CN113890321A - 一种双有源全桥dc-dc变换器的软启动和轻载控制方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双有源全桥DC‑DC变换器的软启动和轻载控制方法及装置，变换器包括原边桥的若干开关管和副边桥的若干开关管，包括：步骤一，在第一个PWM周期内，设定开关管导通占空比D为0.5，原边桥内移相比D1为1，原边桥、副边桥间外移相比D2为0，副边桥内移相比D3为1；步骤二，获得输出参考电压与输出电压之差，通过比例积分调节处理获得输出占空比DP；步骤三，根据输出占空比DP判断不同模式；步骤四，根据输出占空比生成原边桥和副边桥开关管的控制脉冲；步骤五，在未收到停机指令或发生故障情况下，返回步骤二。本发明根据PI调节输出的范围灵活选择工作模式，实现了DAB电路的软启动和全负载范围电压稳定。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子领域的高频开关电源，尤其是一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法及装置。
背景技术
采用具有隔离型的DC-DC变换器(Dual Active Bridge, 简称DAB)拓扑结构可以实现不同电压等级之间的能量传输。双有源全桥DC-DC变换器作为一种高效率的直流变换器，具有功率密度高、宽输入输出电压范围、结构对称以及开关器件的电压电流应力小等优势，被应用于直流微电网系统和储能系统中各类中大功率场合。双有源全桥DC-DC变换器具有三个可控变量，根据这三个变量的组合情况，一般有三类控制方法：传统单移相控制、双重移相控制和三重移相控制。
传统单移相控制或简称单移相控制是一种最简单的控制方式，变压器原副边H桥开关器件均按照50％占空比导通，通过控制两个H桥间的移相角来调节传输功率大小和方向。该控制策略简单，动态响应很快，但是存在较大回流功率，变换器效率较低。
此时变压器两侧的两个桥式功率变换单元均是50％占空比导通，通过控制两个桥式功率变换单元之间的移相角来调节传输功率的大小和方向。该控制方式操作简单，在重载运行下容易实现软开关，有利于减小开关损耗，提高变换器的开关频率和整机效率；但当输入输出电压不匹配，变换器在轻载运行时难以实现软开关，变换器中环路电流较高，存在循环能量，环流损耗增加，变换器效率降低。
在传统单移相控制的基础上，双重移相控制在单移相控制的基础上，加入高压侧或低压侧H桥内部移相角，相比于单移相控制，增加了一个自由度，可以有效减小电感电流有效值、减小变换器回流功率。
相比于传统单移相控制，此时增加了一个自由度，因此增加了一个优化目标，这样可以有效减小电感电流有效值、减小变换器回流功率。但该控制方式不能在全负载范围内实现软开关，导致环流损耗增加，且控制系统不易实现，存在不对称性，系统动态性能差。
三重移相控制为同时控制三个可控变量，除控制两个桥式功率变换单元之间的移相角来调节传输功率的大小和方向外，另外还有两个可控变量，可实现两个优化目标。该控制方式可以更好的实现降低变换器的电感电流峰值、有效值和环流功率，对提高系统效率具有明显的优势。但是该控制方式也不能实现全负载范围的软开关，导致环流损耗增加，且该控制方式下变换器的工作模式较多，相对应的控制系统较为复杂。
三重移相控制同时在两侧H桥内增加移相角，实现更加精确的控制，更好的实现降低变换器的电感电流峰值、有效值和环流功率，对提高系统效率具有明显的优势。
为了提高变换器在轻载下的工作效率，也有对双有源全桥DC-DC变换器的电路拓扑进行改进的方法。
目前DAB变换器的关注热点集中于优化变换器转换效率和动态特性，多重移相控制和软开关实现是提升转换效率的手段，动态特性则尤其关注启动过程的电流冲击问题。
其中，双重移相和三重移相控制的内移相比必须根据负载状况进行实时计算，降低DAB环流功率，提高变换器的效率，这也成为DAB研究的重点内容。
与此同时，DAB电路的软开关实现是另一个研究热点。理想条件下，当DAB电路处于匹配状态、采用单移相控制时，所有开关管均工作于ZVS开通和硬关断状态，所有二极管均工作在硬开通和ZCS关断状态。
实际上，多重移相控制和死区效应引起的H桥输出电压极性反转均有可能破坏DAB电路的软开关特性。因此必须进行优化控制策略或者电路改善。
单移相、双重移相和三重移相控制策略虽然能够在大部分负载范围内对DAB输出进行稳压，但是启动过程和轻载工况仍有较大改善空间。
