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CN112737293B - 一种非隔离型集成升压dc/ac变换器的控制方法 - Google Patents

一种非隔离型集成升压dc/ac变换器的控制方法 Download PDF

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CN112737293B CN202110140275.5A CN202110140275A CN112737293B CN 112737293 B CN112737293 B CN 112737293B CN 202110140275 A CN202110140275 A CN 202110140275A CN 112737293 B CN112737293 B CN 112737293B
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Abstract

本发明公开了一种非隔离型集成升压DC/AC变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。本发明包括功率开关管S1、S2、S3和S4，二极管D、电感Lin和电容C1；其中一种变换器的直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与二极管D阳极相连，二极管D阴极分别连接功率开关管S1和S3的端子1、电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S2和S4端子2；直流侧的另一端，功率开关管S1端子2，功率开关管S2端子1，以及交流侧的一端均接地；功率开关管S3端子2与功率开关管S4端子1相连于交流侧的另一端。针对传统升压逆变器存在漏电流的问题，本发明的集成度高，体积小，能够有效解决漏电流问题。

Description

一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种非隔离型集成升压DC/AC变换器及其控制方法。
背景技术
在当前全球能源供应日益紧张的背景下，清洁环保，无噪声的太阳能光伏发电受到了世界各国的普遍重视。其中逆变器是光伏发电系统中的关键接口设备。目前，无变压器的非隔离型光伏发电系统由于体积小，重量轻，成本低易于安装等特点而成为广大学者们研究的热点。然而，传统的非隔离型逆变器缺少变压器的电气隔离，由于光伏电池对地寄生电容的存在，光伏发电系统中容易产生漏电流，将导致损耗增加，安全以及电磁干扰(EMI)等问题，从而降低光伏发电系统的整体性能。
另外，通常情况下光伏、燃料电池等新能源模组的输出直流电压一般为18～56V，为达到用电设备或并网发电的要求，就必须将较低电压的电池模组进行串联，或单独通过一级直流升压变换器将其电压抬升到一定程度，然后通过传统的桥式逆变器进行能量变换，构成两级式逆变器。如果将多个模组进行串联，容易形成木桶效应，降低系统的可靠性。如果通过两级变换器组成级联的结构进行光伏发电，所需功率器件的数量增加，同时两级功率处理也会影响系统的传输效率。
近年来，针对如何解决光伏逆变器的漏电流问题，国内外广大学者从构造新型逆变器的物理结构和控制方法等方面进行了诸多研究。文献《H6 Transformerless Full-Bridge PV Grid-Tied Inverters》IEEE2014，在全桥逆变器的基础上增加了两个有源开关和两个二极管，提出了H6逆变器结构，该电路工作在正负半周的续流阶段，直流侧和交流侧断开连接关系，从而抑制了漏电流的产生。但是该电路在正常传输能量时，需要两个有源开关和一个二极管同时工作在高频状态，增加了电路的复杂性，成本和损耗。
文献《A New High-Efficiency Single-Phase Transformerless PV InverterTopology》 IEEE2011，公开了一种单级逆变器，该逆变器是一种带交流旁路的全桥逆变器拓扑结构。其中直流环节的中点通过二极管和一个双向开关钳位。其工作原理与HERIC拓扑相同。采用单极性SPWM调制实现了三电平输出电压。这种拓扑的不足之处在于需要增加死区时间，加大了输出电流的失真度。该逆变器出发点是为了降低光伏阵列电压转换中的泄漏电流，开关器件较多，增加了电路的体积，损耗大，降低了逆变器的效率。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术中升压逆变器存在升压比低的问题，本发明提供了一种非隔离型集成升压 DC/AC变换器。本发明的变换器集成度高，升压变比较高，还能够有效解决高频漏电流的问题，进一步地，相较于现有的电路结构，它的控制方案较为简化。
2.技术方案
为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
本发明的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，包括功率开关管S1、S2、S3和S4，二极管D、电感Lin和电容C1；
电感Lin一端连接输入电源Uin一端，电感Lin另一端与二极管D阳极相连；
二极管D阴极分别连接功率开关管S1和S3的端子1、电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S2和S4端子2；
输入电源Uin的另一端，功率开关管S1端子2，功率开关管S2端子1，以及交流侧的一端均接地；
功率开关管S3端子2与功率开关管S4端子1相连于交流侧的另一端；
功率开关管S3的2端和功率开关管S4的1端连接于节点A；
功率开关管S1的2端和功率开关管S2的1端连接于节点B；
节点A和B形成输出端。
其中，功率开关管S1、S2、S3和S4的两端反并联二极管。
优选地，还包括滤波器，所述的节点A和B与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载RO。
