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CN109980978A - 一种变换器及其调制方法 - Google Patents

一种变换器及其调制方法 Download PDF

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CN109980978A CN201910256815.9A CN201910256815A CN109980978A CN 109980978 A CN109980978 A CN 109980978A CN 201910256815 A CN201910256815 A CN 201910256815A CN 109980978 A CN109980978 A CN 109980978A
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Abstract

本发明公开了一种变换器及其调制方法，属于电力电子变换器技术领域。其中变换器的直流侧一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和开关器件的导通端相连，开关器件的截止端分别连接功率开关管S2和S4端子1以及电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5端子2，变换器直流侧的另一端、功率开关管S1和S2端子2、功率开关管S3端子1和交流侧的一端均接地，功率开关管S5端子1与功率开关管S4端子2相连于交流侧的另一端。另外还提出了相应调制方法，以及双向变换器及其对应调制方法。针对传统升压逆变器存在高频漏电流的问题，本发明集成度高，体积小，能够有效解决高频漏电流问题。

Description

一种变换器及其调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，更具体地说，涉及一种变换器及其调制方法。
背景技术
随着世界经济的发展，大量不可再生化石能源被急剧的消耗，从而引起了能源危机、环境污染等问题。电动汽车作为一种首先发展起来的新能源汽车，可缓解上述技术问题，但蓄电池是制约其发展的关键因素，作为蓄电池充电系统之一的车载型充电系统，一般含有2个级联工作的变流器，一个双向整流器用于给蓄电池充电，一个逆变器用于驱动电机，而且变流器中一般会含有大电感和大电容。这种结构无疑增加了电动汽车的重量和成本，占用了电动汽车内有限的空间。为此，在保证电动汽车蓄电池充电特性良好的基础上，国外一些学者提出研究电动汽车驱动系统与蓄电池充电一体化混合拓扑结构，即将牵引驱动系统的硬件结构重构成蓄电池充电装置，通过优化拓扑及控制策略控制变流器分别完成整流、逆变、功率因数校正，从而实现电机驱动、高功率因数充电、谐波治理等功能，希望提高车载型充电系统在充电质量、重量和成本上的优势。
分布式光伏发电系统是应对能源危机，实现清洁、环保及低碳经济的有效方法，然而系统中光伏电池板的输出电压普遍较低，现有技术中常采用的解决方案是在低压可再生能源并网发电系统中采用两级式变换器，即在传统的逆变器与光伏电池板之间添加DC/DC模块，以提高传统逆变器的输入端电压。然而这种方式不仅控制复杂，而且器件多、转换效率低。
现有技术中DC/DC变换器与逆变器串联组合实现升压逆变的调制方法中，多采用前级升压与后级逆变分开调制的策略，调制方法复杂，不易控制，且直流输入端电压的纹波变化严重影响交流输出端电压的质量。
为克服传统逆变器电压低的问题，现有技术中彭方正提出了Z源逆变器，解决了传统电压源逆变器的一些不足，以利用上下桥臂的功率开关管的可控直通，提升了逆变器输入侧直流母线电压，从而提高了输出交流电压，在并网应用中，通常需要通过隔离变压器与电网相连，但是隔离变压器的接入使得系统的体积和成本增加，且降低了发电效率。而在不使用隔离变压器时，又存在高频漏电流问题，增加电网谐波含量和系统损耗。
《中国电机工程学报》，第28卷第7期，公开日为2018年4月5日，公开了论文《双模式控制宽输入电压组合式升压逆变器》，作者：陈雪峰，许俊阳，陈道炼，该电路拓扑结构是由“T”型网络和Buck型逆变桥级联构成，其中“T”形网络相当于一个Buck-Boost直流变换器。利用“T”型网络的升降能力，使得该逆变器也具有升降压能力，可以适应宽范围变化的输入直流电压，适用于输入电压宽范围波动的应用场合；在两个独立的控制环路下，以占空比信号的饱和与置零作为切换时间点，实现了升压和降压两种模式的平滑切换。其不足之处在于，该电路需要的元器件较多，从而导致损耗较大，转换效率较低，而且Buck型逆变桥在单极性调制方式下，会产生较大的高频共模电压，从而产生高频漏电流，增加电网谐波含量和系统损耗。
发明内容
1.要解决的技术问题
针对传统升压逆变器电压不高，而现有改进技术元器件较多损耗较大，转换效率低，有高频漏电流且控制方案复杂等问题，本发明提供了一种变换器及其调制方法，它的体积小，重量轻，还能够有效解决高频漏电流问题，且控制方案较为简化。
2.技术方案
本发明的目的通过以下技术方案实现。