DAB电路输出端通常接滤波电容，启动瞬态输出电容会视为短路，造成启动瞬态较大的冲击电流，在高压大功率场合，该冲击电流会更加突出。
在公开号为CN108880264A，申请人为合肥工业大学的一发明申请案“具备软启动功能的双有源桥直流变换器控制方法”中，提出了一种软起动控制策略，通过同时线性增加原副边H 桥的导通占空比D，实现DAB电路等效输入电压缓慢上升，降低启动冲击电流。但是，该方法缺点如下：1)IGBT最小导通占空比导致原边H桥存在最小输出电压，该方法不可能实现真正零冲击电流启动；2)控制策略忽略了死区效应的影响；3)控制策略被明显划分为两个阶段，阶段间切换平滑度不够。
移相控制数学模型通常不考虑开关管的死区，开关管死区较大时，数学模型存在偏差。
假定DAB电路死区时间为：MThs
其中，Ths为半开关周期，M为死区时间在半个开关周期的等效占空比。
理想条件下：
M＝0 (1)
采用单移相控制的传输功率P是H桥间移相占空比D2(或移相时间D2Ths)的函数如式。
其中，请结合图1所示的传输功率曲线。其中纵坐标p为传输功率P的标幺值，横坐标D2为移相占空比。
理想条件下M＝0，传输功率标幺值p在移相占空比D2＝ 0.5时取最大值1；移相占空比D2＝0时，传输功率为0。
考虑死区效应后，功率传输数学模型出现了较大偏差，出现相位漂移，两H桥间移相比D2为0时，仍有功率传输，且p随M而变化，如图1中的虚线所示。
图1为DAB电路采用单移相控制时，传输功率、外移相比D2和死区时间占比M三者之间的关系曲线。
图中p为传输功率P的标幺值。理想条件下死区时间不存在，M＝0，p在D2＝0.5时取最大值1；D2＝0时，传输功率为0，整条功率传输曲线关于D2＝0.5对称。
考虑死区效应后，功率传输数学模型出现了较大偏差，出现相位漂移，两H桥间外移相比D2为0时，仍有功率传输现象 (对应图1中D2＝0时，p不等于0)，且p随M而变化，如图1中的虚线所示。结果导致造成DAB电路轻载时输出电压过高，无法进行稳压控制。
发明内容
应当理解，本公开以上的一般性描述和以下的详细描述都是示例性和说明性的，并且旨在为如权利要求所述的本公开提供进一步的解释。
针对上述问题，本发明提供一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，所述变换器包括原边桥的若干开关管和副边桥的若干开关管，其特征在于，所述方法包括：
步骤一，在第一个PWM周期内，设置启动状态下所述变换器原副边桥输出电压为零；
步骤二，根据输出参考电压与输出电压之差获得输出占空比DP；
步骤三，根据所述输出占空比DP判断不同模式；
步骤四，根据所述输出占空比生成所述原边桥和所述副边桥开关管的控制脉冲；
步骤五，在未收到停机指令或发生故障情况下，返回步骤二。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，
所述步骤二中，采用比例积分调节处理获得输出占空比DP，如果所述输出占空比DP满足：
0<DP<1
所述变换器的工况为轻载模式，设定所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1＝1―DP，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝0，所述副边桥内移相比D3＝1―DP。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，所述步骤二中，采用比例积分调节处理获得输出占空比DP，如果所述输出占空比DP满足：
1<DP<1.5
所述变换器的工况为正常模式，设定所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝DP―1，通过调节所述原边桥、副边桥间外移相比D2实现输出电压的稳定。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，所述步骤一进一步包括，
