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JP2001223539A - アクティブフィードフォワード型プレディストーションに基づく線形電力増幅器 - Google Patents

アクティブフィードフォワード型プレディストーションに基づく線形電力増幅器

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Publication number
JP2001223539A
JP2001223539A JP2000030527A JP2000030527A JP2001223539A JP 2001223539 A JP2001223539 A JP 2001223539A JP 2000030527 A JP2000030527 A JP 2000030527A JP 2000030527 A JP2000030527 A JP 2000030527A JP 2001223539 A JP2001223539 A JP 2001223539A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
input
output
node
feedforward
bipolar transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000030527A
Other languages
English (en)
Inventor
Howe Gary
ハウ ゲイリー
Naotaka Iwata
直高 岩田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Priority to JP2000030527A priority Critical patent/JP2001223539A/ja
Priority to US09/778,765 priority patent/US6353360B1/en
Publication of JP2001223539A publication Critical patent/JP2001223539A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
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    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/191—Tuned amplifiers
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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  • Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 高い能率を有しサイズと直流電力消費の点で
改善された線性電力増幅を実現する線形電力増幅器を提
供する。 【解決手段】 線形増幅器は、電力増幅器３０６に直列
接続されたアクティブフィードフォワード型プレディス
トータ３０４を含む。アクティブフィードフォワード型
プレディストータ３０４は、ドライバ増幅器とし動作す
る能動デバイス３０２に対して並列に接続されたフィー
ドフォワード型プレディストーション回路３０３からな
る。アクティブフィードフォワード型プレディストータ
３０４は、入力電力に伴って増加する利得特性と入力電
力の増加に伴い減少する位相特性とを有し、線形信号増
幅のために、電力増幅器３０６のそれとは反対の応答を
補償する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、概して、セルラ及
び衛星通信システムにおけるデジタル変調信号の低歪増
幅のための線形電力増幅器に関する。特に、本発明は、
アクティブフィードフォワード型プレディストータ（pr
edistorter；前置補償器）と出力電力増幅器を含み、出
力電力増幅器の振幅及び位相の非直線性を補償しするる
とともに入力する信号の直線増幅に対するＰＡＥ（powe
r added efficiency；電力付加効率）を増大させるよう
にプレディストータが入力する信号を増幅し歪ませる、
モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ；monolith
ic microwave integrated circuit）として実現される
ための電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル変調方式は、容量の改善やより
良い伝送性と高いデータ速度通信のために、無線及び衛
星通信のような種々のマルチキャリア（多搬送波）通信
システムにおいて、広く使用されている。非定常包絡線
（非定常エンベロープ）のデジタル変調方式において、
情報は、変調された信号の振幅と位相の双方に含まれ
る。このような信号を増幅するためには、信号の品質を
低下させる振幅及び位相特性の歪みを防ぐために、線形
増幅器が要求される。加えて、線形増幅器は、セルラシ
ステムの基地局のような応用において、大きな歪みを発
生することなしにマルチキャリア信号を同時に増幅する
上でも、また有益である。線形増幅器を使用することの
利点は、使用される増幅器の数を減少するとともに、歪
みを制限するためにいくつかのあまり線形でない増幅器
からの出力を結合するための従来の構成である高出力結
合器チェーンを除去することである。これは、衛星シス
テムやセルラシステムの基地局のような応用において重
大事である増幅システム全体のサイズや複雑さ、コスト
の減少に、直接に結果を及ぼす。その低歪み特性に加え
て、線形増幅器は、その直流（ＤＣ）電力消費を最小限
にすることができて、より高い性能、信頼性と運転コス
ト削減をもたらすという高い効率を達成できよう。線形
増幅器のこのような特徴は、全ての通信システムにおい
て、特に、無線システムのセルラ・ハンドセット（電話
機）においてとりわけ望ましい。そこでは、全体のサイ
ズが小型化でき、ハンドセット設計の第一の関心事であ
る改善された増幅器効率による直接的な成果として、電
池寿命、それにより待機（スタンバイ）及び通話時間を
著しく改善できる。
【０００３】例えば無線通信システムにおいて非定常包
絡線の変調信号の直線増幅を達成するために、従来の増
幅器は、通常、直線性の要求を満足させるために、飽和
電力より低められたある出力電力で動作する。これのト
レードオフは、増幅器における低いＰＡＥである。ＰＡ
Ｅのピークは、通常、飽和出力電力レベルの近くで達成
されるからである。その動作から下回ることによって、
増幅器は、ＰＡＥにおいて３０％から４０％ほどの減少
を被り、これは直流電力消費、特にセルラハンドセット
の電池寿命に悪影響を及ぼす。
【０００４】従来の線形増幅器における低効率という欠
点は、増幅器線形化技術を用いて克服することができ
る。増幅器線形化技術は、増幅器の出力における歪みレ
ベルを減少させるための外部回路の使用を要求し、かく
して増幅器が効率的ではあるが非直線的である領域で運
転できるようにし、高効率と良好な直線性とを同時に達
成する。フィードフォワード、プレディストーション(p
redistortion)及びフィードバックのような一般的な線
形化技術は、T. J. Bennettらによる"Feedforward - An
alternative approach to amplifier linearization,"
The Radio and Electronic Engineer, vol. 44, no.
5, pp. 257-262, May 1974；R. D. Stewartらによる"Fe
edforward linearization of 950 MHz amplifiers," IE
E Proceedings-H, vol. 135, no. 5, pp. 347-350, Oc
t. 1988；Danielsonsによる米国特許第5,850,162号明細
書；J. Namikiによる"An automatically controlled pr
edistorter for multilevel quadrature amplitude mod
ulation," IEEE Trans. Commun., vol. COM-31, no. 5,
pp. 707-712, May 1983；Huangらによる米国特許第4,4
65,980号明細書；Grebliunasらによる米国特許第5,523,
716号明細書；A. K. Ezzeddineらによる"An MMAC C-Ban
d FET feedback power amplifier," IEEE Trans. Micro
wave Theory Tech., vol. MTT-38, no. 4, pp. 350-35
7, Apr. 1990；F.Perezらによる"Linearisation of mic
rowave power amplifiers using activefeedback netwo