一种变换器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，电感Lin和电容C1，还包括开关器件；变换器直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和开关器件的导通端相连，开关器件的截止端分别连接功率开关管S2和S4端子1以及电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5端子2；直流侧的另一端，功率开关管S1和S2端子2，功率开关管S3端子1以及变换器交流侧的一端均接地；功率开关管S5端子1和功率开关管S4端子2相连于交流侧的另一端。
更进一步的，电容C1的容值较小，为有极性电容或无极性电容。
更进一步的，开关器件可以是二极管D或功率开关管S6，开关器件的导通端为二极管D的阳极或功率开关管S6端子1，开关器件截止端为二极管D的阴极或功率开关管S6端子2。
更进一步的，功率开关管S2、S3、S4和S5的两端都反并联二极管，即功率开关管S2、S3、S4和S5的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S2、S3、S4和S5的端子1都连接二极管的阴极。
更进一步的，功率开关管S3和S5的两端都反并联二极管，即功率开关管S3和S5的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S3和S5的端子1都连接二极管的阴极。
更进一步的，一种改进的变换器电路，开关器件导通端为功率开关管S6的端子2，开关器件截止端为功率开关管S6的端子1；功率开关管S3、S4、S5和S6的两端均反并联二极管，即功率开关管S3、S4、S5和S6的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S3、S4、S5和S6的端子1都连接二极管的阴极。
更进一步的，一种双向变换器，功率开关管S1和S2两端均反并联二极管，即功率开关管S1和S2的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S1和S2的端子1都连接二极管的阴极。
一种变换器的调制方法，根据以上所述的一种变换器，在整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态；在工频的正半周期内，功率开关管S1与S4同步，功率开关管S3处于导通状态，功率开关管S2和S5处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管S3和S4均处于关断状态，功率开关管S5处于开通状态，功率开关管S2与S1的工作状态一致。
更进一步的，当开关器件的导通端为功率开关管S6的端子1，开关器件的截止端为功率开关管S6的端子2时，功率开关管S6与功率开关管S1工作状态相反。
更进一步的，当开关器件的导通端为功率开关管S6的端子2，开关器件的截止端为功率开关管S6的端子1；功率开关管S3、S4、S5和S6的两端均反并联二极管时，功率开关管S6一直工作在关断状态。
更进一步的，为双向逆变器时，在正向逆变运行时，功率开关管S6一直处于关断状态；在反向整流运行时，整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态，且功率开关管S3和S4与S1同步，而功率开关管S2、S5和S6与S1状态相反。
3.有益效果
相比于现有技术，本发明的优点在于：
(1)本方案直流侧与交流侧共接地，避免了共模干扰，不存在高频漏电流；
(2)本方案相对于全桥逆变器相比，仅增加了1个功率开关管，与一些H6等抑制高频漏电流的电路结构相比，功率开关管的数量较少，从而减少了功率开关管的使用，降低了损耗，提高了系统的转换效率；
(3)本方案的调制方法，在每个工作模态中，至多有三个功率开关管工作，减小了开关管的导通损耗；
(4)本方案中的一种双向变换器，相对于全桥逆变器相比，仅增加了2个功率开关管，与一些H6等抑制高频漏电流的电路结构相比，功率开关管的数量较少，从而减少了功率开关管的使用，降低了损耗，提高了系统的转换效率；
(5)本方案因电容C1为储能元件，起到能量转化的作用，而输出为交流，电容C1的取值灵活，能使用无极性薄膜电容，使得电路工作可靠、增加了电路的工作寿命；
(6)与传统两级式升压逆变器或者并网逆变器需要两组滤波器相比，本方案无高频漏电流，仅需要一个滤波器，且占用空间小；
(7)本方案能够在一定范围内进行无功补偿，而且不会对直流侧造成影响。
附图说明
图1为本发明一实施例的电路结构；
图2为本发明一实施例的调制策略；
图3为本发明一实施例在DCM状态下开关周期内的工作模态分布；
图4为本发明一实施例的电路工作模态一示意图；
图5为本发明一实施例的电路工作模态二示意图；
图6为本发明一实施例的电路工作模态三示意图；
图7为本发明一实施例的电路工作模态四示意图；
图8为本发明一实施例的电路工作模态五示意图；
图9为本发明一实施例的电路工作模态六示意图；
图10为本发明一实施例在CCM状态下开关周期内的工作模态分布；
图11为本发明一实施例在完全DCM状态下电压和电流仿真波形图；
图12为本发明一实施例在完全DCM状态下电感电流仿真波形图；
图13为本发明一实施例在CCM和DCM共存状态下电压和电流仿真波形图；
图14为本发明一实施例在CCM和DCM共存状态下电感电流仿真波形图；
图15为本发明一实施例输出无功率时主要仿真波形图；