优选地，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感Lo和滤波电容Co，滤波电感Lo一端与节点A连接，滤波电感Lo另一端与滤波电容Co一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容Co另一端和电网或负载RO另一端与节点B连接。
本发明一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：在正弦调制波正负半波内的工作原理相同；
当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S4导通，S2、S3断开，二极管D导通，输入电源Uin给电感Lin充电；电容C1两端电压UC1与输出电压uo形成闭合回路，此时输出电压幅值Uom＝-mUC1，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S2、S3导通，S1、S4断开，二极管D保持导通，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电；输入电源Uin、电感Lin、二极管D与输出电压uo形成闭合回路；电容C1两端电压UC1为电网或负载RO供电，此时输出电压幅Uom＝+mUC1；电感L1处于放电状态和电流断续状态，流经电感L1上的电流iL1线性减少直到为零，二极管D 截止，电容C1两端电压UC1与输出电压uo形成闭合回路；此时输出电压Uom＝+mUC1。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
(1)本发明的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，直流侧与交流侧共接地，避免了共模干扰，不存在高频漏电流；
(2)本发明的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，属于集成式逆变器，利用功率器件的复用技术，显著减少了逆变器的元件数量，降低了系统成本并提高了集成度，电路占用空间小；
(3)本发明的一种变换器的调制方法，在每个工作模态中，至多有两个功率开关管工作，减小了开关管的导通损耗；
(4)本发明的一种变换器的调制方法，具有较高的升压能力，通过控制4个功率开关管 S1至S4的导通与关断，既能实现升压又能实现逆变功能，将太阳能板的电压转换输出，具有电路组成元件减少，电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点；
(5)本发明的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，克服了传统两级逆变器的缺点，与一些H6等抑制高频漏电流的电路结构相比，具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、工作寿命长、集成度高等优点；
(6)在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本发明的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小。
附图说明
图1是本发明实施例1的电路结构示意图。
图2是本发明实施例1-2中各个功率开关管的驱动波形示意图。
图3为本发明一实施例在DCM状态下开关周期内的工作模态分布图。
图4是本发明工作模态一的示意图。
图5是本发明工作模态二的示意图。
图6是本发明工作模态三的示意图。
图7是本发明一实施例在完全DCM状态下电感电流仿真波形图。
图8是本发明一实施例节点AB端电压及输出电压和电流波形示意图。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。
滤波器输出端电压，即电网两端的电压记为输出电压uo，对应输出电压幅值为Uom；节点A和B之间的电压记为uAB；功率开关管S1、S2、S3和S4可以使用IGBT，也可以使用 MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S1、S2、S3和S4的1端、2端和 3端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3和S4的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET 时，功率开关管S1、S2、S3和S4的1端、2端和3端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3和 S4漏极、栅极和源极。
实施例1
如图1所示，本实施例的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，包括功率开关管S1、S2、 S3和S4，二极管D、电感Lin和电容C1；
电感Lin一端连接输入电源Uin一端，电感Lin另一端与二极管D阳极相连；
二极管D阴极分别连接功率开关管S1和S3的端子1、电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S2和S4的端子2；
输入电源Uin的另一端，功率开关管S1的端子2，功率开关管S2的端子1，以及交流侧的一端均接地；
功率开关管S3端子2与功率开关管S4端子1相连于交流侧的另一端；
功率开关管S3的端子2和功率开关管S4的端子1连接于节点A；
功率开关管S1的端子2和功率开关管S2的端子1连接于节点B；节点A和B形成输出端。
其中，功率开关管S1、S2、S3和S4的两端反并联二极管。