rks," Electron. Lett., vol. 21, no. 1, pp. 9-10, J
an. 1985；J. C. Pedroらによる"An MMIC linearized a
mplifier using active feedback," 1993 IEEE MTT-S D
ig., pp. 95-98；Myersらによる米国特許第5,886,572号
明細書；Katayamaらによる米国特許第5,821,814号に開
示されている。しかしながら、これらの技術は、通常、
複雑な回路構成を伴うか、小型化されたセルラハンドセ
ットへのそれらの実際的な適用を制限する実際に起こり
うる安定性問題を経験する。
【０００５】最近、より簡単な構成のプレディストータ
が、M. Nakayamaらによる"A novelamplitude and phase
linearizing technique for microwave power amplifi
ers," 1995 IEEE MTT-S Dig., pp. 1451-1454；K. Yama
uchiらによる"A novel series diode linearizer for m
obile radio power amplifiers," 1996 IEEE MTT-SDi
g., pp. 831-834；A. Katzらによる"Passive FET MMIC
linearizers for C, Xand Ku-band satellite applicat
ions," 1993 IEEE MTT-S Dig., pp. 353-356；Katzらに
よる米国特許第5,191,338号明細書に開示されている。
これらのプレディストータは、従来の設計に比べてサイ
ズの減少を達成するが、なお、余分の整合回路を必要と
し、実際の使用における困難を増加させる大きな損失と
アイソレーション不足を経験する。図１に示された従来
の小型化されたプレディストータの設計を参照すること
によって、もっともよく説明される。
【０００６】図１は、非直線性発生器１０２と入力整合
回路１０１と出力整合回路１０３とを含む典型的な小型
受動（パッシブ）型プレディストータ１０４を示す。整
合回路は、通常、 ＭＭＩＣ内で大きな面積を占め、全
体的な設計のコストを増加するインダクタを含む。図２
は、線形電力増幅器２０６の従来の構成を示す。受動型
プレディストータ１０４は、図１に示されるように、電
力増幅器２０５の非直線性を補償するために使用され
る。アイソレータ２０１とバッファ増幅器２０３は、そ
れぞれ、プレディストータ１０４の不十分な逆方向アイ
ソレーションと挿入損失とを補償するために必要とされ
る。整合回路２０２，２０４は、それぞれ、バッファ増
幅器２０３の入力と出力をアイソレータ２０１と電力増
幅器２０５とに整合させるために使用される。この配置
の短所は、余分の整合回路２０２，２０４とバッファ増
幅器２０３とアイソレータ２０１とを含み、これは線形
増幅器２０６の全体のサイズとバッファ増幅器２０３に
よって必要とされる余分の直流電力消費を増加させる。
したがって、線形増幅器２０６は、小型であることと低
い総電力消費とを要求するセルラハンドセットには、実
用的ではない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の技術による複雑
さの低い受動型プレディストータは、習慣的な設計で通
常使用される電力結合器や可変減衰器や移相器のような
かさばった素子の使用を省いているが、入力及び出力整
合回路を備えた非直線性発生器を含んでいる。電力増幅
器に直列接続されたとき、プレディストータの出力整合
は、増幅器の入力整合回路の機能と重複することにな
る。整合回路は、通常、ＭＭＩＣ上で実現するために大
きな面積を要するインダクタを含むので、このことは、
ハンドセット電力増幅器のための重大関心事であるチッ
プの寸法と全体設計のコストを増加させ、また、量産に
は不適なものであろう。加えて、従来のプレディストー
タは、通常、逆方向のアイソレーションが不十分であ
る。これらのプレディストータと協働する電力増幅器
は、全体の回路性能を低下させることとなるプレディス
トータと増幅器ステージとの間の相互作用を避けるため
に、回路のアイソレーションを改善する追加のアイソレ
ータを必要とする。アイソレータは、通常、独立したモ
ジュールの形態であり、セルラシステムのハンドセット
で使用できる小さな回路面積上に追加するには、不適切
であろう。
【０００８】従来技術で示されたプレディストータはす
べて、事実上、設計に基づいて４ｄＢから２０ｄＢの範
囲の挿入損失レベルを有する受動型のものである。通
常、余分のバッファ増幅器が、大きな挿入損失を補償す
るために追加される。バッファ増幅器の使用は、全体の
直流電力消費を増加させることに、特に関わっている。
線形増幅器の全体的な効率が改善されたとしても、余分
な直流電力を必要とすることはハンドセットの電池寿命
に対する余分な負担となり、このような増幅器構成は、
ハンドセットへの応用には不適切と考えられる。さら
に、これらの既知のプレディストータは、通常、期待さ
れる効率改善を得るためには正確な調整を必要とし、し
たがって、量産や容易な使用の観点からは、実際的でな
いだろう。
【０００９】本発明の目的は、高効率の線形電力増幅を
供給し、サイズと直流電力の消費において改良された線
形電力増幅器を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の一つの様相にし
たがって、線形電力増幅器は、アクティブフィードフォ
ワード型プレディストータを用いるとともに最終電力段
に直列接続された駆動段からなる。アクティブフィード
フォワード型プレディストータは、その入力及び出力の
間を接続するプレディストータを有する増幅器からな
る。この駆動段は、最終電力段のそれとは反対の利得及
び位相特性を有し、入力信号をプレディストーションす
る（予め歪ませる）ために使用される。駆動段が最終電
力段と組み合わされたとき、電力段の非直線性利得及び
位相は、駆動段によって補償され、直線化される。これ
により、歪みの低い増幅と、高い効率動作の線形電力増
幅器が得られる。
【００１１】本発明の他の様相にしたがって、調整可能
バイアス回路は、外部直流電圧を使用するアクティブフ
ィードフォワード型プレディストータを調節することを
可能にする。アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータの特性を調整することにより、プレディストー
タは、いかなる電力段の種々の程度の非直線性を補償す
るために使用することができる。
【００１２】ここに開示された本発明のこれらの及び他
の様相は、図面を参照して以下に述べる好ましい実施の
形態を読むならば、この分野に通暁した人にとっては明
白であろう。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
【００１４】図３を参照すると、本発明の実施の１形態
に基づく線形増幅器３０７の簡略化されたブロック図が
示されている。線形増幅器３０７は、最終段電力増幅器
３０６に直列接続されたアクティブフィードフォワード
型プレディストータ３０４を含む。アクティブフィード
フォワード型プレディストータ３０４は、入力整合回路
３０１と、能動デバイス３０２と、能動デバイス３０２
の入力端子及び出力端子の間に接続されたフィードフォ
ワード型プレディストーション回路３０３と、段間整合
回路３０５から構成される。入力整合回路３０１は、能
動デバイス３０２の入力を５０Ω系に整合させ、これに
対して整合回路３０５は、能動デバイス３０２の出力を
電力増幅器３０６の入力に整合させる段間整合である。
整合回路は、この分野における通常の技術の範囲内のも
のである。能動デバイス３０２は、バイポーラトランジ
スタまたは電界効果トランジスタであってよく、信号増
幅の目的のためのものである。したがって、アクティブ
フィードフォワード型プレディストータ３０４は、従来
の受動型プレディストータのような挿入損失ではなく、
入力信号に挿入利得を与えるという意味で、本来的に能
動的（アクティブ）である。最終段電力増幅器３０６
は、異なる応用のための出力電力要求に応じて１または
複数の電力増幅器から構成される。
【００１５】線形増幅器３０７は、従来の設計のものよ
りも高い直線性と高い効率とを達成するものであり、そ
の動作の基本原理を以下に述べる。
【００１６】アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４は、入力電力レベルにともなって変化す
る、最終段電力増幅器３０６の利得及び位相応答とは反
対の利得及び位相応答を持つように設計されている。ア
クティブフィードフォワード型プレディストータ３０４
は、このように、入力信号の振幅及び位相特性を電力レ
ベルに応じて修正しプレディストート（予め歪ませる）
し、また、入力信号を増幅する。かくして、アクティブ
フィードフォワード型プレディストータ３０４は、従来
の設計におけるように信号を線形増幅するというより
