CN114115408A - 调节器用半导体集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够抑制电源接通时的输出电压的过冲的调节器用半导体集成电路。具备：输出晶体管(M0)，其连接在输入直流电压的电压输入端子与输出端子之间；控制电路(11)，其根据输出的反馈电压控制所述输出晶体管；以及动作控制用晶体管，其控制所述控制电路的动作状态，在用于构成总消耗电流为10μA以下的低消耗电流型直流电源装置的调节器用半导体集成电路中，具有：软启动电路，其在对所述电压输入端子接通电源电压时，使施加于所述动作控制用晶体管的控制端子的电压缓慢地变化而使所述控制电路的激活延迟。

Description

调节器用半导体集成电路

技术领域

本发明涉及将直流电源装置进一步用于半导体集成电路(调节器用IC)的有效的技术，该半导体集成电路构成将直流电压进行变换的例如串联调节器那样的电压调节器。

背景技术

作为对设置在直流电压输入端子与输出端子之间的晶体管进行控制并输出所希望的电位的直流电压的电源装置有串联调节器(以下，简称为调节器)。作为该调节器的用途，例如在以电池为电源的移动设备中，如图1所示，存在一种通过调节器REG将电池BT的电压进行转换并向微型计算机(以下称为微机)MCU供给直流电压Vout的系统。

在移动设备中，微机具有成为低功耗状态的待机模式，在待机模式下，只有计时器进行的计时动作等最低限度的功能进行动作。在这样的系统的情况下，在调节器中也使用低消耗电流型(几个μA以下)的LDO(低饱和调节器)，进行延长电池寿命的设计。另外，在构成调节器REG的IC中设置有CE端子(接通/断开功能)，在微机始终工作的情况下，CE端子与VDD端子连接。

专利文献

专利文献1：日本特开平05-313762号公报

发明内容

在图1所示的系统中，在接通电池和电池更换时，流过将低消耗电流型LDO的输出电容器充电至预定值的被称为冲击电流的电流，因此输出电压有可能会发生过冲(overshoot)。若这样的过冲超过下一级的设备(在图1中为微机)的额定值，则有可能导致设备损坏，需要采取对策。目前作为抑制调节器的过冲的发明，例如有专利文献1所记载的发明。

专利文献1所记载的调节器设置对来自接通/断开端子所连接的电源接通/断开电路(2级变换器(inverter)的信号进行微分的微分电路，通过在通电的瞬间由微分电路产生的信号，使构成误差放大器的电流源用的MOS晶体管导通，使流过误差放大器的电流暂时增加而提高响应特性，由此抑制通电时的调节器的过冲。

但是，在专利文献1所记载的过冲抑制电路(2级变换器和微分电路)中，例如在接通电池时等电源电压比较缓慢上升的情况等，根据条件，存在无法充分地抑制过冲的课题。

本发明是着眼于所述那样的课题而完成的，其目的在于，能够提供一种抑制电源接通时的输出电压的过冲的调节器用IC。

本发明的另一目的在于，提供一种能够在不导致成本大幅上升的情况下抑制电源接通时的输出电压过冲的调节器用IC。

为了实现所述目的，本发明为一种调节器用半导体集成电路，用于构成低消耗电流型直流电源装置，该低消耗电流型直流电源装置具备：输出晶体管，其连接在输入直流电压的电压输入端子和输出端子之间；控制电路，其根据输出的反馈电压来控制所述输出晶体管；以及动作控制用晶体管，其对所述控制电路的动作状态进行控制，

该调节器用半导体集成电路构成为具有软启动电路，该软启动电路在对所述电压输入端子接通电源电压时，使施加于所述动作控制用晶体管的控制端子的电压缓慢地变化而使所述控制电路的激活延迟。

根据具有所述结构的调节器用半导体集成电路，具有使控制电路(误差放大器)的激活延迟的软启动电路，因此在输入电压上升时，控制电路(误差放大器)缓慢地激活，由此输出晶体管从导通向截止转换的迁移时间变短，由此能够抑制输出电压的过冲。