所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1为1，所述原边桥、副边桥间外移相比D2为0，所述副边桥内移相比D3为1，所述原边桥输出电压固定为0；所以副边桥输出电压为0，实现零输出电压开始启动。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，所述步骤五之前进一步包括，等待下一个PWM中断时刻触发。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，所述比例积分调节的输出占空比DP的输出限幅为0～1.5。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，在所述正常模式下，所述变换器工作于单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制和三移相控制中任一种。
比较好的是，本发明进一步公开了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，所述原边桥内移相比D1＝DOPT1，所述副边桥内移相比D3＝DOPT3，其中所述DOPT1和 DOPT3为原、副边桥优化内移相比。
本发明还揭示了一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，所述变换器包括原边桥的若干开关管和副边桥的若干开关管，其特征在于，所述装置包括：
设定单元，在第一个PWM周期内，设置启动状态下所述变换器原副边桥输出电压为零；
输出电压调节单元，根据输出参考电压与输出电压之差获得输出占空比DP，根据所述输出占空比DP判断不同模式；
PWM生成单元，根据所述输出占空比生成所述变换器的所述原边桥和所述副边桥开关管的控制脉冲；
时序控制与保护单元，等待下一个PWM中断时刻触发，在未收到停机指令或发生故障情况下，转入所述输出电压调节单元。
比较好的是，本发明还进一步揭示了一种双有源全桥DC-DC 变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述输出电压调节单元包括比例积分调节单元，在输出占空比DP满足时：
0<DP<1
选择所述变换器轻载模式，设定所述开关管导通占空比D 为0.5，所述原边桥内移相比D1＝1―DP，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝0，所述副边桥内移相比D3＝1―DP。
比较好的是，本发明还进一步揭示了一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述输出电压调节单元包括比例积分调节单元，在输出占空比DP满足时：
1<DP<1.5
选择所述变换器为正常模式，设定所述开关管导通占空比D 为0.5，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝DP―1，通过调节所述原边桥、副边桥间外移相比D2实现输出电压的稳定。
比较好的是，本发明还进一步揭示了一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述设定单元使所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1为1，所述原边桥、副边桥间外移相比D2为0，所述副边桥内移相比D3为1，所述原边桥输出电压固定为0；所以副边桥输出电压为0，实现零输出电压开始启动。
比较好的是，本发明还进一步揭示了一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述比例积分调节控制单元的输出占空比DP的输出限幅为 0～1.5。
比较好的是，本发明还进一步揭示了一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
在所述正常模式下，所述变换器工作于单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制和三移相控制中任一种。
比较好的是，本发明还进一步揭示了一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述原边桥内移相比D1＝DOPT1，所述副边桥内移相比D3＝DOPT3，其中所述DOPT1和DOPT3为原、副边桥优化内移相比。
本发明采用一个PI调节输出电压的稳压，根据PI调节输出的范围灵活选择工作模式，实现了DAB电路的软启动和全负载范围电压稳定。
附图说明