も、電力増幅器段３０６の前の駆動増幅器として作用す
る。アクティブフィードフォワード型プレディストータ
３０４によって提供された２つの機能により、従来の受
動型プレディストータ構成よりも要素の数を減少させる
ことができる。増幅されプレディストートされた信号
は、それから、入力電力レベルの関数としてアクティブ
フィードフォワード型プレディストータ３０４のそれと
は反対の利得及び位相特性を有する最終段電力増幅器３
０６の入力へ与えられる。二者が一緒に結合されて線形
増幅器３０７になると、最終段電力増幅器３０６の非直
線性はアクティブフィードフォワード型プレディストー
タ３０４によって補償され、このように、線形増幅器３
０７の出力において、より直線性を有する利得及び位相
応答が得られる。したがって、信号の直線性の高い増幅
が達成され、これは、最終段電力増幅器３０６の高効率
領域での運転を可能にする。例えば、最終段電力増幅器
３０６は、通常、入力電力レベルの増加に伴って、利得
圧縮と位相伸張を被る。アクティブフィードフォワード
型プレディストータ３０４は、したがって、反対の応答
すなわち入力電力レベルの増加に伴う利得伸張と位相圧
縮を有するように配置され、線形増幅器３０７が高い直
線性と効率的な運転をするように、最終段電力増幅器３
０６に直列接続される。
【００１７】この線形増幅器３０７は、ハイブリッド回
路か、モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）
か、あるいはこれら両者の組み合わせによって実現する
ことができる。しかしながら、この実施の形態の回路
は、コンパクトな構成を有するので、容易に低いコスト
で小型に製作されハンドセットの電力増幅器に使用され
ることが期待されるＭＭＩＣとして実装されることが、
より望ましい。以下の記載において、線形増幅器３０７
の現実化は、移動体通信システムにおけるハンドセット
への応用に適した出力電力レベルを有し、低い電圧供給
レベル、すなわち、携帯電池から利用できる一般的な直
流電圧である３Ｖから６Ｖまでの範囲で運転できる２段
電力増幅器の設計として、図解されている。
【００１８】図４は、この実施の形態に基づくフィード
フォワード型プレディストーション回路３０３の概略図
を示す。フィードフォワード型プレディストーション回
路３０３は、バイポーラトランジスタ４０３を含む。直
流ブロッキングコンデンサ４０２は、入力４０１（ポー
ト１）をバイポーラトランジスタ４０３のベースに接続
する。コンデンサ４１０は、バイポーラトランジスタ４
０３のコレクタを接地点（グラウンド）に接続する。並
列ＬＣネットワークは、インダクタ４０５及びコンデン
サ４０４を含み、バイポーラトランジスタ４０３のエミ
ッタを接地点に接続する。直列接続された抵抗４０６及
び直流ブロッキングコンデンサ４０７は、バイポーラト
ランジスタ４０３のエミッタを出力４０８（ポート２）
に接続する。
【００１９】バイアス回路４０９は、バイポーラトラン
ジスタ４０３のベースを直流バイアス電圧Ｖb1に接続す
る。バイアス回路４０９は、直流バイアス電圧Ｖb1がバ
イポーラトランジスタ４０３のベースに供給されるよう
にし、入力４０１からの入力信号が直流供給電圧Ｖb1に
達するのを阻止し、かくして、直流バイアス電圧Ｖb1と
入力４０１に印加される入力信号のと間のアイソレーシ
ョンを確保する。バイアス回路４０９の設計は、この分
野での通常の技術内容のものである。
【００２０】プレディストータとしての特性及び動作を
達成するために、バイポーラトランジスタ４０３は、非
直線性領域で動作するように、わずかに順方向にバイア
スされる。非直線性の程度は、直流バイアス電圧Ｖb1に
依存する。抵抗４０６は、入力４０１から出力４０８へ
フィードフォワードされるべき信号の割合を制御する。
コンデンサ４０４がフィードフォワード型プレディスト
ーション回路３０３の順方向挿入損失を減少させる一方
で、インダクタ４０５は、接地点への直流経路を提供す
る。フィードフォワード型プレディストーション回路３
０３の特性は、直流バイアス電圧Ｖb1、コンデンサ４０
２，４０４，４０７，４１０及び抵抗４０６に依存す
る。これらの要素の値は、最適特性のために選択され
る。
【００２１】図５（ａ）は、図４に示されたフィードフ
ォワード型プレディストーション回路３０３の順方向利
得伝送特性及び順方向位相伝送特性を入力電力Ｐin及び
直流バイアス電圧Ｖb1の関数として示している。曲線群
５０１は、順方向利得伝送特性ｓ21（ｄＢ）を示し、曲
線群５０２は、順方向位相伝送特性ｓ21（度）を示す。
曲線５０１を参照すれば、フィードフォワード型プレデ
ィストーション回路３０３の利得は、入力電力レベルの
増加に伴う減少の前にピークレベルに増加し、伸張す
る。このような利得伸張のレベルは、直流バイアス電圧
Ｖb1の関数であり、それゆえ、直流バイアス電圧Ｖ
b1は、フィードフォワード型プレディストーション回路
３０３の特性を調整するために使用することができる。
曲線５０２を参照すれば、位相は、入力電力が直流バイ
アス電圧Ｖb1の関数である程度で増加するときに、減少
する。
【００２２】図５（ｂ）は、図４に示されるフィードフ
ォワード型プレディストーション回路３０３の逆方向利
得伝送特性及び逆方向位相伝送特性を入力電力Ｐin及び
直流バイアス電圧Ｖb1の関数として示している。曲線群
５０３は、逆方向利得伝送特性ｓ12（ｄＢ）を示し、曲
線群５０４は、逆方向位相伝送特性ｓ12（度）を示す。
曲線５０３を参照すれば、フィードフォワード型プレデ
ィストーション回路３０３の逆方向利得は、順方向利得
５０１より著しく低い。これは、フィードフォワード型
プレディストーション回路３０３は良好なアイソレーシ
ョンレベルを有し、フィードフォワード型プレディスト
ーション回路３０３の出力４０８から入力４０１へフィ
ードバックされる信号のレベルを最小にして、動作の優
れた安定性を提供できることを示す。逆方向利得は、直
流バイアス電圧Ｖb1に伴って著しくは変化せず、直流バ
イアス電圧Ｖb1のいろいろな値に対して良好なアイソレ
ーションを達成する。曲線５０４を参照すれば、位相
は、入力電力が増加するにつれて減少するが、その程度
は直流バイアス電圧Ｖb1に伴って著しくは変化しない。
【００２３】図６は、この実施の形態に基づくアクティ
ブフィードフォワード型プレディストータ３０４の概略
図を示す。アクティブフィードフォワード型プレディス
トータ３０４は、入力及び出力インピーダンスを５０Ω
系と次段電力増幅器３０６の入力にそれぞれに整合させ
る入力及び出力整合回路３０１，３０５を伴ったバイポ
ーラトランジスタ３０２を含む。各整合回路は、インダ
クタンス、キャパシタンス及びレジスタンス（抵抗）の
うちの１つか全てを与える１つかいくつかの集中または
分布要素を含み、要素は、応用によって要求されるよう
に、いかなる複雑さの回路に配置されてもよい。整合回
路は、この分野で通常の技術範囲のものである。バイア
ス回路６０２，６０３は、バイポーラトランジスタ３０
２のベースとコレクタをそれぞれ直流電源ＶbとＶcに接
続する。バイアス回路６０２，６０３の設計は、この分
野で通常の技術範囲のものである。直流バイアス電圧Ｖ
c，Ｖbは、バイポーラトランジスタ３０２が増幅器とし
て動作するアクティブモードにバイアスされるように、
設定される。
【００２４】アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４は、フィードフォワード型プレディスト
ーション回路３０３をバイポーラトランジスタ３０２の
ベースとコレクタの間に接続することで形成される。バ
イアス回路４０９を除いて、フィードフォワード型プレ
ディストーション回路３０３は、図４に示されたものと
基本的に同一である。したがって、同じ要素は同じ参照
番号で参照され、同じ要素の詳細な動作とフィードフォ
ワード型プレディストーション回路３０３の動作原理
は、バイアス回路４０９の動作を除いては、ここでは繰
り返さない。
【００２５】フィードフォワード型プレディストーショ
ン回路３０３内のバイアス回路４０９は、ＲＦ信号を阻
止するＲＦチョーク６０７を含み、ＲＦチョーク６０７
は、バイポーラトランジスタ４０３のベースを、バイポ
ーラトランジスタ４０３のベースに流れ込むバイアス電
流を設定するバイアス抵抗６０６を通じて、直流電源Ｖ
b1に接続する。バイパスコンデンサ６０５は、 ＲＦチ
ョーク６０７を高周波雑音を取り除く接地点に接続す
る。
【００２６】アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４は、フィードフォワード型プレディスト
ーション回路３０３とともに、バイポーラトランジスタ
３０２に基づく増幅回路を完成する。この構成は、フィ
ードフォワード型プレディストーション回路３０３に要
求される余分の整合回路の必要性を減じ、それゆえに、
全体的な回路サイズと複雑性を減少し、最小化して具体
化することに適したものとする。入力信号のプレディス
トーションの程度は、フィードフォワード型プレディス
トーション回路３０３によって制御される。バイポーラ
トランジスタ３０２は、増幅器として動作するので、ア