在此，优选所述软启动电路具备用于连接外置的电容器的外部端子和由晶体管的导通电阻和与所述外部端子连接的所述电容器构成的RC时间常数电路，

所述软启动电路构成为，在通过所述RC时间常数电路将对所述电压输入端子的电源电压的接通时刻(timing)延迟后的时刻，使所述动作控制用晶体管动作而激活所述控制电路。

根据所述结构，软启动电路的时间常数由外置的电容器和晶体管的导通电阻决定，因此能够通过外置的电容器的电容值来调整控制电路(误差放大器)激活的延迟时间。

另外，优选所述控制电路是差动放大电路，该差动放大电路具备一对差动输入晶体管、一对有源负载晶体管以及使动作电流流过所述一对差动输入晶体管的电流源，向所述一对差动输入晶体管的一方的控制端子输入所述反馈电压，向另一方的控制端子输入基准电压，

所述动作控制用晶体管构成为连接在所述电压输入端子与所述控制电路的所述一对差动输入晶体管和所述有源负载晶体管的连接节点的一方之间。

根据该结构，在输入电压下降时，动作控制用晶体管能够迅速地使控制电路(误差放大器)的动作停止，使输出晶体管成为截止状态，在利用具有这种功能的动作控制用晶体管使输入电压上升时，能够使控制电路(误差放大器)缓慢地激活。

进一步，优选所述软启动电路具备：第一变换器，其将用于输入接通/断开信号的外部端子的电压作为输入；以及第二变换器，其将该第一变换器的输出作为输入，所述导通电阻是构成所述第二变换器的晶体管的导通电阻。

根据该结构，能够构成通过2级变换器使调节器用IC接通、断开的开关电路，并且能够经由构成该开关电路后级的第二变换器的P沟道MOS晶体管的寄生二极管，在电源下降时使外置的电容器放电，在再次接通电源时能够使软启动电路可靠地工作。

或者，所述软启动电路构成为具备以所述电压输入端子的电压为输入的第一变换器和以该第一变换器的输出为输入的第二变换器，所述导通电阻是构成所述第二变换器的晶体管的导通电阻。

根据该结构，不需要输入由2级变换器组成的开关电路的接通/断开信号的外部端子，能够不增加外部端子而实现包含外置电容器的软启动电路，能够避免芯片尺寸的增大。另外，仅通过信号的布线图案的变更就能够实现软启动电路，能够抑制成本上升。

或者，所述软启动电路构成为具备P沟道MOS晶体管，该P沟道MOS晶体管连接在所述电压输入端子与所述外部端子之间且栅极端子与接地点连接，所述导通电阻是所述P沟道MOS晶体管的导通电阻。

根据该结构，能够以没有由CMOS变换器组成的开关电路的简单结构来实现软启动电路，并且经由构成时间常数电路的晶体管的寄生二极管，在电源下降时使外置的电容器放电，在再次接通电源时能够可靠地使软启动电路工作。

根据本发明，在构成如串联调节器那样的直流电源装置的半导体集成电路(调节器用IC)中，能够抑制电源接通时的输出电压的过冲。另外，具有能够实现不导致大幅的成本上升而能够抑制电源接通时的过冲的调节器用IC的效果。

附图说明

图1是表示使用低消耗电流型的LDO作为电源装置的系统的结构例的功能框图。

图2是表示本发明的调节器用IC的一实施方式的电路结构图。

图3的(A)是表示图6所示的现有的LDO的电源接通时的各部的电压和输出电流的变化的波形图，(B)是表示图2的实施方式的LDO的电源接通时的各部的电压和输出电流的变化的波形图。

图4的(A)、(B)是将图3的(A)、(B)波形图的时间轴放大来表示电源接通时的各部的电压和输出电流的变化的波形图。

图5是表示图2的实施方式的调节器用IC的变形例的电路结构图。

图6是表示构成低消耗电流型LDO的现有的调节器用IC的结构例的电路结构图。

附图标记说明

10…调节器用IC、11…误差放大器(控制电路)、12…基准电压电路、13a、3b…变换器、M0…输出晶体管、M6…关闭(shutdown)用晶体管。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的优选实施方式进行说明。