图16为本发明一实施例的电容C1＝10μF时，输出电压和电流仿真波形图；
图17为本发明一实施例的电容C1＝10μF时，输出电压的THD值；
图18为本发明一实施例的电容C1＝100μF时，输出电压和电流仿真波形图；
图19为本发明一实施例的电容C1＝100μF时，输出电压的THD值；
图20为本发明一种单向变换器的电路结构；
图21为本发明另一种单向变换器的电路结构；
图22为本发明一种双向变换器的电路结构。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。
下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与发明相关的部分。
本发明中所述的第一、第二、一端、另一端等词语，是为了描述本发明的技术方案方便而设置，并没有特定的限定作用，均为泛指，对本发明的技术方案不构成限定作用。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。
本发明中功率开关管，包括功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6，为MOSFET器件、IGBT或三极管等其他功率开关管。当使用IGBT或三极管时，功率开关管S1-S6的端子1、3和2分别对应代表功率开关管S1-S6的集电极、基极和发射极，当使用MOSFET时，功率开关管S1-S6的端子1、3和2分别对应代表功率开关管S1-S6的漏极、栅极和源极。
滤波器输出电压，即负载或电网两端的电压记为交流输出电压uo，对应交流输出电压幅值为Uom,滤波器输出电流，即流过负载或电网的电流记为输出电流io，对应滤波器输出电流幅值为Iom,滤波器输入电压，即电路节点E和F之间的电压为UEF。
实施例1
如图1所示，本实施例的一种变换器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，电感Lin和电容C1，还包括二极管D；变换器直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和二极管D阳极相连，二极管D阴极分别连接功率开关管S2和S4端子1以及电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5端子2，变换器直流侧的另一端，功率开关管S1和S2端子2，功率开关管S3端子1，以及变换器交流侧的一端均接地；功率开关管S5端子1与功率开关管S4端子2相连于变换器交流侧的另一端。其中，功率开关管S2、S3、S4和S5的两端都反并联二极管，起到续流的作用。
进一步地，如图1所示，直流侧为直流电源Uin，在实际应用场景中为光伏电池板的输出电压，交流侧，节点E和F并联在滤波器的输入端，滤波器的输出端与负载或电网(将转换的电能直接回馈到电网)并联，其中滤波器，对电压UEF进行滤波，去除谐波干扰，可以根据实际应用场景进行选择，可以如图1所示为LC滤波器，或LCL滤波器等，滤波器的输出可以连接电网或负载，负载特性也可以根据实际应用场景进行选择，可以为阻性负载、感性负载或容性负载等，当负载非阻性负载时，可以对功率因数小于1的输出进行无功补偿。
更进一步地，电容C1的容值较小，为无极性电容，或有极性电容，进一步减小了电路所占的空间。
更进一步地，当节点E和F并联了LC滤波器时，如图1所示，节点E与滤波电感L0的一端连接，节点F与电容C0的一端相连，滤波电感L0的另一端与滤波电容C0的一端和电流源的一端连接，滤波电容C0的另一端与电流源的另一端均接地。
为实现对直流侧的直流电源进行升压和逆变的效果，现有技术中大多数采用DC/DC变换器与逆变器串联组合的技术方案，但仍然存在功率开关器件多，损耗大，转换效率等问题，本方案提出了一种变换器，对直流侧的直流电源Uin进行转换，交流侧输出电压幅值大于直流电源Uin，元器件数量少，尤其是功率开关器件数量少，从而降低了开关损耗以及电路成本，且升压变比高，体积小，重量轻，可以进行更为广泛的推广应用。
实施例2
根据实施例1所述的一种变换器，本实施例提出了一种变换器的调制方法，如图2所示，调制波为正弦波的绝对值，与三角波载波比较得到SPWM波，作为功率开关管S1的开关信号；在整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态；在工频的正半周期内，功率开关管S1与S4同步，功率开关管S3处于导通状态，功率开关管S2和S5处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管S3和S4均处于关断状态，功率开关管S5处于开通状态，功率开关管S2与S1的工作状态一致。
2.1工作原理分析
2.1.1DCM状态时的工作原理分析
表1为图3中的调制方法对应的开关时序，为本实施例的变换器在DCM状态时一个开关周期内的开关时序。
表1 DCM状态时功率开关管的开关时序
结合表1，详细分析该变换器的工作原理。按输出电流方向，定义从左向右流过滤波电感L0的电流方向为正方向，分成六个模态，如图4-9所示。输出滤波器，可以选择LC滤波器、LCL滤波器、单电感滤波器等。在本实施例中优选LC滤波器作为输出滤波器。
输出电流大于零时，即在交流输出电压uo正半周期内，模态一、模态二和模态三交替运行工作；输出电流小于零时，即在交流输出电压uo负半周期内，模态四、模态五和模态六交替运行工作。