クティブフィードフォワード型プレディストータ３０４
は、従来の技術で示された挿入損失の代わりに挿入利得
を達成することができる。したがって、アクティブフィ
ードフォワード型プレディストータ３０４は、他の増幅
段と組み合わされたときに、全体の利得を下げない。
【００２７】図７（ａ）に示された曲線群７０１は、図
６に示されるアクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４の挿入利得特性を出力電力Ｐout及び直
流バイアス電圧Ｖb1の関数として示している。曲線７０
１を参照すれば、アクティブフィードフォワード型プレ
ディストータ３０４は、入力信号の増幅を可能にする良
い利得レベルを示す。アクティブフィードフォワード型
プレディストータ３０４の利得は、出力電力に伴って増
加し、より高い出力電力領域で落ちる前に利得伸張を達
成する。それは、最終段電力増幅器３０６の非直線性効
果を補償するのに適した利得伸張特性をもつ領域であ
る。利得伸張の度合いは、直流バイアス電圧Ｖb1によっ
て制御することができる。アクティブフィードフォワー
ド型プレディストータ３０４の利得は、利得伸張レベル
が増加したとき、減少する。
【００２８】図７（ｂ）に示された曲線群７０２は、図
６に示されるアクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４の挿入位相特性を出力電力Ｐout及び直
流バイアス電圧Ｖb1の関数として示している。曲線７０
２を参照すれば、アクティブフィードフォワード型プレ
ディストータ３０４の挿入位相は、出力電力レベルの増
加に伴って減少する。位相圧縮の度合いは、直流バイア
ス電圧Ｖb1の関数である。
【００２９】図８は、この実施の形態に基づく２段線形
電力増幅器３０７の概略図を示す。２段線形電力増幅器
３０７は、破線で囲まれたアクティブフィードフォワー
ド型プレディストータ３０４と電力増幅器３０６を含
む。
【００３０】電力増幅器３０６は、バイポーラトランジ
スタ８０２のコレクタを５０Ω系に整合する出力整合回
路８０３を伴ったバイポーラトランジスタ８０２を含
む。整合回路８０３は、インダクタンス、キャパシタン
ス及びレジスタンス（抵抗）のうちの１つか全てを与え
る１つかいくつかの集中または分布要素を含み、要素
は、応用によって要求されるように、いかなる複雑さの
回路に配置されてもよい。整合回路は、この分野で通常
の技術範囲のものである。バイアス回路８０５，８０６
は、バイポーラトランジスタ８０２のベースとコレクタ
をそれぞれ直流バイアス電圧Ｖb2，Ｖc2に接続する。バ
イアス回路８０５，８０６の設計は、この分野で通常の
技術範囲のものである。直流バイアス電圧Ｖc2，Ｖ
b2は、バイポーラトランジスタ８０２が増幅器として動
作するアクティブモードにバイアスされるように、設定
される。
【００３１】アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４の構成は、図６に示したものと本質的に
同様であり、同じ要素には同じ参照番号が付されてい
る。同じ要素の詳細な機能については、繰り返して説明
しない。この構成において、整合回路３０５は、バイポ
ーラトランジスタ３０２の出力インピーダンスをバイポ
ーラトランジスタ８０２の入力インピーダンスに整合さ
せるのに使用される。
【００３２】アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ３０４は、入力電力の関数として、電力増幅器
３０６のそれに対して反対の利得及び位相応答を有する
ように設計される。入力ポート８０１からの入力信号
は、アクティブフィードフォワード型プレディストータ
３０４によってプレディストートされる。プレディスト
ートされた信号は、それから、バイポーラトランジスタ
８０２のベースに供給され、電力増幅器３０６によって
増幅される。適切に設計されると、電力増幅器３０６の
非直線性はアクティブフィードフォワード型プレディス
トータ３０４によって直線化され補償され、かくして線
形増幅器３０７の出力８０４における信号の直線性が改
善される。効果は、図９と図１０に描かれている。
【００３３】図９（ａ）は、線形増幅器３０７と同様で
あるがフィードフォワード型プレディストーション回路
３０３を備えない構成である従来の２段電力増幅器の利
得及び電力付加効率（ＰＡＥ；power added efficienc
y）を出力電力Ｐoutの関数として示している。曲線９０
１は、増幅器の利得を出力電力Ｐoutの関数として描い
ている。増幅器の利得は、出力電力レベルＰoutが増加
すると、圧縮する。増幅器の直線性の表示として一般的
に使用される１ｄＢ圧縮点Ｐ1dBにおける増幅器の出力
電力Ｐoutは、２８．７ｄＢｍである。曲線９０２は、
電力増幅器のＰＡＥを出力電力Ｐoutの関数として示し
ている。ＰＡＥは、出力電力Ｐoutに伴って増加し、低
下する前にピークレベルに達する。Ｐ1dBにおいて、増
幅器は５０．８％のＰＡＥを達成する。
【００３４】図９（ｂ）は、線形増幅器３０７と同様で
あるがフィードフォワード型プレディストーション回路
３０３を備えない構成である従来の２段電力増幅器の利
得及び位相偏移(phase deviation)を出力電力Ｐoutの関
数として示している。曲線９０３は、増幅器の利得を曲
線９０１と同様に出力電力Ｐoutの関数として描いてい
る。曲線９０４は、電力増幅器の位相偏移を出力電力Ｐ
outの関数として示している。位相偏移もまた、利得偏
移における１ｄＢ圧縮点Ｐ1dBと同様に、増幅器の直線
性の表示である。Ｐ1dBにおいて、増幅器は、６．７度
の位相偏移を示す。
【００３５】図１０（ａ）と図１０（ｂ）は、最終段電
力増幅器３０６の非直線性を補償するアクティブフィー
ドフォワード型プレディストータ３０４の効果を説明し
ている。図１０（ａ）は、本実施の形態に基づく線形２
段電力増幅器３０７の利得及びＰＡＥを出力電力Ｐout
の関数として示している。曲線１００１は線形増幅器３
０７の利得を、曲線１００２は線形増幅器３０７のＰＡ
Ｅを、出力電力Ｐoutの関数として示している。アクテ
ィブフィードフォワード型プレディストータ３０４の直
流バイアス電圧Ｖb1は、最適性能のために調整されてい
る。線形増幅器３０７は、１ｄＢ圧縮点Ｐ1dBにおい
て、３０．５ｄＢｍの出力電力Ｐoutと、対応する５
６．８％のＰＡＥを示す。図９（ａ）に示された同様の
図と比較すると、フィードフォワード型プレディストー
ション回路３０３をもたない増幅器は、著しく低い出力
電力ＰoutとＰＡＥ（それぞれ２８．７ｄＢｍと５０．
８％）を有する。これらの著しい改善は、図７（ａ）に
示されたアクティブフィードフォワード型プレディスト
ータ３０４の利得伸張特性が、効果的に最終段電力増幅
器３０６の利得圧縮特性を直線化するという事実に帰す
ると考えられる。
【００３６】図１０（ｂ）は、線形増幅器３０７の利得
及び位相偏移を出力電力Ｐoutの関数として示してい
る。曲線１００３は、線形増幅器３０７の利得を曲線１
００１と同様に出力電力Ｐoutの関数として描いてい
る。曲線１００４は、線形増幅器３０７の位相偏移を出
力電力Ｐoutの関数として示している。位相偏差もま
た、１ｄＢ圧縮点Ｐ1dBと同様に、増幅器の直線性の表
示である。Ｐ1dBにおいて、線形増幅器３０７は、５．
９度の位相偏移を示す。図９（ｂ）に示された同様の図
と比較すると、アクティブフィードフォワード型プレデ
ィストータ３０４をもたない増幅器は、より大きい６．
７度の位相偏移を有する。この非直線性の減少は、図７
（ｂ）に示されたアクティブフィードフォワード型プレ
ディストータ３０４の位相圧縮特性が効果的に最終段電
力増幅器３０６の位相伸張特性を直線化し、その結果、
線形増幅器３０７の直線性を改善するという事実によ
る。
【００３７】図１１は、本発明の他の実施の形態を示
す。この実施の形態は、アクティブフィードフォワード
型プレディストータ１１１２のためのバイアス回路と調
整可能バイアス回路のコンパクトな具体化を示してい
る。バイポーラトランジスタ３０２のためのバイアス回
路とフィードフォワード型プレディストーション回路１
１１１のための調整可能バイアス回路を除いては、アク
ティブフィードフォワード型プレディストータ１１１２
は、図６に示したものと実質的に同一であり、同じ要素
には同じ参照番号が付与されている。かくしてこれらの
基本的な機能については、さらに繰り返しては説明しな
い。
【００３８】バイポーラトランジスタ３０２のコレクタ
バイアスは、バイポーラトランジスタ３０２のコレクタ
にＲＦチョーク１１０９を通じて接続する直流電源ＶC
によって供給される。ＲＦチョーク１１０９は、ＲＦ信
号が直流電源ＶCに到達しないよう阻止するために使用
される。バイパスコンデンサ１１０８は、直流バイアス
電圧ＶCとＲＦチョーク１１０９間で、高周波雑音を取
り除く接地点に接続する。
【００３９】バイポーラトランジスタ３０２のベースバ
イアス回路は、直列に接続された２つの抵抗１１０４，
１１０５による抵抗ブリッジから構成され、それは、直