图2表示作为应用了本发明的直流电源装置的串联调节器的一实施方式。此外，在图2中，由单点划线包围的部分在单晶硅那样的半导体芯片上形成为半导体集成电路(调节器用IC)10，作为在该调节器用IC10的输出端子OUT上连接有电容器Cout并输出稳定的直流电压Vout的直流电源装置(LDO)而发挥功能。

在本实施方式的调节器用IC10中，如图2所示，在被施加了来自电池那样的电源Vin的直流电压VDD的电压输入端子IN与输出端子OUT之间连接有由P沟道MOS晶体管组成的输出用的晶体管M0，在输出端子OUT与被施加接地电位GND的接地线(接地点)之间串联连接有将输出电压Vout进行分压的分压电阻R2、R1。输出晶体管M0形成为尺寸比以下说明的其他晶体管大的元件，以使较大的电流流向输出端子OUT。

由分压电阻R1、R2分压后的电压被反馈到作为对所述输出晶体管M0的基极端子进行控制的控制电路的误差放大器(放大电路)11的非反相输入端子。并且，误差放大器11根据输出的反馈电压和预定的基准电压Vref的电位差来控制输出晶体管M0，控制成输出电压Vout成为所希望的电位。

误差放大器11由一对输入差动晶体管M1、M2、连接在M1、M2的漏极端子与输入端子IN之间的一对有源负载晶体管M3、M4、以及连接在输入差动晶体管M1、M2的公共发射极端子与接地点之间的恒流用晶体管M5构成。此外，M3、M4是P沟道MOS晶体管，M1、M2、M5是N沟道MOS晶体管。

另外，在本实施方式的调节器用IC10中设置有用于产生施加于所述误差放大器11的反相输入端子的基准电压Vref的基准电压电路12、与误差放大器11的负载晶体管M3并联连接的关闭用的P沟道MOS晶体管M6以及用于控制该晶体管M6的栅极端子并且向基准电压电路12供给电源电压的2级CMOS变换器13a、13b。也可以使用将晶体管M7和M10分别置换为电阻元件的电阻负载型的变换器来代替CMOS变换器。

基准电压电路12在串联的电阻以及齐纳二极管、双极型的情况下由带隙电路构成，在CMOS的情况下能够由CMOS基准电压电路(例如耗尽型MOSFET+增强型MOSFET)等构成。

本实施方式的调节器用IC10以所述误差放大器11、基准电压电路12、电阻分压电路(R1、R2)的总消耗电流为几个μA(10μA以下)的方式设定构成电路的元件的常数，由此能够构成为低消耗电流型LDO。

变换器13a的输入端子与电压输入端子IN连接，被输入电压VDD。另外，变换器13b的输出端子与关闭用的晶体管M6的栅极端子连接，并且设置有变换器13b的输出端子所连接的外部端子SS，在该外部端子SS上连接外置的电容器Css。

此外，晶体管M6是用于在电源断开时使输出晶体管M0可靠地截止的元件，发挥以下功能：若不对电压输入端子IN施加来自电源(电池)的电压VDD，则变换器13b的低侧的N沟道MOS晶体管M10导通且输出变为低电平，使晶体管M6的栅极端子降低至接地电位，从而使M6导通，向输出晶体管M0的栅极端子传递电压输入端子IN的电压VDD来使M0截止。

具有所述结构的直流电源装置被用作图1所示的系统的LDO，通过接通电池，当从电池向电压输入端子IN施加电压VDD时，变换器13a的输出变为低电平，由此变换器13b的高侧的P沟道MOS晶体管M9导通，与外部端子SS连接的电容器Css被充电。然后，当节点N1的电位上升至晶体管M6的阈值电压时，M6截止，误差放大器11被激活，由此根据来自输出分压用的电阻R1、R2的电压对输出晶体管M0的栅极端子进行驱动控制。

如上所述，本实施方式的LDO根据在电源接通时由M9的导通电阻和电容器Css的电容值决定的时间常数使节点N1的电位上升，由此能够使误差放大器11缓慢地激活。即，由变换器13a、13b、电容器Css和晶体管M6来构成LDO的软启动电路。而且，通过该软启动电路，能够抑制在电源接通时向电容器Cout急剧地流入大的电流(冲击电流)并在输出电压Vout产生过冲的情况。

