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CN112673562A - 谐振转换器中的动态瞬变控制 - Google Patents

谐振转换器中的动态瞬变控制 Download PDF

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CN112673562A CN201980059510.7A CN201980059510A CN112673562A CN 112673562 A CN112673562 A CN 112673562A CN 201980059510 A CN201980059510 A CN 201980059510A CN 112673562 A CN112673562 A CN 112673562A
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Abstract

一种转换器，包括：开关级，包括第一和第二初级晶体管；谐振级，连接到开关级；变压器，包括连接到谐振级的初级绕组；整流级，连接到变压器的次级绕组，并且包括第一和第二同步整流器；以及控制器。控制器被配置和/或编程为在以下模式下操作：稳态模式，其中通过改变第一和第二初级晶体管的开关频率以及第一和第二同步整流器的开关频率，来调节转换器的输出电压；以及同步整流控制模式，其中当检测到输出电压过冲时，通过以固定的开关频率开关第一和第二初级晶体管以及第一和第二同步整流器，并且通过改变第一和第二同步整流器的占空比，来调节该输出电压。

Description

谐振转换器中的动态瞬变控制
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器。更具体地，本发明涉及谐振转换器中的动态瞬变控制。
背景技术
图1至图3示出了LLC转换器。图1至图3中示出的电路可以结合已知的转换器以及结合根据本发明的优选实施例的转换器使用。诸如图1至图3中示出的LLC转换器之类的已知的LLC转换器的动态性能可能因为电力传送(power train)的限制而不令人满意。例如，全桥LLC转换器可能在其具有200kHz的最大开关频率的开关频率范围上受到限制，以在所有条件下保持完全的零电压开关(ZVS)操作。然而，转换器的瞬变响应能力在重负载到轻负载的瞬变期间减弱，这时可以注意到明显的输出电压过冲。即，当转换器从重负载转到轻负载时，输出电压可能超过预期的额定输出电压。
图1至图3中示出的LLC转换器可以被连接到功率因数校正(PFC)级，该功率因数校正(PFC)级在端子PFC V+、PFC V-上将输入电压提供到LLC转换器。由于在重负载下PFC级以较高的DC值调节端子PFC V+、PFC V-上的电压，以部分地解决叠加在平均输入电压上的AC纹波的问题，因此当从重负载转变到轻负载时的总的最大瞬变电压可能超过例如410V。如果在由PFC级提供的输入电压处于其峰值处的时刻减小转换器上的负载，则具有有限的调节能力的转换器可能不能够完全抑制电压瞬变。
如果转换器使用已知的比例积分(PI)控制器，则转换器的瞬变响应可能很差，导致在重负载到轻负载的瞬变响应期间，输出电压过冲高达1V。因为这种响应可能很差，所以已知的转换器可能需要下降均流(droop sharing)而不是有功均流(active sharing)，以满足对于100％至60％的负载瞬变和对于60％至10％的负载瞬变的要求。
该问题特定于频率受控的拓扑结构，该频率受控的拓扑结构由于转换器可以安全操作的最大开关频率上的限制而存在满足瞬变响应要求的困难。
发明内容
为了克服上述问题，本发明的优选实施例提供了具有动态瞬变控制的LLC转换器，其中，在检测到输出电压过冲以后，对同步整流器的占空比进行控制。
根据本发明的优选实施例，转换器包括：开关级，包括第一初级晶体管和第二初级晶体管；谐振级，连接到所述开关级；变压器，包括连接到所述谐振级的初级绕组；整流级，连接到所述变压器的次级绕组，并且包括第一同步整流器和第二同步整流器；以及控制器。所述控制器被配置和/或编程为在以下模式下操作：稳态模式，在所述稳态模式下，通过改变所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管的开关频率以及所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的开关频率，来调节所述转换器的输出电压；以及同步整流控制模式，在所述同步整流控制模式下，当检测到输出电压过冲时，通过以固定的开关频率开关所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管以及所述第一同步整流器和所述第二同步整流器，并且通过改变所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的占空比，来调节所述输出电压。