模态一[t0-t1]
如图3所示，在t0时刻前，功率开关管S3导通，电感Lin电流iLin(t)为零；在t0时刻，功率开关管S1和S4开始导通，S3维持导通，功率开关管S2和S5关断，二极管D关断，电流流通路径如图4虚线所示。
在[t0-t1]的工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin和功率开关管S1组成闭合回路，电感Lin两端的电压为直流电源Uin，直流电源Uin对电感Lin充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性增长，直到t1时候，模态一结束。
电容C1、功率开关管S3、功率开关管S4、滤波电感L0和电流源构成正向闭合回路，电容C1进行放电，电容C1储存的能量释放出来，向电流源进行充电，交流侧输出电压uo上升，同时由于输入电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，高频漏电流为零。
模态二[t1-t2]
如图3所示，在t1时刻，功率开关管S1和S4关断，功率开关管S3维持导通，功率开关管S2和S5维持关断，二极管D导通，电流流通路径如图5虚线所示。在[t1-t2]的工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin、二极管D、电容C1和功率开关管S3组成闭合回路，电感Lin承受反向电压Uin-UC1进行放电，以对电容C1进行充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性减小；功率开关管S3、功率开关管S5两端并联的反向二极管、滤波电感L0和电流源构成续流回路，滤波电感L0上的电流不能进行突变，以对电流源进行续流供电，直到t2时刻，电感Lin的电流iLin(t)线性减小至零，模态二结束。
需要补充说明的是：功率开关管S3的作用，一方面为电容C1充电；另一方面通过功率开关管S3两端反并联的二极管为交流侧输出续流，以得到正弦波形。
模态三[t2-t3]
如图3所示，在t2时刻，电感Lin的电流iLin(t)线性减小至零，功率开关管S3维持导通，功率开关管S1、S2、S4和S5维持关断，二极管D关断，电流流通路径如图6虚线所示，功率开关管S3、S5两端并联的反向二极管、滤波电感L0和电流源仍构成续流回路，滤波电感L0仍对电流源进行续流供电，直到t3时刻，模态三结束。接着在正弦调制波正半周期内DCM状态时循环模态一至三。
模态四[t4-t5]
如图3所示，在t4时刻前，功率开关管S5导通，电感Lin电流iLin(t)为零；在t4时刻，功率开关管S1和S2开始导通，功率开关管S5维持导通，功率开关管S3和S4关断，二极管D关断，电流流通路径如图7虚线所示。在[t4-t5]工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin和功率开关管S1组成闭合回路，电感Lin两端的电压为直流输入电压Uin，直流电源Uin对电感Lin充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性增长。
电容C1、功率开关管S2、功率开关管S5、滤波电感L0和负载或电网构成反向闭合回路，电容C1放电，电容C1储存的能量释放，向电流源进行反向充电，交流输出电压uo上升，同时由于直流电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，高频漏电流为零，直到t5时刻，模态四结束。
模态五[t5-t6]
如图3所示，在t5时刻，功率开关管S1和S2关断，功率开关管S5维持导通，功率开关管S3和S4维持关断，二极管D导通，电流流通路径如图8虚线所示。在[t5-t6]工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin、二极管D、电容C1和功率开关管S3两端并联的反向二极管组成闭合回路，电感Lin承受反向电压Uin-UC1进行放电，对电容C1进行充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性减小。
功率开关管S3两端并联的反向二极管、功率开关管S5、滤波电感L0和负载或电网构成反向续流回路，滤波电感L0上的电流不能进行突变，对电流源进行反向续流供电，直到t6时刻，电感的电流iLin(t)线性减小至零，模态五结束。
模态六[t7-t8]
如图3所示，在t7时刻，电感Lin的电流iLin(t)线性减小至零，功率开关管S5维持导通，功率开关管S1、S2、S3和S4维持关断，二极管D关断，电流流通路径如图9虚线所示，功率开关管S3两端并联的反向二极管、功率开关管S5、滤波电感L0和电流源仍构成反向续流回路，滤波电感L0仍对电流源进行反向续流供电，直到t8时刻，模态六结束。接着在正弦调制波负半周期DCM状态下循环模态四至六。
2.1.2CCM状态时的工作原理分析
表2为图10的调制方法对应的开关时序，为本实施例的变换器在CCM状态时一个开关周期内的开关时序。
表2 CCM状态时功率开关管的开关时序