现在将详细参考附图描述本公开的实施例。现在将详细参考本公开的优选实施例，其示例在附图中示出。在任何可能的情况下，在所有附图中将使用相同的标记来表示相同或相似的部分。此外，尽管本公开中所使用的术语是从公知公用的术语中选择的，但是本公开说明书中所提及的一些术语可能是申请人按他或她的判断来选择的，其详细含义在本文的描述的相关部分中说明。此外，要求不仅仅通过所使用的实际术语，而是还要通过每个术语所蕴含的意义来理解本公开。
下面，参照附图，对于熟悉本技术领域的人员而言，从对本发明的详细描述中，本发明的上述和其他目的、特征和优点将显而易见。
图1为DAB电路采用单移相控制时，传输功率、外移相比D2和死区时间占比M三者之间的关系曲线；
图2(a)是本发明实施例中双有源全桥DC－DC变换器拓扑示意图；
图2(b)是图2(a)的等效电路图；
图3(a)给出本发明的控制方法的稳压控制框图；
图3(b)给出了应用图3(a)的控制流程图；
图4给出了轻载模式驱动和输出电压波形的关系示意图；
图5为应用本发明的方法的DAB变换器软启动波形示意图；
图6是本发明控制装置的组成框图。
附图标记
61――设定单元
62――输出电压调节单元63――PWM生成单元
64――时序控制与保护单元
具体实施方式
为了更清楚地说明本申请的实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些示例或实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图将本申请应用于其他类似情景。除非从语言环境中显而易见或另做说明，图中相同标号代表相同结构或操作。
如本申请和权利要求书中所示，除非上下文明确提示例外情形，“一”、“一个”、“一种”和/或“该”等词并非特指单数，也可包括复数。一般说来，术语“包括”与“包含”仅提示包括已明确标识的步骤和元素，而这些步骤和元素不构成一个排它性的罗列，方法或者设备也可能包含其他的步骤或元素。
除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对布置、数字表达式和数值不限制本申请的范围。同时，应当明白，为了便于描述，附图中所示出的各个部分的尺寸并不是按照实际的比例关系绘制的。对于相关领域普通技术人员已知的技术、方法和设备可能不作详细讨论，但在适当情况下，所述技术、方法和设备应当被视为授权说明书的一部分。在这里示出和讨论的所有示例中，任何具体值应被解释为仅仅是示例性的，而不是作为限制。因此，示例性实施例的其它示例可以具有不同的值。应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步讨论。
在本申请的描述中，需要理解的是，方位词如“前、后、上、下、左、右”、“横向、竖向、垂直、水平”和“顶、底”等所指示的方位或位置关系通常是基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，在未作相反说明的情况下，这些方位词并不指示和暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位或者以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请保护范围的限制；方位词“内、外”是指相对于各部件本身的轮廓的内外。
为了便于描述，在这里可以使用空间相对术语，如“在……之上”、“在……上方”、“在……上表面”、“上面的”等，用来描述如在图中所示的一个器件或特征与其他器件或特征的空间位置关系。应当理解的是，空间相对术语旨在包含除了器件在图中所描述的方位之外的在使用或操作中的不同方位。例如，如果附图中的器件被倒置，则描述为“在其他器件或构造上方”或“在其他器件或构造之上”的器件之后将被定位为“在其他器件或构造下方”或“在其他器件或构造之下”。因而，示例性术语“在……上方”可以包括“在……上方”和“在……下方”两种方位。该器件也可以其他不同方式定位(旋转90度或处于其他方位)，并且对这里所使用的空间相对描述作出相应解释。
此外，需要说明的是，使用“第一”、“第二”等词语来限定零部件，仅仅是为了便于对相应零部件进行区别，如没有另行声明，上述词语并没有特殊含义，因此不能理解为对本申请保护范围的限制。此外，尽管本申请中所使用的术语是从公知公用的术语中选择的，但是本申请说明书中所提及的一些术语可能是申请人按他或她的判断来选择的，其详细含义在本文的描述的相关部分中说明。此外，要求不仅仅通过所使用的实际术语，而是还要通过每个术语所蕴含的意义来理解本申请。