所述固定的开关频率优选是保证所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管的零电压开关操作的、所述转换器的最大开关频率。优选地，如果满足以下任意一项，则所述控制器从所述同步整流控制模式切换到所述稳态模式：所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的占空比在最大占空比处；或者，所述输出电压下降到低于所述转换器的额定输出电压。
所述开关级优选地包括第三初级晶体管和第四初级晶体管。所述开关级的所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管优选地以半桥进行布置。所述开关级的所述第一初级晶体管、所述第二初级晶体管、所述第三初级晶体管和所述第四初级晶体管优选地以全桥进行布置。
所述谐振级优选地包括串联连接的谐振电容器和谐振电感器。所述谐振级优选地包括与所述初级绕组并联连接的励磁电感器。
优选地，所述次级绕组包括第一次级绕组和第二次级绕组；所述第一同步整流器被连接到所述第一次级绕组；并且所述第二同步整流器被连接到所述第二次级绕组。
所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管以及所述第一同步整流器和所述第二同步整流器中的每一个优选是金属氧化物半导体场效应晶体管。所述第一同步整流器和所述第二同步整流器中的每一个优选地包括：晶体管和与所述晶体管的沟道并联连接的体二极管。
根据以下参考附图对本发明的优选实施例的详细描述，本发明的上述和其它特征、元件、特性、步骤和优点将变得更显而易见。
附图说明
图1示出了具有单个谐振电容器的半桥LLC转换器的电路图。
图2示出了具有分离的谐振电容器的半桥LLC转换器的电路图。
图3示出了全桥LLC转换器的电路图。
图4示出了常规可变频率控制环路。
图5示出了瞬变控制环路。
图6示出了瞬变控制流程图。
图7至图9示出了从稳态模式转变到SR控制模式和从SR控制模式转变到稳态模式期间的转换器波形。
具体实施方式
图1示出了具有单个谐振电容器C的半桥LLC转换器。该转换器包括初级侧和次级侧。初级侧是转换器位于端子PFC V+、PFC V-和变压器T之间的一侧。次级侧是转换器位于变压器T和输出端子Vout+、-之间的一侧。PFC级(未示出)在端子PFC V+、PFC V-处将DC输入提供到转换器。
初级电路包括：初级开关Q1、Q2；谐振电感器Lr；谐振电容器C；以及电感器Lm。初级开关Q1、Q2定义开关级并且被连接到端子PFC V+、PFC V-。谐振电感器Lr、谐振电容器C和电感器Lm定义谐振级。谐振电感器Lr和谐振电容器C彼此串联连接，并且连接在变压器T的初级绕组与初级开关Q1、Q2之间的节点之间。电感器Lm并联连接在变压器T的初级绕组上。次级电路包括：同步整流器SR1、SR2；输出电容器Co；以及输出端子Vout+、-。变压器T包括两个次级绕组。同步整流器SR1、SR2定义整流级并且被连接到变压器T的次级绕组。输出电容器Co被并联连接到两个次级绕组之间的节点和输出端子+。上述组件是LLC转换器(包括图2和图3中示出的那些LLC转换器)的典型组件。
图2示出了具有分离的谐振电容器C1、C2的半桥LLC转换器。除了谐振电容器C被分离成谐振电容器C1、C2以外，图2中示出的转换器类似于图1中示出的转换器。这两个谐振电容器彼此串联连接，并且与端子PFC V+、PFC V-并联连接。电容器C1、C2之间的节点被连接到变压器T的初级绕组。
图3示出了全桥LLC转换器。图3中示出的转换器类似于图1和图2中示出的转换器，但是包括全桥而不是半桥。初级电路包括：初级开关Q1、Q2、Q3、Q4；谐振电感器Lr1、Lr2；谐振电容器C1、C2；以及电感器Lm。初级开关Q1、Q2、Q3、Q4定义开关级并且以全桥进行连接，并且被连接到端子PFC V+、PFC V-。谐振电感器Lr1和谐振电容器C1彼此串联连接，并且连接在变压器T的初级绕组与初级开关Q2、Q4之间的节点之间。谐振电感器Lr2和谐振电容器C2彼此串联连接，并且连接在变压器T的初级绕组与初级开关Q1、Q3之间的节点之间。电感器Lm并联连接在变压器T的初级绕组上。