结合表2，详细分析该变换器在CCM状态时的工作原理。按输出电流方向，定义从左向右流过滤波电感L0的方向为正方向，分成四个模态，如图4、5、7和8所示。
模态1[t0-t1]
在t0时刻前，功率开关管S3导通，电感Lin电流iLin(t)不为零；在t0时刻，功率开关管S1和S4开始导通，S3维持导通，功率开关管S2和S5关断，二极管D关断，电流流通路径如图4虚线所示。在[t0-t1]工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin和功率开关管S1组成闭合回路，电感Lin两端的电压为直流输入电压Uin，直流电源Uin对电感Lin充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性增长。
电容C1、功率开关管S3、功率开关管S4、滤波电感L0和电流源构成正向闭合回路，电容C1进行放电，电容C1储存的能量释放，向电流源进行充电，交流输出电压uo上升，同时由于直流电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，高频漏电流为零，直到t1时刻，模态1结束。
模态2[t1-t2]
在t1时刻，功率开关管S1和S4关断，功率开关管S3维持导通，功率开关管S2和S5维持关断，二极管D导通，电流流通路径如图5虚线所示。在[t1-t2]工作阶段中，直流侧的直流电源Uin、电感Lin、二极管D、电容C1和功率开关管S3组成闭合回路，电感Lin承受反向电压电压Uin-UC1进行放电，对电容C1进行充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性减小。
功率开关管S3、功率开关管S5两端并联的反向二极管、滤波电感L0和电流源构成续流回路，滤波电感L0上的电流不能进行突变，对电流源进行续流供电，直到t2时刻，模态2结束，接着在正弦调制波正半周期CCM状态时循环模态1至2。
模态3[t3-t4]
在t3时刻前，功率开关管S5导通，电感Lin电流iLin(t)不为零；在t3时刻，功率开关管S1和S2开始导通，S5维持导通，功率开关管S3和S4关断，二极管D关断，电流流通路径如图7虚线所示。在[t3-t4]工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin和功率开关管S1组成闭合回路，电感Lin两端的电压为直流电压Uin，直流电源Uin对电感Lin充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性增长。
电容C1、功率开关管S2、功率开关管S5、滤波电感L0和电流源构成反向闭合回路，电容C1进行放电，电容C1储存的能量释放出来，向电流源进行反向充电，交流输出电压uo上升，同时由于输入电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，高频漏电流为零，直到t4时刻，模态3结束。
模态4[t4-t5]
在t4时刻，功率开关管S1和S2关断，功率开关管S5维持导通，功率开关管S3和S4维持关断，二极管D导通，电流流通路径如图8虚线所示。在[t4-t5]工作阶段中，直流电源Uin、电感Lin、二极管D、电容C1和功率开关管S3两端并联的反向二极管组成闭合回路，电感Lin承受反向电压电压Uin-UC1进行放电，对电容C1进行充电储能，流过电感Lin的电流iLin(t)线性减小。
功率开关管S3两端并联的反向二极管、功率开关管S5、滤波电感L0和电流源构成反向续流回路，滤波电感L0上的电流不能进行突变，以对电流源进行反向续流供电，直到t5时刻，电感Lin的电流iLin(t)线性减小至零，模态4结束。接着在正弦调制波负半周期CCM状态时循环模态3至4。
如图2、10所示，正负半周期仅有两个高频功率开关管运行，降低了功率开关管的损耗，从而降低了总器件损耗，进而提高了转换效率。
2.2升压变比分析
通过本实施例的调制方法，如图1所示，直流电源Uin、二极管D、电感Lin和功率开关管S1组合，对电容C1进行充电，电容C1储存能量，向交流侧放电，滤波器前端(节点E和F之间)可获得极性SPWM波形电压，二极管D阻止电容C1向直流电源Uin反馈能量，然后通过功率开关管的续流，最终可以实现升压和逆变的过程。
综合以上所述，根据图3-8对应的六个工作模态，本实施例针对电感Lin电流iLin(t)在DCM的情况下(电感Lin电流iLin(t)在CCM的情况也可作进一步分析，分析原理类似，在此不作描述)，结合伏秒平衡原理进行了计算分析，变比G为：
其中，Uom为交流输出电压幅值，Uin为直流电源幅值；m为幅值调制比，0≤m≤1；Po为输出功率；Lin为电感；f为功率开关管S1的开关频率。
由上式可以得出，在0≤m≤1范围内，交流输出电压幅值Uom可以大于直流电源幅值Uin，也可以小于直流电源幅值Uin，本实施例的一种变换器可以实现升压逆变，也能实现降压逆变。
现有的BOOST和全桥逆变组合的变换器，电感Lin起到储能的作用，与在BOOST变换器中起到的作用是一样的；电感Lin的电流iLin(t)要么为断续状态，要么为连续状态；而在本申请中电感Lin的电流iLin(t)可以工作在断续状态，也可以工作在连续状态，还可以工作在断续、连续交替的状态下。在断续、连续交替状态下或断续状态时，以避免电感Lin上的能量持续积累，影响或损坏功率开关管S1。但在本申请的电流iLin(t)过零点时，连续状态下，电流iLin(t)效果，没有在断续、连续交替状态下，或断续状态下的效果好。