流電源電圧ＶCを２つの抵抗１１０４，１１０５間の抵
抗比に基づいたベースバイアス電圧Ｖbに分割する。抵
抗１１０４，１１０５間で分割された直流電圧は、ＲＦ
チョーク１１０３を通じてバイポーラトランジスタ３０
２のベースに与えられ、バイポーラトランジスタ３０２
のベースバイアス電圧を設定する。ＲＦチョーク１１０
３は、ＲＦ信号が直流電源ＶCに達するのを阻止するた
めに使われる。バイパスコンデンサ１１０２は、ＲＦチ
ョーク１１０３と高周波雑音を取り除く接地点の間を接
続する。
【００４０】フィードフォワード型プレディストーショ
ン回路１１１１のための調整可能バイアス回路は、コレ
クタが直流電源ＶCに接続されたバイポーラトランジス
タ１１０７を含む。直流電源Ｖb1は、バイポーラトラン
ジスタ１１０７のベース電流を設定する抵抗１１０６を
通じてバイポーラトランジスタ１１０７のベースに接続
する。バイポーラトランジスタ１１０７のエミッタは、
バイポーラトランジスタ４０３のベースに流れ込む電流
を設定する抵抗６０６に接続する。直流電源Ｖ b1を変化
させることによって、それに応じてバイポーラトランジ
スタ１１０７のコレクタ−エミッタ間電圧が変化する。
したがって、バイポーラトランジスタ１１０７のエミッ
タ電圧は、直流電源Ｖb1によって制御される。バイポー
ラトランジスタ１１０７のエミッタ電圧が変化すると、
バイポーラトランジスタ４０３のベースに流入する電流
が変化し、バイポーラトランジスタ４０３のバイアス点
を変化させ、それによりアクティブフィードフォワード
型プレディストータ１１１２のプレディストーション特
性を調節することができる。
【００４１】図１２は、本発明に基づく他の実施の形態
を示す。この実施の形態は、図１１の修正版であって、
アクティブフィードフォワード型プレディストータ１２
０５での非直線性発生のために、図１１に描かれたバイ
ポーラトランジスタ４０３の代わりにダイオード１２０
３が使用されているアクティブフィードフォワード型プ
レディストータ１２０５を含んでいる。図１２及び図１
１において、同じ要素は同じ参照番号を有し、したがっ
てそれらの基本機能を繰り返しては述べることはしな
い。
【００４２】アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータ１２０５内のフィードフォワード型プレディス
トーション回路１２０４は、ダイオード１２０３を含
む。プレディストーション特性を達成するために、ダイ
オード１２０３は、非直線性領域で動作するように、わ
ずかに順方向にバイアスされている。非直線性の度合い
は、直流バイアス電圧Ｖb1に依存する。抵抗４０６は、
バイポーラトランジスタ３０２のベースからコレクタへ
フィードフォワードされるべき信号の程度を決定する。
コンデンサ４０４がフィードフォワード型プレディスト
ーション回路１２０３の順方向挿入損失を減少する一方
で、インダクタ４０５は、接地点への直流経路を提供す
る。アクティブフィードフォワード型プレディストータ
１２０５の特性は、直流バイアス電圧Ｖb1とコンデンサ
４０２，４０４、４０７と抵抗４０６とに依存する。
【００４３】例としてバイポーラトランジスタを用いた
実施の形態を参照して本発明を説明したが、シリコンバ
イポーラトランジスタ、III−Ｖヘテロ鉄豪バイポーラ
トランジスタ（ＨＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属−酸化物
−半導体電界効果トランジスタ；metal-oxide-semicond
uctor field effect transistor）、ＭＥＳＦＥＴ（金
属−半導体電界効果トランジスタ；metal semiconducto
r field effect transistor）、ＨＥＭＴ（高電子易動
度トランジスタ；high electron mobility transisto
r）、他のIII−Ｖ材料システムのような他の技術を用い
ることができる。したがって、特定の実施の形態を参照
して本発明を説明したが、上記の記載は発明の例示であ
って、本発明を限定するためのものとして解釈されるべ
きではない。当業者は、添付の特許請求の範囲で規定さ
れる本発明の範囲を外れることなしに、種々の変形や応
用をなすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、入力及び出力整合回路と、入力する信
号に対してプレディストーションを行うための非直線性
発生器とを含む、小型化された従来のプレディストータ
の単純化されたブロック図である。
【図２】図２は、プレディストーション線形化に基づく
従来の線形増幅器の単純化されたブロック図である。
【図３】図３は、本発明の実施の一形態のアクティブフ
ィードフォワード型プレディストータを用いた線形電力
増幅器のブロック図である。
【図４】図４は、図３に示された線形電力増幅器で用い
られるフィードフォワード型プレディストーション回路
の概略回路図である。
【図５】図５（ａ）は、図４に示されたフィードフォワ
ード型プレディストーション回路の順方向伝達特性を入
力電力Ｐinと制御電圧Ｖb1の関数として示すグラフであ
る。図５（ｂ）は、図４に示されたフィードフォワード
型プレディストーション回路の逆方向伝達特性を入力電
力Ｐinと制御電圧Ｖb1の関数として示すグラフである。
【図６】図６は、図３に示された線形電力増幅器で使用
されるアクティブフィードフォワード型プレディストー
タの概略回路図である。
【図７】図７（ａ）は、図６に示されたアクティブフィ
ードフォワード型プレディストータの利得特性を出力電
力Ｐoutと制御電圧Ｖb1の関数として示すグラフであ
る。図７（ｂ）は、図６に示されたアクティブフィード
フォワード型プレディストータの位相偏移特性を出力電
力Ｐoutと制御電圧Ｖb1の関数として示すグラフであ
る。
【図８】図６に示されたアクティブフィードフォワード
型プレディストータを第１段として組み込んだ２段線形
電力増幅器の概略回路図である。
【図９】図９（ａ）は、従来の２段電力増幅器の利得及
びＰＡＥ（電力付加効率）特性を出力電力Ｐoutの関数
として示すグラフである。図９（ｂ）は、従来の２段電
力増幅器の利得及び位相偏移特性を出力電力Ｐoutの関
数として示すグラフである。
【図１０】図１０（ａ）は、図８に示された線形２段電
力増幅器の利得及びＰＡＥ特性を出力電力Ｐoutの関数
として示すグラフである。図１０（ｂ）は、図８に示さ
れた線形２段電力増幅器の利得及び位相偏移特性を出力
電力Ｐoutの関数として示すグラフである。
【図１１】本発明の別の実施の形態の、プレディストー
タ特性の制御のための調整可能バイアス回路を備えるア
クティブフィードフォワード型プレディストータの概略
回路図である。
【図１２】本発明のさらに別の実施の形態の、プレディ
ストータ特性の制御のための調整可能バイアス回路を備
えるアクティブフィードフォワード型プレディストータ
の概略回路図である。
【符号の説明】
１０１，１０３，２０２，３０１，３０５，８０３
整合回路 １０２ 非直線性発生器 １０４ プレディストータ（前置補償器） ２０１ アイソレータ ２０３ バッファ増幅器 ２０５，３０６ 電力増幅器 ２０６ 線形増幅器 ３０２ 能動デバイス ３０３，１１１１，１２０４ フィードフォワード型
プレディストーション回路 ３０４，１１１２，１２０５ アクティブフィードフ
ォワード型プレディストータ ３０７ 線形電力増幅器 ４０１，６０１，８０１，１１０１，１２０１ 入力
ポート ４０２，４０４，４０７，４１０，６０５，１１０２，
１１０８ コンデンサ ４０３，８０２，１１０７ バイポーラトランジスタ ４０５，６０７，１１０３，１１０９ インダクタ ４０６，６０６，１１０４，１１０５，１１０６ 抵
抗 ４０８，６０４，８０４，１１１０，１２０２ 出力
ポート ４０９，６０２，６０３，８０５，８０６ バイアス
回路 ５０１ フィードフォワード型プレディストーション
回路の順方向利得特性 ５０２ フィードフォワード型プレディストーション
回路の順方向位相特性 ５０３ フィードフォワード型プレディストーション
回路の逆方向利得特性 ５０４ フィードフォワード型プレディストーション
回路の逆方向位相特性 ７０１ アクティブフィードフォワード型プレディス
トータの順方向利得特性 ７０２ アクティブフィードフォワード型プレディス
トータの順方向位相特性 ９０１，９０３ フィードフォワード型プレディスト
ーション回路を備えない２段電力増幅器の利得 ９０２ フィードフォワード型プレディストーション
回路を備えない２段電力増幅器のＰＡＥ（電力付加効
率） ９０４ フィードフォワード型プレディストーション
回路を備えない２段電力増幅器の位相偏移 １００１，１００３ アクティブフィードフォワード
型プレディストータを使用する線形２段電力増幅器の利
得 １００２ アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータを使用する線形２段電力増幅器のＰＡＥ １００４ アクティブフィードフォワード型プレディ
ストータを使用する線形２段電力増幅器の位相偏移 １２０３ ダイオード