图1至图3中的初级开关Q1、Q2、Q3、Q4和同步整流器SR1、SR2可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是也可以使用其它合适的晶体管。初级开关Q1、Q2、Q3、Q4和同步整流器SR1、SR2可以通过控制器接通和关断。控制器100可以基于输出电压Vout接通和关断初级开关Q1、Q2、Q3、Q4和同步整流器SR1、SR2。控制器100可以使用一个或多个数字微控制器实现，所述一个或多个数字微控制器可以被编程和/或配置为实现下面讨论的瞬变控制方法。控制器100可以是任意类型(不管架构如何)的数字处理器，包括但不限于数字信号处理器(DSP)、可编程智能计算机(PIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、AVR微控制器等。瞬变控制方法可以根据转换器的开关频率利用定制采样频率以任一任意速度执行。控制器的增益和参考可以以任意方式调整，以适合于设计并提供稳定的控制环路。控制器100可以被连接在初级侧或次级侧中的任一个上。初级侧和次级侧之间的隔离可以通过使用隔离器在隔离边界上传输信号来保持，隔离器例如包括数字隔离器或诸如光耦合器之类的光隔离器。
在转换器的稳态操作期间，控制器100通过改变开关级和整流级中的晶体管的开关频率，调节输出电压Vout。转换器在谐振级的电感区域中操作，以使谐振级的阻抗随频率升高而增大。即，更高的负载导致更低的开关频率，并且更低的功率导致更高的频率。
在重负载到轻负载转变期间，可能发生输出电压过冲。在控制器100中实现的瞬变控制方法可以控制同步整流器，以获得整流级中的同步整流器的体二极管上的希望的电压降。经过同步整流器的体二极管(而不是同步整流器的沟道)的电流传导产生大约0.8V的电压降，其可以被用于补偿转换器的受限的最大开关频率。
开关频率与输出电压成反比。更高的开关频率提供更低的输出电压，并且更低的开关频率提供更高的输出电压。在重负载转变到轻负载以后，输出电压Vout瞬间地增大，这是因为传感器和控制器100可以包括处理延迟，并且因为控制环路需要时间来将开关频率增大到足以抑制输出电压Vout中的瞬变和将开关频率调谐成与由负载设置的新的电流水平相匹配。
更高的开关频率减小了谐振器的增益，因此减小了输出电压Vout。如果转换器的最大开关频率被限制为例如200kHz，并且如果控制器正在稳态模式下操作并且负载突然改变，那么输出电压Vout可以快速地升高，并且控制器100达到最大频率限制。例如，如果200kHz的最大开关频率不够高，那么输出电压Vout可以过冲到13V。然而，例如，如果最大开关频率是例如300kHz，那么输出电压Vout将仅过冲到12.5V。
同步整流器SR1、SR2在完全导通时理想地不具有电压降，但是实际上具有几毫伏的电压降，这是因为同步整流器SR1、SR2在完全导通时具有非常低的漏源导通电阻RDSON。所有的功率MOSFET都包括与内置沟道并联(即，从MOSFET的源极到MOSFET的漏极)的体二极管。这个体二极管与任何其它二极管相似，是非理想的导体，并且产生大约0.6V至0.7V的电压降。体二极管可以被用于防止输出电压Vout达到13V。具体地，体二极管可以被用于对无法增加开关频率进行补偿。
电压降通过改变同步整流器SR1、SR2的导通时间(即，占空比)进行调节。例如，如果同步整流器SR1或SR2是完全导通的，那么经过体二极管传输零电流，即，理想地不存在电压降。如果同步整流器SR1或SR2是完全关断的，那么全部电流将经过二极管，具有0.7V的最大电压降。如果同步整流器仅在50％的谐振周期中导通，即，具有占空比d＝0.5，并且同步整流器SR1或SR2在另外50％中关断，那么平均电压降是0.7V的一半或0.35V。以类似的方式，可以通过调节同步整流器SR1和SR2的占空比来产生任意其它电压降。最后，控制器100将用减轻输出电压过冲的占空比来驱动同步整流器SR1和SR2。
上述瞬变控制方法可以被用在所有类型的LLC谐振转换器中，其中包括图1至图3中示出的LLC谐振转换器。