2.3无功补偿分析
本实施例的变换器，交流侧经滤波器滤除谐波后，可以直接并联在电网上，适当地调节交流侧输出电压的相位和幅值，该变换器可以将电网中的无功电流或者能量吸收到电容C1上，或者发出与电网中的无功电流(功率)相对应的电流以抵消无功电流(功率)，从而实现动态无功补偿的目的；与此同时，变换器结构中的二极管D，可以阻挡无功电流进入到直流输入源，以避免影响或者破坏直流侧的直流电源，从而提高了安全性。
2.4仿真验证
为了验证变换器的工作性能，本实施例在Matlab/Simulink软件搭建一台1000W的变换器模型进行了验证，样机主要参数如表3所示。
表3各器件的选型
图11-19中横坐标代表时间t(10ms/div)，每格代表10ms；纵坐标代表电压或电流，与各个参数的标示相对应。如图11和12所示，在完全DCM状态时交流输出电压、输出电流和直流输入电压以及输入电感电流的波形，并且从图中可知，该变换器具有升压特性，可以满足光伏电池板并网的要求。如图13和14所示，在CCM和DCM共存状态时：交流输出电压、输出电流和输入电压以及输入电感电流的波形，并且从图中可知，该变换器具有升压特性，可以满足光伏电池板并网的要求。如图15所示，是无功补偿时输出电压和输出电流的波形，从图中可看出，该变换器具有无功补偿的作用。
从图16和18中，电容C1能为较小容值的电容，且几乎不会对输出电压和输出电流造成影响，电路的可靠性也得到大大地提高，从图17和19中，采用本申请的调制方法，可以采用较小容值的电容，例如无极性电容，能满足输出电压的THD要求，仿真结果较好地验证了该变换器的工作原理及其稳态特性。
采用本申请的调制方法，功率开关管S1和S4同步后，直流侧的直流电源纹波波动不影响交流侧的交流输出电压，不需要对直流电源纹波波动采用额外的控制策略，简化了控制方法。为了达到同样的THD水平，现有大多数采用的BOOST和全桥逆变组合式升压逆变器中并联在直流母线电压上的电容与本申请的电容C1取值相同，但现有的BOOST和全桥逆变组合式升压逆变器还需起到稳定直流电源波动的作用，必须要选择容值较大的电解电容，而本申请的电容C1在工作过程中，仅起到能量传递的作用，可以选择使用容值较小的无极性电容，从而减小了变换器的体积和重量。
2.5调制方法分析
功率开关管S1与功率开关管S2、S3、S4和S5均具有一定的逻辑关系，在正半周期时，功率开关管S4的工作状态与功率开关管S1一致，而在负半周期时，功率开关管S2的工作状态与功率开关管S1一致，而功率开关管S3和S5则处于工频状态下，与功率开关管S1的SPWM波周期相对应，具体为：调制波为正弦波的绝对值，与三角波载波比较得到SPWM波，作为功率开关管S1的开关信号；功率开关管S4的正半周期开关信号与功率开关管S1的开关信号一致，而功率开关管S4的负半周期开关信号处于常断状态；功率开关管S2的正半周期开关信号处于常断状态，而功率开关管S2的负半周期开关信号与功率开关管S1的开关信号一致；功率开关管S3和S5的开关信号为工频信号，而在正半周期时，功率开关管S3开关信号处于常通状态，功率开关管S5开关信号处于常断状态，在负半周期时，功率开关管S5开关信号处于常通状态，功率开关管S3开关信号处于常断状态。通过这种控制方式，不需要稳定母线电压，即直流侧的直流母线电压纹波波动不影响交流侧的输出电压，简化了控制方式。而现有的大多数升压逆变器，在控制方法上，需要对直流母线电压反馈，不仅增加了控制难度，而且需要的元器件增多，体积和重量增大，故障率更高，整个系统稳定性差，在推广上受限制。
实施例3
本实施例的一种变换器，与实施例1实现的效果基本相同，如图20所示，包括功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6，电感Lin和电容C1；直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和功率开关管S6端子1相连，功率开关管S6端子2分别连接功率开关管S2和S4端子1，以及电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5端子2；直流侧的另一端，功率开关管S1和S2端子2，功率开关管S3端子1，以及交流侧的一端均接地；功率开关管S5端子1与功率开关管S4端子2相连于交流侧的另一端；其中，功率开关管S2、S3、S4和S5的两端反并联二极管；进一步地，所述电容C1的容值较小，为无极性电容，或有极性电容。
与实施例2实现的效果基本相同，本实施例对应的调制方法为：整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态，功率开关管S6与功率开关管S1工作状态相反；在工频的正半周期内，功率开关管S1与S4同步，功率开关管S3处于导通状态，功率开关管S2和S5处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管S3和S4均处于关断状态，功率开关管S5处于开通状态，功率开关管S2与S1的工作状态一致。
实施例4