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA36 FA08 FA19 GN03 GN07 HA02 HA19 HA25 HA29 HA33 KA03 KA12 KA29 KA68 MA14 TA01 TA02 5J091 AA01 AA41 CA21 CA36 FA08 FA19 HA02 HA19 HA25 HA29 HA33 KA03 KA12 KA29 KA68 MA14 TA01 TA02 5J092 AA01 AA41 CA21 CA36 FA08 FA19 HA02 HA19 HA25 HA29 HA33 KA03 KA12 KA29 KA68 MA14 TA01 TA02

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＲＦ（高周波）入力ノードと、 ＲＦ出力ノードと、 入力及び出力を有し、前記入力に印加された入力電力の
    増加に伴って減少する利得特性と前記入力に印加された
    入力電力に伴って増加する位相特性を有する電力増幅器
    と、 入力及び出力を有し、前記ＲＦ入力ノードに印加された
    信号を増幅するドライバ増幅器として動作し、前記電力
    増幅器の利得における減少を補償するために前記入力に
    印加された入力電力に伴って増加する利得特性と、前記
    電力増幅器の位相における増加を補償するために前記入
    力に印加された入力電力の増加に伴って減少する位相特
    性とを有するアクティブフィードフォワード型プレディ
    ストータとを備え、 前記電力増幅器の出力が前記ＲＦ出力ノードに接続さ
    れ、前記アクティブフィードフォワード型プレディスト
    ータの入力が前記ＲＦ入力ノードに接続され、前記アク
    ティブフィードフォワード型プレディストータの出力が
    前記電力増幅器の入力に接続された線形増幅器。
  2. 【請求項２】 アクティブフィードフォワード型プレデ
    ィストータは、 ＲＦ入力ノードと、 ＲＦ出力ノードと、 接地ノードと、 第１及び第２の直流電力供給ノードと、 コレクタ、ベース及びエミッタを有するバイポーラトラ
    ンジスタと、 前記ＲＦ入力ノードに接続された入力と前記バイポーラ
    トランジスタのベースに接続された出力とを有し、前記
    バイポーラトランジスタのベースを第１の所定のインピ
    ーダンスに整合させる第１の整合回路と、 前記バイポーラトランジスタのコレクタに接続された入
    力と前記ＲＦ出力ノードに接続された出力とを有し、前
    記バイポーラトランジスタのコレクタを第２の所定のイ
    ンピーダンスに整合させる第２の整合回路と、 前記バイポーラトランジスタのベースに接続された入力
    と前記バイポーラトランジスタのコレクタに接続された
    出力とを有するフィードフォワード型プレディストーシ
    ョン回路と、 前記第１の直流電力供給ノードに接続された入力と前記
    バイポーラトランジスタのベースに接続された出力とを
    有する第１のバイアス回路と、 前記第２の直流電力供給ノードに接続された入力と前記
    バイポーラトランジスタのコレクタに接続された出力と
    を有する第２のバイアス回路とを備え、 前記バイポーラトランジスタのエミッタが前記接地ノー
    ドに接続されている請求項１に記載の線形増幅器。
  3. 【請求項３】 アクティブフィードフォワード型プレデ
    ィストータ内のバイポーラトランジスタは、前記アクテ
    ィブフィードフォワード型プレディストータ内の第１及
    び第２の直流電力供給ノードを介して、増幅目的のため
    にアクティブモードにバイアスされる請求項２に記載の
    線形増幅器。
  4. 【請求項４】 アクティブフィードフォワード型プレデ
    ィストータは、入力電力に伴って増加する挿入利得特性
    を有する請求項２に記載の線形増幅器。
  5. 【請求項５】 アクティブフィードフォワード型プレデ
    ィストータは、入力電力における増加に伴って減少する
    挿入位相特性を有する請求項４に記載の線形増幅器。
  6. 【請求項６】 フィードフォワード型プレディストーシ
    ョン回路は、 ＲＦ入力ノードと、 ＲＦ出力ノードと、 接地ノードと、 直流電力供給ノードと、 コレクタ、ベース及びエミッタを有するバイポーラトラ
    ンジスタと、 前記ＲＦ入力ノードに接続された入力と前記バイポーラ
    トランジスタのベースに接続された出力とを有する第１
    のコンデンサと、 前記バイポーラトランジスタのコレクタに接続された入
    力と前記接地ノードに接続された出力とを有する第２の
    コンデンサと、 入力及び出力を有する第３のコンデンサと、 前記バイポーラトランジスタのエミッタに接続された入
    力と前記接地ノードに接続された出力とを有するＬＣネ
    ットワークと、 前記バイポーラトランジスタのエミッタに接続された入
    力と前記第３のコンデンサの入力に接続された出力とを
    有する抵抗と、 前記直流電力供給ノードに接続された入力と前記バイポ
    ーラトランジスタのベースに接続された出力とを有する
    バイアス回路とを備え、 前記第３のコンデンサの出力が前記ＲＦ出力ノードに接
    続されている請求項５に記載の線形増幅器。
  7. 【請求項７】 フィードフォワード型プレディストーシ
    ョン回路内のＬＣネットワークが並列接続されたインダ
    クタとコンデンサとを有する請求項６に記載の線形増幅
    器。
  8. 【請求項８】 フィードフォワード型プレディストーシ
    ョン回路内のバイポーラトランジスタは、前記フィード
    フォワード型プレディストーション回路の直流電力供給
    ノードを介して、非直線性発生のために、わずかに順方
    向にバイアスされている請求項６に記載の線形増幅器。
  9. 【請求項９】 フィードフォワード型プレディストーシ
    ョン回路が、入力電力における増加に伴って減少する挿
    入損失特性を有する請求項６に記載の線形増幅器。
  10. 【請求項１０】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路が、入力電力における増加に伴って減少する
    挿入位相特性を有する請求項７に記載の線形増幅器。
  11. 【請求項１１】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路内のバイアス回路が、アクティブフィードフ
    ォワード型プレディストータの特性を電子的に調節する
    ための調整可能バイアス回路である請求項１０に記載の
    線形増幅器。
  12. 【請求項１２】 調整可能バイアス回路が、 入力ノードと、 出力ノードと、 接地ノードと、 コレクタ、ベース及びエミッタを有するバイポーラトラ
    ンジスタと、 入力及び出力を有するインダクタと、 前記入力ノードに接続された入力と前記バイポーラトラ
    ンジスタのベースに接続された出力とを有する第１の抵
    抗と、 前記バイポーラトランジスタのエミッタに接続された入
    力と前記インダクタの入力に接続された出力とを有する
    第２の抵抗と、 前記第２の抵抗の出力に接続された入力と前記接地ノー
    ドに接続された出力とを有するコンデンサとを備え、 前記バイポーラトランジスタのコレクタは、アクティブ
    フィードフォワード型プレディストータ内の第２の直流
    電力供給ノードに接続され、前記インダクタの出力は前
    記出力ノードに接続されている請求項１１に記載の線形
    増幅器。
  13. 【請求項１３】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路内の直流電力供給ノードが、外部から調節可
    能であって、アクティブフィードフォワード型プレディ
    ストータの利得及び位相特性を変化させるためにフィー
    ドフォワード型プレディストーション回路内のバイポー
    ラトランジスタのベースに供給されるバイアス電圧を変
    化させる、請求項１２に記載の線形増幅器。
  14. 【請求項１４】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路は、 ＲＦ入力ノードと、 ＲＦ出力ノードと、 接地ノードと、 直流電力供給ノードと、 入力及び出力を有するダイオードと、 前記ＲＦ入力ノードに接続された入力と前記ダイオード
    の入力に接続された出力とを有する第１のコンデンサ
    と、 入力及び出力を有する第２のコンデンサと、 前記ダイオードの出力に接続された入力と前記接地ノー
    ドに接続された出力とを有するＬＣネットワークと、 前記ダイオードの出力に接続された入力と前記第２のコ
    ンデンサの入力に接続された出力とを有する抵抗と、 前記直流電力供給ノードに接続された入力と前記ダイオ
    ードの入力に接続された出力とを有するバイアス回路と
    を備え、 前記第２のコンデンサの出力が前記ＲＦ出力ノードに接