图4和图5示出了利用两种操作模式的转换器的闭环控制的框图。在图4中，在稳态模式期间，控制器410通过调整初级开关420(例如，图1至图3中的初级开关Q1、Q2、Q3、Q4)的开关频率、以及同步整流器430(例如，图1至图3中的同步整流器SR1、SR2)的开关频率来控制转换器，这改变了转换器的增益。控制器410以相同的频率驱动初级开关420和同步整流器430。即，图4中的开关频率f_var_prim和开关频率f_var_SR是相同的。在负载瞬变期间，如图5所示，控制器410可以暂时地切换到同步整流控制(SR控制)模式并且采用同步整流器430的占空比控制，同时对于所有的开关(初级开关420和同步整流器430两者)保持固定的频率操作。即，初级开关420和同步整流器430以相同的开关频率开关，同时，同步整流器430的占空比通过信号d_var_SR控制。
控制器的初始化包括：在控制器首次被激活时，例如，当转换器被加电时，将控制参数设置为预先确定的值。在图7中示出的t＝T0以前，转换器正在稳态模式下运行，然后在时间t＝T0处，负载已经从大负载转变到轻负载，从而在波形720的输出电压Vout中产生了大的过冲。控制器通过将开关频率增大到达到饱和点位置来做出响应。控制器将开关频率固定在最大开关频率，并且控制器重新初始化控制参数，以准备将控制器用于SR控制模式。诸如增益常数之类的控制参数、任何以前存储的控制器输出和以前的误差信号被清除或被给定某个新的初始值。例如，在PI控制器中，比例增益Kp和积分增益Ki可以被设置为新的值。在稳态模式期间使用的所有以前存储的控制参数可以最初被设置为零，并且PI控制器的积分部分可以被重新初始化，以使控制器输出被设置为以50％的占空比(即，占空比d＝0.5)开始。在图7中的SR栅极脉冲波形730中示出了SR控制模式下的改变。50％的占空比是折衷示例，并且可以使用其它初始占空比。如果占空比最初被设置在100％(即，占空比d＝1)，其中同步整流器SR1、SR2完全导通，那么在SR控制模式的开始时不存在电压降，并且到控制器降低占空比时为止，输出电压Vout可以增大到甚至更高的值。如果占空比最初被设置在0％(即，占空比d＝0)，其中同步整流器完全关断，那么输出电压Vout可以立即下降大约0.7V(因为所有的电流都经过体二极管)，这可能下降得太多，因为输出电压Vout可能低于额定电压，例如低于12V。因此，占空比的初始值可以被选择为50％，这会将输出电压Vout减小大约0.35V，并且会防止输出电压Vout增大。然后控制器可以精细调谐和调整占空比，以使输出电压Vout接近额定电压。
当波形720的输出电压Vout由于大负载转变而明显超过额定电压时并且当无法通过常规频率控制来减轻输出电压过冲时，转换器可以处于SR控制模式下。这些事件可以彼此独立，可以取决于负载状况，并且在本质上可以是随机的。如图7所示，当SR控制模式在时间t＝T1处结束时，控制器设置进行反操作，并且所有的控制参数再次针对稳态模式重新初始化。
要理解的是，上面讨论的特定的值是示例，也可以使用其它值。这些特定的值通常针对不同的应用和转换器拓扑专门设计，并且对于不同的应用和转换器拓扑将是不同的。
图6示出了瞬变控制方法的流程图。当在步骤S1中检测到负载瞬变时，在步骤S2中，控制器监视控制器的饱和状态，以确定控制器是否能够通过改变初级开关和同步整流器的开关频率来将输出电压调节到额定值。例如，转换器可能具有200kHz的饱和上限。如果达到上限，即，稳态模式下的过冲的抑制处于最大值，则在步骤S3中，控制器切换到SR控制模式。控制器将所有开关的开关频率固定在饱和上限(例如，200kHz)，并且控制器针对同步整流器的占空比控制重新初始化。
在步骤S4中，控制器保持在SR控制模式中，直到在步骤S5处满足两个条件中的一个为止。第一个条件是控制器饱和到最大值，这意味着同步整流器的占空比在最大占空比处。第二个条件是输出电压降低至低于额定值，通过监视误差信号Verr(即，图4和图5中的作为额定值的参考电压Vref与输出电压Vout之间的差)何时接近零来判断这一点。当所述两个条件中的一个满足时，在步骤S6中，控制器可以重新初始化参数，并且转变回利用开关的频率控制的稳态模式。
图7至图9示出了以下示例：从82％负载转变到8％负载，伴有输出电压过冲，并且应用了SR控制模式以减轻输出电压过冲。顶部波形710、810、910示出了从稳态模式转变到SR控制模式、以及从SR控制模式转变到稳态模式。
图7中的顶部波形710示出了从频率控制模式转变到SR控制模式、以及从SR控制模式转变到频率控制模式。中部波形720是输出电压Vout。底部波形730是SR栅极脉冲。波形720的输出电压在输出电压过冲的150μs之内被减小到额定值。针对给定的负载瞬变条件，控制器保持在SR控制模式下大约40ms，即，直到PFC级已经放电至输出电压Vout在SR控制模式下无法被正确调节时的值为止，这将导致控制器的饱和。控制器的饱和会重新初始化控制环路，并且导致控制器切换回稳态模式。