不同于现有技术中的升压变换器和逆变器的串联组合构成的升压逆变器，本申请的发明人利用功率器件复用技术创造性地提出了一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，克服了传统两级逆变器的缺点，逆变的同时完成了升压的过程，减少了元器件的数量，尤其是功率器件数量较少，从而降低了开关损耗以及成本，且集成度高，体积小，升压变比高，控制方式简便。
实施例2
如图1所示，本实施例的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器，在实施例1的基础上，直流侧为直流电源Uin，在实际应用场景中为光伏电池板的输出电压，交流侧，还包括滤波器，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感Lo和滤波电容Co，滤波电感Lo一端与节点A连接，滤波电感Lo另一端与滤波电容Co一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容Co另一端和电网或负载RO另一端与节点B连接。滤波器对电压UAB进行滤波，去除谐波干扰，可以根据实际应用场景进行选择，可以为LC滤波器(如图1所示)、LCL滤波器等，滤波器的输出可以连接电网或负载，负载特性也可以根据实际应用场景进行选择，可以为阻性负载、感性负载，容性负载等，当负载不为阻性负载时，可以对功率因数小于1的输出进行无功补偿。
本实施例完成升压逆变，滤波器的输出端，即输出电压uo直接为负载Ro供电，或者将输出电压uo反馈到电网中去。
本实施例还包括一种非隔离型集成升压逆变器的控制方法，向功率开关管S1、S2、S3和 S4的门极输入控制信号，波形如图2所示，从上至下依次为功率开关管S1、S4和S2、S3的门极输入控制信号，任一模态中只有两个开关管同时工作，与背景技术中的对比文献《ANewHigh-Efficiency Single-Phase Transformerless PV Inverter Topology》相比，无需增加死区时间，改善了输出波形的质量，另外对比文献的功率开关管的数量比本申请要多出两个，这无疑会增大升压逆变器的体积，增大开关损耗，进而降低整个升压逆变器的转换效率和使用寿命；而本申请的非隔离型集成升压DC/AC变换器的电路结构创造性的解决了以上问题，其工作模态包括模态一、模态二、模态三，详细情况如下：
模态一
结合图1和2，当调制波大于载波时，如图4所示，控制功率开关管S1、S4导通，S2、 S3断开，二极管D导通；输入电源Uin、电感Lin、二极管D和功率开关管S1形成闭合回路，输入电源Uin向电感Lin充电，流经电感Lin上的电流iLin从零开始线性增加；电容C1、功率开关管S1、滤波器和功率开关管S4形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝-mUC1，其中m为调制比；
模态二
结合图1和2，当调制波小于载波时，如图5所示，控制功率开关管S2、S3导通，S1、 S4断开，二极管D导通，输入电源Uin、电感Lin、二极管D、电容C1和功率开关管S2形成闭合回路，输入电源Uin和电感Lin为电容C1充电；输入电源Uin、电感Lin、二极管D、功率开关管S3和滤波器形成闭合回路,输入电源Uin和电感Lin给电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1；电感Lin处于放电状态和电流断续状态如图7所示，流经电感Lin上的电流iLin线性减少直到为零，二极管D截止，形成模态三；
模态三
结合图1和2，控制功率开关管S2、S3导通，S1、S4断开，二极管D关断，如图6所示。电容C1、功率开关管S3、滤波器和功率开关管S2形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1
变换器在正弦调制波正负半波内的工作原理相同，按照模态一、二和三的顺序不断重复进行，模态一中，利用二极管D单向导通作用，形成闭合回路，输入电源Uin存储的电能转移到电感Lin上，与此同时，通过控制功率开关管S1、S4导通，将电容C1上的电能转移到输出端，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压uo；模态二中，再次利用二极管D单向导通作用，形成闭合回路，输入电源Uin和电感Lin一起向电容C1充电，通过控制功率开关管S2、 S3导通，将输入电源Uin的电能和电感Lin上的电能转移到输出端，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压uo。
为了简化逆变器分析，做出如下假设：
(1)所有半导体功率器件均为理想器件，D是输入光伏电池的防反二极管。
(2)电容器C1足够大，可以在一个开关周期内保持其电压恒定；滤波电感Lo足够大，在一个开关周期，其电流在一个开关周期保持恒定。
(3)电感Lin的电流工作在断续导通(DCM)模式。
假设功率开关管S1开通时间与开关周期的比为占空比Di，根据规则型对称采样规律，可得占空比为：
Figure GDA0003379579080000061
在0～DiT时，功率开关管S1开通，即在模态一的状态下：
Figure GDA0003379579080000062
在DiT-(Di+Di’)T时，功率开关管S1关断，即在模态二的状态下：
Figure GDA0003379579080000063
其中，iLin为流过储能电感Lin上的电流，Uin为输入电源，UC1为储能电容C1两端电压， T为开关周期，Di’为关断占空比；由于本申请的升压逆变器工作在电感不连续导电模式下，显然，Di+Di’<1，根据伏秒平衡，可得：
UinDiT＝(UC1-Uin)Di'T (4)
对于逆变电路，如果忽略电路中所有元器件损耗，则输入功率等于输出功率，从而可得：
Figure GDA0003379579080000071
其中，Uom为逆变器输出电压的幅值，Uom＝mUC1；
由于输入平均电流与电感平均电流相等，即：
Iin＝ILin (6)
Figure GDA0003379579080000072