    続されている請求項５に記載の線形増幅器。
  15. 【請求項１５】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路内のＬＣネットワークは、並列接続されたイ
    ンダクタ及びコンデンサを有する請求項１４に記載の線
    形増幅器。
  16. 【請求項１６】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路内のダイオードが、フィードフォワード型プ
    レディストーション回路の直流電力供給ノードを介し
    て、非直線性発生のために、わずかに順方向にバイアス
    されている請求項１４に記載の線形増幅器。
  17. 【請求項１７】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路が、入力電力における増加に伴って減少する
    挿入利得特性を有する請求項１４に記載の線形増幅器。
  18. 【請求項１８】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路が、入力電力における増加に伴って減少する
    挿入位相特性を有する請求項１７に記載の線形増幅器。
  19. 【請求項１９】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路内のバイアス回路が、アクティブフィードフ
    ォワード型プレディストータの特性を電子的に調節する
    ための調整可能バイアス回路である請求項１８に記載の
    線形増幅器。
  20. 【請求項２０】 調整可能バイアス回路が、 入力ノードと、 出力ノードと、 接地ノードと、 コレクタ、ベース及びエミッタを有するバイポーラトラ
    ンジスタと、 入力及び出力を有するインダクタと、 前記入力ノードに接続された入力と前記バイポーラトラ
    ンジスタのベースに接続された出力とを有する第１の抵
    抗と、 前記バイポーラトランジスタのエミッタに接続された入
    力と前記インダクタの入力に接続された出力とを有する
    第２の抵抗と、 前記第２の抵抗の出力に接続された入力と前記接地ノー
    ドに接続された出力とを有するコンデンサとを備え、 前記バイポーラトランジスタのコレクタは、アクティブ
    フィードフォワード型プレディストータ内の第２の直流
    電力供給ノードに接続され、前記インダクタの出力は前
    記出力ノードに接続されている請求項１９に記載の線形
    増幅器。
  21. 【請求項２１】 フィードフォワード型プレディストー
    ション回路内の直流電力供給ノードが、外部から調節可
    能であって、アクティブフィードフォワード型プレディ
    ストータの利得及び位相特性を変化させるためにフィー
    ドフォワード型プレディストーション回路内のダイオー
    ドの入力に供給されるバイアス電圧を変化させる、請求
    項２０に記載の線形増幅器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100700298B1 (ko) 2004-06-15 2007-05-07 김창우 능동 피드포워드를 이용한 가변이득증폭기
CN110622412A (zh) * 2017-04-04 2019-12-27 天工方案公司 用于功率放大器的偏置切换的装置和方法

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6717463B2 (en) * 2000-11-03 2004-04-06 Qualcomm Incorporated Circuit for linearizing electronic devices
EP1374447B1 (en) * 2001-03-16 2010-03-03 U.S. Monolithics, L.L.C. System and method for uplink power control
US7006791B2 (en) 2001-03-16 2006-02-28 U.S. Monolithics, L.L.C. System and method for uplink power control by detecting amplifier compression point using dc current detection
US7010266B2 (en) * 2001-05-24 2006-03-07 Viasat, Inc. Power control systems and methods for use in satellite-based data communications systems
US6897704B2 (en) * 2001-05-25 2005-05-24 Thunder Creative Technologies, Inc. Electronic isolator
JP2002368546A (ja) * 2001-06-06 2002-12-20 Nec Corp 前置歪み補償器とそれを使用する線形増幅器
US6864742B2 (en) * 2001-06-08 2005-03-08 Northrop Grumman Corporation Application of the doherty amplifier as a predistortion circuit for linearizing microwave amplifiers
GB0121390D0 (en) * 2001-09-05 2001-10-24 Koninkl Philips Electronics Nv Power amplifier
US7058369B1 (en) 2001-11-21 2006-06-06 Pmc-Sierra Inc. Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers
US7034620B2 (en) 2002-04-24 2006-04-25 Powerwave Technologies, Inc. RF power amplifier employing bias circuit topologies for minimization of RF amplifier memory effects
US20040224649A1 (en) * 2003-02-05 2004-11-11 Khosro Shamsaifar Electronically tunable power amplifier tuner
FI115935B (fi) * 2003-02-25 2005-08-15 Nokia Corp Menetelmä ja laite tehovahvistimen ominaisuuksien säätämiseksi
US7729668B2 (en) 2003-04-03 2010-06-01 Andrew Llc Independence between paths that predistort for memory and memory-less distortion in power amplifiers
US6972622B2 (en) * 2003-05-12 2005-12-06 Andrew Corporation Optimization of error loops in distributed power amplifiers
US7259630B2 (en) * 2003-07-23 2007-08-21 Andrew Corporation Elimination of peak clipping and improved efficiency for RF power amplifiers with a predistorter
US6963242B2 (en) * 2003-07-31 2005-11-08 Andrew Corporation Predistorter for phase modulated signals with low peak to average ratios
US7023273B2 (en) * 2003-10-06 2006-04-04 Andrew Corporation Architecture and implementation methods of digital predistortion circuitry
JP4868433B2 (ja) * 2004-02-09 2012-02-01 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 歪み補償装置および歪み補償機能付き電力増幅装置
KR100965700B1 (ko) 2005-03-04 2010-06-24 삼성전자주식회사 전치왜곡기
US7856105B2 (en) * 2006-03-09 2010-12-21 Andrew Llc Apparatus and method for processing of amplifier linearization signals