另外，除了外部端子SS以外，还可以设置接通/断开端子CE。在该情况下，变换器13a的输入端子与接通/断开端子CE连接。但是，如图2的实施方式的电路那样，采用将变换器13a的输入端子与电压输入端子IN连接的结构，由此能够实现不增加IC的管脚数而连接外置的电容器Css的结构。另外，所述变更仅通过改变IC芯片上的布线图案来进行。因此，能够避免成本上升。

接着，与没有电容器Css的图6所示的现有LDO的动作比较，详细说明该电源接通时的动作。

首先，说明在图6所示的现有LDO中，在电源接通时在输出电压中产生过冲的理由。在图3的(A)中示出了图6所示的LDO的电源接通时的电压输入端子IN的输入电压VDD、输出晶体管M0的栅极电压PG、输出电压Vout、基准电压Vref、输出电流Iout的波形，另外，在图4的(A)中表示放大了图3的(A)的时间轴的情况下的所述各电压和电流的波形。

从图3的(A)可知，在图6所示的LDO中，在输入电压VDD在几个ms上升的情况下，输出电压Vout以与VDD相同的方式上升。此时，输出晶体管M0在非饱和区域中流过输出电流(所谓的冲击电流)Iout，对输出电容器Cout进行充电使输出电压Vout提高。在该情况下，如图3的(A)所示，输出晶体管M0的栅极电压PG以大致0V进行全驱动并以最大电流进行充电。并且，当反馈电压与基准电压Vref相等时，误差放大器11使输出晶体管M0截止并切断输出电流Iout。

但是，此时，尽管输出晶体管M0的寄生电容(栅极电容等)较大，但在设计为低消耗电流型的LDO调节器用IC中，作为误差放大器11的电流源的晶体管M5的电流较小，所以如图4的(A)所示，在栅极电压PG中产生相对较长的迁移时间Tt。其结果，在该迁移时间Tt期间，输出电流Iout被供给至输出电容器Cout，输出电压Vout上升而成为过冲。

与此相对，在图2所示的所述实施方式的LDO中，当输入电压VDD上升，超过变换器13a的阈值电压即约1V时，变换器13a的晶体管M8和变换器13b的晶体管M9导通。于是，根据M9的导通电阻和外置电容器Css的时间常数，如图3的(B)所示，外部端子SS的电压Vss慢慢上升。并且，当电压Vss达到VDD-1V时，晶体管M6截止，误差放大器11启动。即，在误差放大器11启动之前发生延迟。

此时，输出晶体管M0工作在饱和区域。由此，输出晶体管M0的电流能力提高，因此误差放大器11抑制输出晶体管M0的栅极端子的驱动电压，对输出电容器Cout进行充电。其结果，反馈电压VFB与基准电压Vref相等且输出晶体管M0截止时的栅极电压PG的迁移时间Tt变短，输出电压Vout的过冲减少。

另外，关闭用的晶体管M6，如图3的(B)所示，通过外部端子SS的电压缓慢地上升而缓慢地截止，使误差放大器11缓慢地激活。通过这样的误差放大器11的软启动，能够抑制输出晶体管M0截止时的栅极电压PG的降低。

此外，由于变换器13b的晶体管M9是P沟道MOS晶体管，所以如图2中虚线所示，具有相反方向的寄生二极管Ds，在输入电压VDD下降时，经由该寄生二极管Ds迅速地使外部端子SS的外置电容器Css放电。因此，当输入电压VDD再次上升时，能够再次开始软启动。

如上所述，使用本实施方式的调节器用IC的LDO能够不追加电路而仅通过外置电容器Css来构成软启动电路。因此，能够用1个电容器进行输出电压的过冲对策，能够实现省空间化以及低成本化。另外，能够不增加消耗电流地进行过冲对策。进而，通过适当设定外置电容器Css的电容值，能够根据电源上升时间来调整延迟时间。另外，利用晶体管M9的寄生二极管，在输入电压VDD断开时，能够迅速地使外部端子SS的外置电容器Css放电。

(变形例)