本申请中使用了流程图用来说明根据本申请的实施例的系统所执行的操作。应当理解的是，前面或下面操作不一定按照顺序来精确地执行。相反，可以按照倒序或同时处理各种步骤。同时，或将其他操作添加到这些过程中，或从这些过程移除某一步或数步操作。
请参见图2(a)，所示为本发明一实施例的双有源全桥 DC－DC变换器的拓扑示意图。
本发明的控制方法所涉及的双有源桥直流变换器包含输入电压V1、一个输入电容Cin、一个原边H1桥、一个移相电感 Lr、一个高频隔离变压器T、一个副边H2桥、一个输出电容Co和一个输出电压V2。
其中，所述的原边H1桥包括4个开关管，记为开关管Si(i ＝1,2，3，4)，所述的副边H2桥包括4个开关管，记为开关管Si(i＝5,6,7,8)。
在原边H1桥的4个开关管Si(i＝1,2,3,4)中，开关管 S1与开关管S2串联、开关管S3与开关管S4串联并分别构成原边H1桥的两个桥臂，两个桥臂间并联作为原边H1桥的直流端；开关管S1与开关管S2的串联连接点引出作为原边H1桥的交流端口A、开关管S3与开关管S4的串联连接点引出作为原边H1桥的交流输出端口B。
在副边H2桥的4个开关管Si(i＝5,6,7,8)中，开关管 S5与开关管S6串联、开关管S7与开关管S8串联并分别构成副边H桥的两个桥臂，两个桥臂间并联作为副边H2桥的直流端；开关管S5与开关管S6的串联连接点引出作为副边H2桥的交流端口C,开关管S7与开关管S8的串联连接点引出作为副边H2桥的交流端口D。
输入电压V1与输入电容Cin并联后再与原边H1桥的直流端并联，原边H1桥的交流端口A连接到移相电感Lr的一端，移相电感Lr的另一端连接到高频隔离变压器T原边的同名端 E,高频隔离变压器T原边异名端G连接到原边H1桥的交流端口B(注：Lr经常为变压器T的漏感)；高频隔离变压器T副边同名端e连接到副边H2桥的交流端口C,高频隔离变压器T 副边异名端g连接到副边H2桥的交流端口D,输出电压V2与输出电容Co并联后连接到副边H2桥的直流端，其中高频隔离变压器T的变比为n，n为正数，电感L的电流定义为电感电流 iLr，从原边H桥的交流端口A流向电感Lr方向为正。
根据变换器工作原理，定义k为电压调节比，其中：
k＝V1/nV2 (1)
定义变换器开关频率为fs，开关周期为Ts，半开关周期为 Ths。
开关管S1～S8导通占空比为D(或导通时间DTs)，原边H1 桥(即输入电压V1侧全桥电路)内移相比为D1(或移相时间D1Ths)，副边H2桥(即输出电压V2侧全桥电路)内移相比为D3(或移相时间D3Ths)，原边H桥1、副边H2桥间外移相比为D2(或移相时间 D2Ths)。
为便于分析，忽略变压器的磁化电感，把变压器二次侧折合到一次侧，则将图2(a)所示的双向全桥DC-DC变换器可以简化为图2(b)所示的等效电路模型。
其中，VH1与VH2为原、副边H1、H2桥的等效输出电压，双有源全桥DC-DC变换器，即DAB电路的能量的双向传递与储存主要依靠等效电感Lr。
施加在电感Lr上的电压如下所示：
vLr＝vH1-vH2 (2)
由上式可知，启动冲击电流过大与轻载无法稳压的原因非常类似，均是VH1输出过大。
当DAB电路启动时，输出电压V2为0，副边H2桥的等效输出电压VH2也为0；若原边等效输出电压VH1起始输出值较大，施加于电感Lr上的电压较高；输出端接电容负载，输出电压V2上升缓慢，导致电感电流iLr迅速增加，造成电流冲击。
DAB电路采用单移相控制带轻载时，假定开关管导通占空比D为0.5，H桥间移相比D2也为0。
理想条件下：
VH1＝VH2 (3)
此时，两侧不存在功率传输；但是死区的存在造成原边等效输出电压VH1调节范围有限，原边H1桥存在最小输出电压 (VH1)min，对应输出电压V2的输出也存在最低电压(V2)min。
图3(a)示意了本申请的实施例提供的一种DAB的软启动和轻载控制方法。
本申请的控制器的完整流程图如图3(b)所示，图3(a)所示内容简化为图3(b)的PI稳压控制器环节。
图3(a)采用一个PI控制器对输出电压V2进行稳压控制的示意图。
其中，V2 *为输出电压V2的参考值，输出参考电压V2 *从0开始斜坡增加至最终目标值V2 **，即：
上式中TR为斜坡上升时间，PI控制器传递函数如下所示：
其中，KP、KI分别为比例和积分系数。
根据图3(a)，输出参考电压V2 *与输出电压V2之差为反馈误差，通过PI稳压调节处理，获得输出占空比DP，本申请就是据该占空比DP进行控制。
PI控制器输出占空比DP的输出限幅至0～1.5，初始值为0。
