（M3、M4）组成的Cascode结构、加上负载电感L2构成了第二级放大电路的主体，V_B3和V_B4是两个MOS管（M3、M4）的偏置电压；

两个MOS管（M5、M6）组成的Cascode结构、加上负载电感L3构成了第三级放大电路，V_B5和V_B6是两个MOS管（M5、M6）的偏置电压。

当图2中的第一级、第二级和第三级都处在线性放大工作状态时，功率放大器的增益由下式决定：

Gtot=G1*G2*G3 （1）

其中：Gtot是三级功放的总体增益，G1，G2，G3分别是第一级、第二级和第三级的增益，而G1、G2、G3分别由其偏置条件V1、V3、V5以及三级的负载电感L1、L2、L3的值来决定：

Gi=g_mi*Z_Li （i=1，2，3） （2）

其中，g_mi是每一级的跨导（M1，M3，M5），主要由V1来决定，Z_Li是每一级的负载阻抗，由L1、L2、L3的取值来决定。

如图3所示，一般而言，对于一个线性功率放大器，其在固定工作频率fc上的输入输出功率特性如下图所示。通常采用输出1dB压缩点OP1dB（此时对应的输入功率是IP1dB）和饱和输出功率Psat来衡量PA的大信号能力。在从IP1dB点回退功率点（back-off）的IP1信号输入的时候，输出为OP1，此时PA工作在线性区，回退越大，信号一般越来线性。针对恒包络信号，通常PA工作在Psat区域，此时PA的输出功率较高，效率最好，对应的，为使PA工作在这个区域，输入信号也需要尽可能大，或者说PA的增益需要尽可能高；而针对非恒包络的信号，此时工作在从OP1dB点回退（back-off）一定区间的区域，比如根据非恒包络信号的峰均比（PAR）来确定回退的dB值。此时，PA对于线性度要求较高，效率相比饱和功率对应的最大效率值降低较多，输出功率和增益都较恒包络下的情况要低一些。

参见图4， 如图4所示，主要有三种方式：

方式一：图中标注为①处，即采用可切换MOS管的方法来配置增益大小，当恒包络条件下（即非线性模式），第一级和第二级的MOS管尺寸保持最大，此时PA增益最大，驱动末级PA的能力越强，此时PA的输出饱和功率Psat最大。在非恒包络条件下，也就是线性模式，切换第一级或第二级的MOS管（也可以是都切换），此时PA的增益降低，同样的输入功率条件下输出功率得以回退，PA处于线性放大区间。但是，这个方式的缺点如下：

1、改变MOS管的尺寸容易引起输入匹配S11变化，特别是第一级的MOS管尺寸和S11关系非常密切，切换增益越大，S11变化越剧烈；

2、改变MOS管尺寸容易引起驱动能力的变化，特别是第二级驱动末级的前提下，切换增益越大，MOS管的尺寸变化越大，驱动能力有着不小的变化，容易导致末级输入不够，饱和功率Psat和效率PAE都会受到不同程度的影响。

方式二：图中标注为②处，改变偏置V_B1，V_B2，V_B3来实现增益的配置，从而适配线性（非恒包络）和非线性（恒包络）模式的需求，这种好处是实现非常简单，不增加额外的硬件开销。但是，这个方式的缺点如下：

功放的特性和偏置条件紧密相关，特别是线性模式，一般而言从非线性模式到线性模式切换都是从高电压的偏置切换到低电压的偏置，此时增益降低，但PA反而会进入更加非线性的模式，造成线性度恶化，这违背了切换线性模式基本的初衷。

方式三：图中标注为③处，通过直通的方式（bypass），直接降低链路增益即可，可以在第一级、也可以在第二级实现增益切换。这种方法的硬件开销不大，实现简单，但是没有解决好第一、第二种方法的缺点，即在第一级直通时，需要确保S11不会恶化，在第二级直通时，驱动末级的能力由第一级承担，一般驱动能力不会太够，性能恶化会非常明显。

综上所述，图2所示的常规功率放大器电路无法同时兼顾增益、线性、输出功率、效率等进行平衡设计。并且，图2所示的传统设计方法还有一大缺点为：每一级需要一个电感馈电，且这个电感作为负载，需要占用很大的面积，芯片面积的增加，造成成本增加的同时，电感之间也容易产生耦合，除了造成性能恶化，还极易引起不稳定性，这在芯片和基板、PCB设计的时候需要特别仔细的设计退耦和隔离，确保PA不产生振荡和不必要的耦合，因为PA的信号太强，往往容易对其他电路模块造成很强的干扰，较为常见的就是对VCO的Pulling，以及多次反射引入的EVM恶化，频谱抬升，噪声增加等等。

另外：需要注意的是，上述具体实施方式仅为本专利的一个优化方案，本领域的技术人员根据上述构思所做的任何改动或改进，均在本专利的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种可配置式射频功率放大器电路，所述电路包含有驱动级、以及由驱动级驱动的末级，其特征在于：

所述电路的驱动级由三组基于电阻反馈的反相器构成，且反相器的控制端接入镜像恒流源。

2.根据权利要求1所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：末级由MOS管一（M₁）、MOS管二（M₂）和MOS管三（M₃）串联而成，驱动级输出的偏置电压一（V_B1）输入MOS管一（M₁）的栅极，MOS管二（M₂）和MOS管三（M₃）的栅极分别连接至偏置电压二（V_B2）和偏置电压三（V_B3）。

3.根据权利要求1和2所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：所述反相器的反馈电阻为可变电阻。

4.根据权利要求3所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：所述驱动级包含有反相器一（I₁）、反相器二（I₂）和反相器三（I₃），反相器一（I₁）、反相器二（I₂）和反相器三（I₃）的控制端分别接入镜像恒流源一（I_B1）、镜像恒流源二（I_B2）和镜像恒流源三（I_B3），反相器一（I₁）、反相器二（I₂）和反相器三（I₃）的输出端和输入端之间分别连接变阻器一（R_F1）、变阻器二（R_F2）、和变阻器三（R_F3）。

5.根据权利要求4所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：且反相器一（I₁）的输出端和反相器二（I₂）的输入端之间连接有耦合电容一（C₁），反相器二（I₂）的输出端和反相器三（I₃）的输入端之间连接有耦合电容二（C₂）。

6.根据权利要求4所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：变阻器二（R_F2）与电子开关（SW₁）相并联。

7.根据权利要求4所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：反相器一（I₁）、反相器二（I₂）、反相器三（I₃）均为由两个串接于控制端和接地端之间的MOS管级联而成，两个MOS管的栅极相连构成反相器的输入端，两个MOS管之间的连接点构成反相器的输出端。

8.根据权利要求7所述一种可配置式射频功率放大器电路，其特征在于：反相器均由一个NMOS管以及一个PMOS管级联构成，所述NMOS管的栅极与PMOS管的栅极连接后作为反相器的输入端，所述NMOS管的漏极与PMOS管的漏极连接后作为反相器的输出端，所述PMOS管的源极为反相的控制端，所述NMOS管的源极为反相器的接地端。

Images