图8是波形810中的从频率控制模式到SR控制模式的转变、波形820中的输出电压Vout、以及波形830中的SR栅极脉冲的放大图。图9是波形910中的从SR控制模式到频率控制模式的转变、波形920中的输出电压Vout、以及波形930中的SR栅极脉冲的放大图。
应当理解，上述描述仅仅用于说明本发明。在不脱离本发明的情况下，本领域技术人员可以设计出各种替代和修改。因此，本发明旨在包含落在所附权利要求范围内的所有这些替代、修改和变化。

Claims (11)

1.一种转换器，包括：
开关级，包括第一初级晶体管和第二初级晶体管；
谐振级，连接到所述开关级；
变压器，包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组连接到所述谐振级；
整流级，连接到所述变压器的所述次级绕组，并且包括第一同步整流器和第二同步整流器；以及
控制器，被配置和/或编程为在以下模式下操作：
稳态模式，在所述稳态模式下，通过改变所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管的开关频率以及所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的开关频率，来调节所述转换器的输出电压；以及
同步整流控制模式，在所述同步整流控制模式下，当检测到输出电压过冲时，通过以固定的开关频率开关所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管以及所述第一同步整流器和所述第二同步整流器，并且通过改变所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的占空比，来调节所述转换器的输出电压。
2.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述固定的开关频率是保证所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管的零电压开关操作的、所述转换器的最大开关频率。
3.根据权利要求1所述的转换器，其中，如果满足以下任意一项，则所述控制器从所述同步整流控制模式切换到所述稳态模式：
所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的占空比在最大占空比处；或者
所述输出电压下降到低于所述转换器的额定输出电压。
4.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述开关级包括第三初级晶体管和第四初级晶体管。
5.根据权利要求4所述的转换器，其中，所述开关级的所述第一初级晶体管、所述第二初级晶体管、所述第三初级晶体管和所述第四初级晶体管以全桥进行布置。
6.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述开关级的所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管以半桥进行布置。
7.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述谐振级包括串联连接的谐振电容器和谐振电感器。
8.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述谐振级包括与所述初级绕组并联连接的励磁电感器。
9.根据权利要求1所述的转换器，其中：
所述次级绕组包括第一次级绕组和第二次级绕组；
所述第一同步整流器被连接到所述第一次级绕组；以及
所述第二同步整流器被连接到所述第二次级绕组。
10.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述第一初级晶体管和所述第二初级晶体管以及所述第一同步整流器和所述第二同步整流器中的每一个是金属氧化物半导体场效应晶体管。
11.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述第一同步整流器和所述第二同步整流器中的每一个包括：晶体管和与所述晶体管的沟道并联连接的体二极管。
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