请参考图3(b)将本发明的控制过程详细介绍如下：
步骤S31，启动阶段
该启动阶段包括，在第一个PWM周期内，开关管导通占空比D＝0.5，原边H桥H1内移相比D1＝1，原边、副边H桥间外移相比D2＝0，副边H桥H2内移相比D3＝1；输入电压为V1，输入侧H桥H1内移相比D1＝1，开关管S1、S3同时导通，开关管S2、S4同时导通，原边H桥H1输出电压VH1固定为0；输出电压为V2，输出侧H桥H2内移相比D3＝1，开关管S5、S7 同时导通，开关管S6、S8同时导通，所以副边H桥H2输出电压VH2也为0；电路实现从零输出电压开始启动。
该步骤由对应图6给出的控制装置中设定单元61予以实现。
步骤S32，随着输出参考电压V2 *增加，通过比例积分调节(简称PI调节)，PI调节输出占空比为DP，根据输出占空比DP的范围，变流器可选择工作在以下两种工况。步骤S331，
当0<DP<1时，DAB电路工作于轻载模式的工况一。
此时，设定开关管导通占空比D＝0.5，原边H桥H1内移相比D1＝1―DP，原、副边H桥间外移相比D2＝0，副边H桥H2 内移相比D3＝1―DP；忽略死区时，开关管S1、S4、S2、S3同时导通时间为DPThs，原边H桥H1输出电压VH1变化为正负脉冲波，脉宽为DPThs，幅值为±V1；原边等效输出电压VH1通过电感Lr进行能量传输，电感电流iLr由0开始逐渐增加，副边H桥H2输出电压VH2波形与VH1相同，输出电压V2不断升高，直至电路平衡。
图4对应轻载模式驱动和输出电压波形的关系示意图。
步骤S332，
当1<DP<1.5时，DAB电路工作于正常模式的工况二。
此时，随着传输功率不断增加，PI调节输出占空比DP可能会大于1，令开关管导通占空比D＝0.5，原、副边H桥间外移相比D2＝DP―1，此时通过调节D2实现输出电压V2的稳定。此时变换器可以选择工作于传统的单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制和三移相控制，原副边H桥内移相比表示为D1＝ DOPT1和D3＝DOPT3。
上述步骤由对应图6给出的控制装置中输出电压调节单元62实现。步骤S34，根据上述生成的D、D1、D2、D3生成原边H1桥开关管S1、S2、S3、S4和副边H2桥开关管S5、S6、S7、S8的控制脉冲；
上述步骤由对应图6给出控制装置中的PWM生成单元63 实现。
步骤S35，等待下一个中断时刻，(注：通常整个PWM 脉冲控制程序放置于微处理的定时中断程序或者PWM中断程序中，控制程序定时周期性运行，当程序运行完毕后，会等待下一次中断触发，而再次运行)；
步骤S36，判断是否收到外部停机指令或触发故障保护而停机，如果未收到停机要求，转入步骤S32，继续进行稳压控制；
步骤S37，如果步骤S36收到停机要求，结束整个流程。
上述步骤由对应图6给出的时序控制与保护单元64实现。
需要说明的是，正常模式DAB电路可选择工作于单移相、扩展移相、双移相和三重移相控制模式，与常规控制策略一致。
若采用单移相控制，两侧原、副边H1、H2桥均不采用内移相，D1＝0，D3＝0；
若采用扩展移相控制，高压侧采用内移相，低压侧无内移相，即D1＝DOPT1，D3＝0(或者D1＝0，D3＝DOPT3，DOPT为计算得到的优化内移相比)；
若采用双重移相控制策略，D1＝DOPT1，D3＝DOPT3(DOPT1＝DOPT3)；若采用三重移相控制，D1＝DOPT1，D3＝DOPT3；
上述四种控制策略，总结为D1＝DOPT1，D3＝DOPT3。
综上所述，本发明提出了一种双有源全桥DC-DC变换器 (DAB)软启动和轻载模式控制方法，采用一个PI调节输出电压的稳压，根据PI调节输出的范围灵活选择工作模式，实现了DAB电路的软启动和全负载范围电压稳定。
应用本发明的软启动和轻载控制方法和装置，可以获得如下技术效果：
第一，消除了DAB电路的启动电流冲击，原边H1桥输出电压VH1从零开始逐步增加，输出电压V2和电感电流iLr同步增加，实现电感电流零冲击启动，仿真结果如图5所示的双有源全桥DC-DC变换器软起动波形。
图5中DAB电路启动过程，V2由0V斜坡模式增加至110V，最后保持稳定。
其中，电感电流iLr由0A逐步增加至±45A左右，电感电流的整条包络线不存在大的尖峰，即启动过程中不存在电流冲击。
第二，实现输出电压V2在全负载范围内稳定，消除了死区导致DAB电路空载或者轻载时输出电压无法稳定至参考值的问题。