本实施例的一种变换器，如图21所示，包括功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6，电感Lin和电容C1；直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和功率开关管S6的端子2相连，功率开关管S6的端子1分别连接功率开关管S2和S4端子1、电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5端子2；直流侧的另一端，功率开关管S1和S2端子2，功率开关管S3端子1，以及交流侧的一端均接地；功率开关管S5端子1与功率开关管S4端子2相连于交流侧的另一端；其中，功率开关管S3、S4、S5和S6的两端均反并联二极管。进一步地，所述电容C1的容值较小，为无极性电容，或有极性电容，与实施例1实现的效果基本相同。
与实施例2实现的效果基本相同，本实施例对应的调制方法为：在整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态，而功率开关管S6一直工作在关断状态；在工频的正半周期内，功率开关管S1与S4同步，功率开关管S3处于导通状态，功率开关管S2和S5处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管S3和S4均处于关断状态，功率开关管S5处于开通状态，功率开关管S2与S1的工作状态一致。
实施例5双向变换器及其调制方法
如图22所示，一种变换器，是一种双向变换器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6，电感Lin和电容C1；直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和功率开关管S6的端子2相连，功率开关管S6的端子1分别连接功率开关管S2和S4端子1以及电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5端子2；直流侧的另一端，功率开关管S1和S2端子2，功率开关管S3端子1，以及交流侧的一端均接地；功率开关管S5端子1与功率开关管S4端子2相连于交流侧的另一端；
其中，功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的两端都反并联二极管，在本实施例的工作过程中起到续流的作用，以实现直流侧和交流侧之间的能量流动和变换。本实施例可以实现升压逆变、降压逆变、整流升压、整流降压的作用。在逆变时，该变换器具有无功补偿的作用。
进一步地，所述电容C1的容值较小，为无极性电容，或有极性电容，电容C1在工作过程中，仅起到能量传递的作用，可以选择使用容值较小的无极性电容，从而减小了变换器的体积和重量。
如图22所示，升压/降压逆变时，直流侧为直流电源Uin，在实际应用场景中为光伏电池板的输出电压；交流侧，节点E和F并联在滤波器的输入端，滤波器的输出端与负载或电网(将转换的电能直接回馈到电网)并联，其中滤波器，对电压UEF进行滤波，去除谐波干扰，可以根据实际应用场景进行选择，可以为LC滤波器(如图22所示)、LCL滤波器等，滤波器的输出可以连接电网或负载，负载特性也可以根据实际应用场景进行选择，可以为阻性负载、感性负载，容性负载等，当负载不为阻性负载时，可以对功率因数小于1的输出进行无功补偿。
当节点E和F并联了LC滤波器时，如图22所示，节点E与滤波电感L0的一端连接，节点F与电容C0的一端相连，滤波电感L0的另一端与滤波电容C0的一端和电流源的一端连接，滤波电容C0的另一端与电流源的另一端均接地。输入侧(直流侧)与输出侧(交流侧)共地，避免共模干扰，不存在高频漏电流。
本实施例提供了一种双向变换器对应的调制方法，在正向逆变运行时，整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态，功率开关管S6一直处于关断状态；在工频的正半周期内，功率开关管S1与S4同步，功率开关管S3处于导通状态，功率开关管S2和S5处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管S3和S4均处于关断状态，功率开关管S5处于开通状态，功率开关管S2与S1的工作状态一致；在反向整流运行时，整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态，且功率开关管S3和S4与S1同步，而功率开关管S2、S5和S6与S1状态相反。采用本申请的调制方法(功率开关管S1和S4同步)后，直流侧的直流电源纹波波动不影响交流侧的交流输出电压，不需要对直流电源纹波波动采用额外的控制策略，简化了控制方法。
以上描述仅为本申请的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明和描述。该说明和描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。本领域技术人员应当理解，本申请中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离本申请构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本申请中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。