TWI332749B (en) * 2006-08-14 2010-11-01 Realtek Semiconductor Corp Power amplifier circuit having a bias signal inputted into an input terminal and method thereof
US7508266B1 (en) 2006-08-29 2009-03-24 Pmc-Sierra, Inc. Method for enhancing linearity of a transistor amplifier using switched capacitive loads
US8497744B1 (en) 2009-09-14 2013-07-30 Triquint Semiconductor, Inc. Lattice network for power amplifier output matching
US8305142B2 (en) * 2010-12-03 2012-11-06 Linear Technology Corporation Third order intermodulation cancellation by in-line generated signal
US8773218B2 (en) 2011-02-07 2014-07-08 Triquint Semiconductor, Inc. Ladder quadrature hybrid
US8811531B2 (en) 2011-03-23 2014-08-19 Triquint Semiconductor, Inc. Quadrature lattice matching network
US9143204B2 (en) * 2011-06-17 2015-09-22 Tensorcom, Inc. Direct coupled biasing circuit for high frequency applications
US8659357B1 (en) * 2012-08-01 2014-02-25 Google Inc. Conditionally-stable operational amplifier with tunable wideband buffers
US9584085B2 (en) * 2013-11-26 2017-02-28 Qorvo Us, Inc. Amplifying system
US9100033B2 (en) 2013-12-20 2015-08-04 Motorola Solutions, Inc. Systems and methods for using a digital power amplifier controller (DPAC) having foward-loop correction and feedback-loop correction
CN105871342B (zh) * 2016-03-23 2018-11-06 宜确半导体（苏州）有限公司 一种静电放电电路及功率放大器
JP6680235B2 (ja) * 2017-02-09 2020-04-15 株式会社村田製作所 電力増幅回路および高周波モジュール
US10277173B1 (en) 2017-11-17 2019-04-30 Qualcomm Incorporated Amplifier linearizer with wide bandwidth

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS54137261A (en) * 1978-04-17 1979-10-24 Kokusai Denshin Denwa Co Ltd Nonnlinear compensator for rf amplifier
JPH04288711A (ja) * 1991-02-27 1992-10-13 Mitsubishi Electric Corp 増幅器の歪補償回路
JPH0669731A (ja) * 1992-08-19 1994-03-11 Mitsubishi Electric Corp 低歪半導体増幅器
JPH09162648A (ja) * 1995-12-13 1997-06-20 Mitsubishi Electric Corp 歪補償回路
JPH09246873A (ja) * 1996-03-08 1997-09-19 Fujitsu Ltd 歪み補償回路
JPH10247826A (ja) * 1997-03-04 1998-09-14 Mitsubishi Electric Corp 歪補償回路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4122399A (en) * 1977-12-07 1978-10-24 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Distortion generator
US5523716A (en) * 1994-10-13 1996-06-04 Hughes Aircraft Company Microwave predistortion linearizer
US6016076A (en) * 1998-06-05 2000-01-18 The Whitaker Corporation Method and apparatus for microwave predistorter linearizer with electronic tuning
US5966049A (en) * 1998-12-01 1999-10-12 Space Systems/Loral, Inc. Broadband linearizer for power amplifiers

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS54137261A (en) * 1978-04-17 1979-10-24 Kokusai Denshin Denwa Co Ltd Nonnlinear compensator for rf amplifier
JPH04288711A (ja) * 1991-02-27 1992-10-13 Mitsubishi Electric Corp 増幅器の歪補償回路
JPH0669731A (ja) * 1992-08-19 1994-03-11 Mitsubishi Electric Corp 低歪半導体増幅器
JPH09162648A (ja) * 1995-12-13 1997-06-20 Mitsubishi Electric Corp 歪補償回路
JPH09246873A (ja) * 1996-03-08 1997-09-19 Fujitsu Ltd 歪み補償回路
JPH10247826A (ja) * 1997-03-04 1998-09-14 Mitsubishi Electric Corp 歪補償回路

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100700298B1 (ko) 2004-06-15 2007-05-07 김창우 능동 피드포워드를 이용한 가변이득증폭기
CN110622412A (zh) * 2017-04-04 2019-12-27 天工方案公司 用于功率放大器的偏置切换的装置和方法
JP2020516194A (ja) * 2017-04-04 2020-05-28 スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. 電力増幅器をバイアススイッチングする装置と方法
US11394347B2 (en) 2017-04-04 2022-07-19 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for bias switching of power amplifiers
JP7221212B2 (ja) 2017-04-04 2023-02-13 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド 携帯デバイス、パッケージ状モジュール、及び電力増幅器にバイアスを与える方法
JP2023052828A (ja) * 2017-04-04 2023-04-12 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド 携帯デバイス、パッケージ状モジュール、及び電力増幅器にバイアスを与える方法
US11728773B2 (en) 2017-04-04 2023-08-15 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for bias switching of power amplifiers
CN110622412B (zh) * 2017-04-04 2024-01-23 天工方案公司 用于功率放大器的偏置切换的装置和方法

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