第三，实现轻载模式和正常工作模式的灵活切换，仅根据PI调节输出范围选择工作模式，判断条件简单易于实现，切换平滑。
第四，本发明可以与DAB单移相、扩展移相、双重移相和三重移相控制算法兼容。
第五，本发明通过软件实现，不增加硬件成本，方法通用，便于推广。
上文已对基本概念做了描述，显然，对于本领域技术人员来说，上述发明披露仅仅作为示例，而并不构成对本申请的限定。虽然此处并没有明确说明，本领域技术人员可能会对本申请进行各种修改、改进和修正。该类修改、改进和修正在本申请中被建议，所以该类修改、改进、修正仍属于本申请示范实施例的精神和范围。
同时，本申请使用了特定词语来描述本申请的实施例。如“一个实施例”、“一实施例”、和/或“一些实施例”意指与本申请至少一个实施例相关的某一特征、结构或特点。因此，应强调并注意的是，本说明书中在不同位置两次或多次提及的“一实施例”或“一个实施例”或“一替代性实施例”并不一定是指同一实施例。此外，本申请的一个或多个实施例中的某些特征、结构或特点可以进行适当的组合。
同理，应当注意的是，为了简化本申请披露的表述，从而帮助对一个或多个发明实施例的理解，前文对本申请实施例的描述中，有时会将多种特征归并至一个实施例、附图或对其的描述中。但是，这种披露方法并不意味着本申请对象所需要的特征比权利要求中提及的特征多。实际上，实施例的特征要少于上述披露的单个实施例的全部特征。
一些实施例中使用了描述成分、属性数量的数字，应当理解的是，此类用于实施例描述的数字，在一些示例中使用了修饰词“大约”、“近似”或“大体上”来修饰。除非另外说明，“大约”、“近似”或“大体上”表明所述数字允许有± 20％的变化。相应地，在一些实施例中，说明书和权利要求中使用的数值参数均为近似值，该近似值根据个别实施例所需特点可以发生改变。在一些实施例中，数值参数应考虑规定的有效数位并采用一般位数保留的方法。尽管本申请一些实施例中用于确认其范围广度的数值域和参数为近似值，在具体实施例中，此类数值的设定在可行范围内尽可能精确。
虽然本申请已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本申请，在没有脱离本申请精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本申请的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。
Claims (15)
1.一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，所述变换器包括原边桥的若干开关管和副边桥的若干开关管，其特征在于，所述方法包括：
步骤一，在第一个PWM周期内，设置启动状态下所述变换器原副边桥输出电压为零；
步骤二，根据输出参考电压与输出电压之差获得输出占空比DP；
步骤三，根据所述输出占空比DP判断不同模式；
步骤四，根据所述输出占空比生成所述原边桥和所述副边桥开关管的控制脉冲；
步骤五，在未收到停机指令或发生故障情况下，返回步骤二。
2.根据权利要求1所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，
所述步骤二中，采用比例积分调节处理获得输出占空比DP，如果所述输出占空比DP满足：
0<DP<1
所述变换器的工况为轻载模式，设定所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1＝1―DP，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝0，所述副边桥内移相比D3＝1―DP。
3.根据权利要求1所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，
所述步骤二中，采用比例积分调节处理获得输出占空比DP，如果所述输出占空比DP满足：
1<DP<1.5
所述变换器的工况为正常模式，设定所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝DP―1，通过调节所述原边桥、副边桥间外移相比D2实现输出电压的稳定。
4.根据权利要求2或3所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，所述步骤一进一步包括，