以上示意性地对本发明创造及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，在不背离本发明的精神或者基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。附图中所示的也只是本发明创造的实施方式之一，实际的结构并不局限于此，权利要求中的任何附图标记不应限制所涉及的权利要求。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本专利的保护范围。此外，“包括”一词不排除其他元件或步骤，在元件前的“一个”一词不排除包括“多个”该元件。产品权利要求中陈述的多个元件也可以由一个元件通过软件或者硬件来实现。第一，第二等词语用来表示名称，而并不表示任何特定的顺序。

Claims (10)

1.一种变换器，其特征在于：包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，电感Lin和电容C1，还包括开关器件；变换器直流侧的一端与电感Lin的一端连接，电感Lin的另一端与功率开关管S1的端子1和开关器件的导通端相连，开关器件的截止端分别连接功率开关管S2和S4端子1以及电容C1的一端，电容C1的另一端分别连接功率开关管S3和S5的端子2；直流侧的另一端，功率开关管S1和S2端子2，功率开关管S3端子1和交流侧的一端均接地；功率开关管S5端子1和功率开关管S4端子2相连于交流侧的另一端；功率开关管包括S1、S2、S3、S4、S5和S6为MOSFET器件、IGBT或三极管；当功率开关管使用IGBT或三极管时，功率开关管的端子1、3和2分别对应代表IGBT或三极管的集电极、基极和发射极；当功率开关管使用MOSFET时，功率开关管的端子1、3和2分别对应代表MOSFET的漏极、栅极和源极。
2.根据权利要求1所述的一种变换器，其特征在于：电容C1为有极性电容或无极性电容。
3.根据权利要求2所述的一种变换器，其特征在于：开关器件为二极管D或功率开关管S6，开关器件的导通端为二极管D的阳极或功率开关管S6端子1，开关器件截止端为二极管D的阴极或功率开关管S6端子2。
4.根据权利要求3所述的一种变换器，其特征在于：功率开关管S2、S3、S4和S5的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S2、S3、S4和S5的端子1都连接二极管的阴极。
5.根据权利要求3所述的一种变换器，其特征在于：功率开关管S3和S5的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S3和S5的端子1都连接二极管的阴极。
6.根据权利要求2所述的一种变换器，其特征在于：开关器件导通端为功率开关管S6的端子2，开关器件截止端为功率开关管S6的端子1；功率开关管S3、S4、S5和S6的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S3、S4、S5和S6的端子1都连接二极管的阴极。
7.根据权利要求6所述的一种变换器，其特征在于：功率开关管S1和S2的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S1和S2的端子1都连接二极管的阴极。
8.一种变换器的调制方法，其特征在于：根据权利要求1-7任意所述的一种变换器，在整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态；在工频的正半周期内，功率开关管S1与S4同步，功率开关管S3处于导通状态，功率开关管S2和S5处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管S3和S4均处于关断状态，功率开关管S5处于开通状态，功率开关管S2与S1的工作状态一致，功率开关管S6与功率开关管S1工作状态相反。
9.根据权利要求8所述的一种变换器的调制方法，其特征在于：当开关器件导通端为功率开关管S6的端子2，开关器件截止端为功率开关管S6的端子1，功率开关管S3、S4、S5和S6的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S3、S4、S5和S6的端子1都连接二极管的阴极时，功率开关管S6一直工作在关断状态。
10.根据权利要求8所述的一种变换器的调制方法，其特征在于：当开关器件导通端为功率开关管S6的端子2，开关器件截止端为功率开关管S6的端子1，功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的端子2都连接二极管的阳极，功率开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的端子1都连接二极管的阴极时，在正向逆变运行时，整个工频周期内，功率开关管S6一直处于关断状态；在反向整流运行时，整个工频周期内，功率开关管S1一直工作在SPWM状态，且功率开关管S3和S4与S1同步，而功率开关管S2、S5和S6与S1状态相反。
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