接着，使用图5对所述实施方式的调节器用IC的变形例进行说明。图5所示的变形例的调节器用IC中，代替变换器13a、13b而仅设置相当于变换器13b的晶体管M9的P沟道MOS晶体管，将其栅极端子与接地点连接。

本变形例中的晶体管M9具有与所述实施方式的变换器13a、13b相同的功能，能够通过M9和外部端子SS的外置电容器Css来构成误差放大器11的软启动电路。另外，本变形例能够应用于不具有接通/断开控制用的外部端子CE的调节器用IC，能够减少元件数量而简化。

另外，也可以构成为，与外部端子SS的电容器Css并联地设置外置的晶体管，通过控制信号使该晶体管导通而向外部端子SS施加接地电位，由此使关闭用的晶体管M6导通，强制性地使输出晶体管M0截止。另外，如图5中虚线所示，也可以构成为在外部端子SS与接地点之间连接电阻元件Rd，在输入电压VDD下降时使放电辅助。另外，放电辅助用的电阻元件Rd也可以作为外置元件进行连接。

以上，基于实施例具体地说明了由本发明人完成的发明，但本发明并不限定于所述实施例。例如，在所述实施例中，作为构成输出晶体管M0、误差放大器11以及变换器13a、13b的晶体管，示出了使用MOS晶体管(MOSFET)的晶体管，但也可以代替MOS晶体管而使用双极晶体管。

另外，在所述实施例中，将对输出电压Vout进行分压的电阻R1、R2设置在芯片内部，但也可以构成为设置由外置电阻组成的分压电路，使在芯片外部分压后的电压从外部端子向误差放大器11输入，也可以构成为仅将电阻R1、R2中的R2作为外置电阻进行连接。

Claims (6)

1.一种调节器用半导体集成电路，用于构成低消耗电流型直流电源装置，该低消耗电流型直流电源装置具备连接在输入直流电压的电压输入端子与输出端子之间的输出晶体管、根据输出的反馈电压来控制所述输出晶体管的控制电路以及控制所述控制电路的动作状态的动作控制用晶体管，其特征在于，

该调节器用半导体集成电路具备：软启动电路，其在对所述电压输入端子接通电源电压时，使施加于所述动作控制用晶体管的控制端子的电压缓慢地变化而使所述控制电路的激活延迟。

2.根据权利要求1所述的调节器用半导体集成电路，其特征在于，

所述软启动电路构成为，具备：

外部端子，其用于连接外置电容器；以及

RC时间常数电路，其由晶体管的导通电阻和与所述外部端子连接的所述电容器组成，

在通过所述RC时间常数电路将对所述电压输入端子的电源电压的接通时刻延迟后的时刻使所述动作控制用晶体管动作而激活所述控制电路。

3.根据权利要求2所述的调节器用半导体集成电路，其特征在于，

所述控制电路是差动放大电路，该差动放大电路具备一对差动输入晶体管、一对有源负载晶体管以及使动作电流流过所述一对差动输入晶体管的电流源，向所述一对差动输入晶体管的一方的控制端子输入所述反馈电压，向另一方的控制端子输入基准电压，

所述动作控制用晶体管连接在所述电压输入端子与所述控制电路的所述一对差动输入晶体管和所述有源负载晶体管的连接节点的一方之间。

4.根据权利要求2或3所述的调节器用半导体集成电路，其特征在于，

该软启动电路具备：

第一变换器，其将用于输入接通/断开信号的外部端子的电压作为输入；以及

第二变换器，其将该第一变换器的输出作为输入，

所述导通电阻是构成所述第二变换器的晶体管的导通电阻。

5.根据权利要求2或3所述的调节器用半导体集成电路，其特征在于，

所述软启动电路具备将所述电压输入端子的电压作为输入的第一变换器和将该第一变换器的输出作为输入的第二变换器，所述导通电阻是构成所述第二变换器的晶体管的导通电阻。

6.根据权利要求2或3所述的调节器用半导体集成电路，其特征在于，

所述软启动电路具备连接在所述电压输入端子与所述外部端子之间且栅极端子与接地点连接的P沟道MOS晶体管，所述导通电阻是所述P沟道MOS晶体管的导通电阻。

Images