所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1为1，所述原边桥、副边桥间外移相比D2为0，所述副边桥内移相比D3为1，所述原边桥输出电压固定为0；所以副边桥输出电压为0，实现零输出电压开始启动。
5.根据权利要求4所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，
所述步骤五之前进一步包括，等待下一个PWM中断时刻触发。
6.根据权利要求5所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，
所述比例积分调节的输出占空比DP的输出限幅为0～1.5。
7.根据权利要求6所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，
在所述正常模式下，所述变换器工作于单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制和三移相控制中任一种。
8.根据权利要求7所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制方法，其特征在于，
所述原边桥内移相比D1＝DOPT1，所述副边桥内移相比D3＝DOPT3，其中所述DOPT1和DOPT3为原、副边桥优化内移相比。
9.一种双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，所述变换器包括原边桥的若干开关管和副边桥的若干开关管，其特征在于，所述装置包括：
设定单元，在第一个PWM周期内，设置启动状态下所述变换器原副边桥输出电压为零；
输出电压调节单元，根据输出参考电压与输出电压之差获得输出占空比DP，根据所述输出占空比DP判断不同模式；
PWM生成单元，根据所述输出占空比生成所述变换器的所述原边桥和所述副边桥开关管的控制脉冲；
时序控制与保护单元，等待下一个PWM中断时刻触发，在未收到停机指令或发生故障情况下，转入所述输出电压调节单元。
10.根据权利要求9所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述输出电压调节单元包括比例积分调节单元，在输出占空比DP满足时：
0<DP<1
选择所述变换器轻载模式，设定所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1＝1―DP，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝0，所述副边桥内移相比D3＝1―DP。
11.根据权利要求9所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述输出电压调节单元包括比例积分调节单元，在输出占空比DP满足时：
1<DP<1.5
选择所述变换器为正常模式，设定所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥、副边桥间外移相比D2＝DP―1，通过调节所述原边桥、副边桥间外移相比D2实现输出电压的稳定。
12.根据权利要求10或11所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述设定单元使所述开关管导通占空比D为0.5，所述原边桥内移相比D1为1，所述原边桥、副边桥间外移相比D2为0，所述副边桥内移相比D3为1，所述原边桥输出电压固定为0；所以副边桥输出电压为0，实现零输出电压开始启动。
13.根据权利要求12所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述比例积分调节控制单元的输出占空比DP的输出限幅为0～1.5。
14.根据权利要求13所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
在所述正常模式下，所述变换器工作于单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制和三移相控制中任一种。
15.根据权利要求14所述的双有源全桥DC-DC变换器的软启动和轻载控制装置，其特征在于，
所述原边桥内移相比D1＝DOPT1，所述副边桥内移相比D3＝DOPT3，其中所述DOPT1和DOPT3为原、副边桥优化内移相比。
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