其中，Iin为输入平均电流。
而电感Lin上的电流平均值为：
Figure GDA0003379579080000073
逆变器输出电压有效值Ug为：
Figure GDA0003379579080000074
则输入电压与输出电压幅值之间的关系为：
Figure GDA0003379579080000075
经过比对，本实施例的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的工作原理不同于传统的升压变换器和逆变器组合的升压逆变方式，主要包括以下几点：
1、本实施例的非隔离型集成升压DC/AC变换器是一体的，单级的，不需要考虑升压变换器输出端和逆变器输入端之间互相匹配的问题，集成度高；
2、本实施例的非隔离型集成升压DC/AC变换器不存在传统两级串联的升压逆变器还需要考虑前级输出与后级输入相匹配这一问题，降低了设计了成本；
3、传统两级串联的升压逆变器的前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本实施例的非隔离型集成升压DC/AC变换器克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
4、本实施例与一些升压变换器和全桥逆变电路组合的升压逆变方式相比，功率开关管的数量较少，通过控制二极管和功率开关管组合导通和关断作用形成模态一至三，最终可以实现升压比值大；
5、本实施例的非隔离型集成升压DC/AC变换器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，不像传统两级串联的升压逆变器，前后级需要分别控制，电路设计和控制成本高。
相比于H6逆变器拓扑结构较复杂、损耗高、电压增益受到直通占空比和调制比的限制等缺点，具有结构简单，电压增益高，逆变器输入侧直流母线电压(指本实施例中电容C1两端电压)的可控性提升，开关损耗小等优点；与其他单级升压逆变器相比：
1、本实施例的非隔离型集成升压DC/AC变换器利用功率器件复用技术显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度；
2、本实施例的单相集成升压DC/AC变换器应用在光伏发电场合时，可以消除光伏电池对地的漏电流；
3、与传统的两级式升压逆变器相比，不需要考虑前后级匹配的问题，且大幅提高升压比，电压可调范围广；
4、与传统的升压电路结构相比，电感参数小，产生任意期望的输出交流电压，特别是比输入电压高的电压；
5、输出电压/电流的THD较低；
6、采用单闭环输出电压控制的方法，结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对电源及负载的波动具有较强的抑制能力。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：非隔离型集成升压DC/AC变换器，包括功率开关管S1、S2、S3和S4，电感Lin，电容C1，二极管D；直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与二极管D阳极相连，二极管D阴极分别连接功率开关管S1和S3的端子1、电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S2和S4的端子2；
直流侧的另一端，功率开关管S1的端子2，功率开关管S2的端子1，以及交流侧的一端均接地；
功率开关管S3的端子2与功率开关管S4的端子1相连于交流侧的另一端；
功率开关管S3的端子2和功率开关管S4的端子1连接于节点A；
功率开关管S1的端子2和功率开关管S2的端子1连接于节点B；
节点A和B形成输出端；
其中，功率开关管S1、S2、S3和S4的两端反并联二极管；
其中，在正弦调制波正负半波内的工作原理相同；
当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S4导通，S2、S3断开，二极管D导通，输入电源Uin给电感Lin充电；电容C1两端电压UC1与输出电压uo形成闭合回路，此时输出电压幅值Uom＝-mUC1，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S2、S3导通，S1、S4断开，二极管D保持导通，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电；输入电源Uin、电感Lin、二极管D与输出电压uo形成闭合回路；电容C1两端电压UC1为电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1；电感Lin处于放电状态和电流断续状态，流经电感Lin上的电流iLin线性减少直到为零，二极管D截止，电容C1两端电压UC1与输出电压uo形成闭合回路；此时输出电压幅值Uom＝+mUC1。
2.根据权利要求1所述的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：所述电容C1为无极性电容。
3.根据权利要求1或2所述的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：还包括滤波器，所述的节点A和B与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载RO。
4.根据权利要求3所述的一种非隔离型集成升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为LC型，包括滤波电感Lo和滤波电容Co，滤波电感Lo一端与节点A连接，滤波电感Lo另一端与滤波电容Co一端，电网或负载RO一端连接，滤波电容Co另一端、电网或负载RO另一端与节点B连接。
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