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CN112511471B - 基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质 - Google Patents

基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质 Download PDF

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CN112511471B
CN112511471B CN202110135229.6A CN202110135229A CN112511471B CN 112511471 B CN112511471 B CN 112511471B CN 202110135229 A CN202110135229 A CN 202110135229A CN 112511471 B CN112511471 B CN 112511471B
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channel estimation
subcarriers
subcarrier
antenna
symbol timing
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曹阔
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范艺馨
侯茂斌
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  • Signal Processing (AREA)
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Abstract

本发明公开了一种基于空频分组码的信道估计方法，包括：利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；利用目标符号定时偏差对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值。可见，本方案基于空频分组码进行信道估计时，需要计算目标符号定时偏差，并通过该目标符号定时偏差对初始信道估计值进行相位校正，通过该方式，可以避免因符号定时引入的符号定时偏差导致译码失败的问题，保证译码的可靠性；本发明还公开了一种基于空频分组码的信道估计装置、设备及介质，同样能实现上述技术效果。

Description

基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质
技术领域
本发明涉及移动通信系统技术领域，更具体地说，涉及一种基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质。
背景技术
MIMO（multiple-input multiple-output, 多进多出）-OFDM（orthogonalfrequency division multiplexing，正交频分复用技术）系统是在正交频分复用系统OFDM的接收端和发射端同时布置多个天线构成的多输入多输出系统MIMO，由于结合了MIMO系统分集增益高、系统容量大以及OFDM系统抗频率选择性衰落、频谱利用率高的诸多特点，在新一代移动通信对高容量、低成本的要求驱动下，正受到越来越多的关注。
在MIMO技术中，从提高空间分集的角度来看，空时分组码（space-time blockcoding, STBC）由于其正交性设计，使得最大似然译码只需要线性复杂度，因而目前研究最为广泛。将空时分组码与OFDM结合，便构成空频分组码（space-frequency block coding，SFBC）。此时，空时分组码对于信道时域特性的要求也转而变为对信道频域特性的要求。如：Alamouti空时码的相应空频码便要求同一码块所处的频域信道是慢变的。
参见图1，为现有方案中基于SFBC的MIMO-OFDM经典系统框架示意图，通过图1可以看出，图1展示了MIMO-OFDM系统收、发数据的流程，包括：发射端的信息比特通过复数星座调制得到信息符号，经过SFBC编码，然后分流并进行OFDM调制，再送往各根发射天线。接收端先对各根天线收到的信号进行OFDM解调，然后利用解调后的频域数据进行信道估计，并将由此得到的频域信道信息连同频域接收数据一起送往SFBC译码器进行译码，在经过解调恢复得到信息比特。在OFDM系统中时频同步和信道估计都属于关键技术。注意到OFDM系统（特别是CP（cyclic-prefix, 循环前缀）-OFDM）由于CP发挥的保护间隔作用，其对于符号定时同步的精度是比较低的。原则上来讲，符号定时同步的误差只需要小于1/2CP长度就行，此时，只需要合理利用CP保护间隔即可以消除符号定时带来的影响。
但是，若将Alamouti空时码方案与OFDM系统相结合，构成MIMO-OFDM系统，则符号定时引入的定时偏差将使接收数据的频域等效信道产生一个附加的线性相移，从而使Alamouti码对于同一编码块内信道慢变的要求无法满足，进而导致译码失败。
因此，如何避免因符号定时引入的定时偏差导致译码失败，是本领域技术人员需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质，以避免因符号定时引入的定时偏差导致译码失败。
为实现上述目的，本发明提供一种基于空频分组码的信道估计方法，包括：
利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；
通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；
利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值。
其中，所述利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值，包括：
确定每组子载波，每组子载波均包括子载波序号依次增大的第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波；
将每组子载波中的第一子载波和第二子载波，作为相邻的两个子载波；
根据第一接收天线及第二接收天线在所述第一子载波和第二子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第一子载波和第二子载波发送的发送信号，确定第一信道估计函数；
根据所述第一信道估计函数确定初始信道估计值。
其中，所述初始信道估计值包括：
所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
其中，所述通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差，包括：
根据第一接收天线及第二接收天线在所述第三子载波和第四子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第三子载波和第四子载波发送的发送信号，确定第二信道估计函数；
根据每组子载波的所述第一信道估计函数及所述第二信道估计函数，计算与每组子载波对应的初始符号定时偏差；
利用每组子载波对应的初始符号定时偏差确定所述目标符号定时偏差。
其中，所述利用每组子载波对应的初始符号定时偏差确定所述符号定时偏差，包括：计算每组子载波的初始符号定时偏差的平均值，将所述平均值作为所述目标符号定时偏差。
其中，所述利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值，包括：
利用所述目标符号定时偏差
Figure 500149DEST_PATH_IMAGE001
及估计值确定规则，对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；
其中，所述估计值确定规则为：
Figure 525612DEST_PATH_IMAGE002
Figure 852819DEST_PATH_IMAGE003
其中，
Figure 636578DEST_PATH_IMAGE004
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure 60737DEST_PATH_IMAGE005
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二目标信道估计值，e为自然常数，N为子载波的总数，k为子载波的序号，
Figure 850576DEST_PATH_IMAGE006
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，
Figure 727397DEST_PATH_IMAGE007
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，
Figure 303128DEST_PATH_IMAGE008
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三目标信道估计值，
Figure 378531DEST_PATH_IMAGE009
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure 152321DEST_PATH_IMAGE010
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，
Figure 313175DEST_PATH_IMAGE011
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
为实现上述目的，本发明进一步提供一种基于空频分组码的信道估计装置，包括：
第一估计值确定模块，用于利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；
符号定时偏差确定模块，用于通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；
第二估计值确定模块，用于利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值。
其中，所述第一估计值确定模块包括：
第一确定单元，用于确定每组子载波，每组子载波均包括子载波序号依次增大的第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波；
相邻子载波确定单元，用于将每组子载波中的第一子载波和第二子载波，作为相邻的两个子载波；
第二确定单元，用于根据第一接收天线及第二接收天线在所述第一子载波和第二子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第一子载波和第二子载波发送的发送信号，确定第一信道估计函数；
第三确定单元，用于根据所述第一信道估计函数确定初始信道估计值。
为实现上述目的，本发明进一步提供一种电子设备，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上述基于空频分组码的信道估计方法的步骤。
为实现上述目的，本发明进一步提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上述基于空频分组码的信道估计方法的步骤。
通过以上方案可知，本发明实施例提供的一种基于空频分组码的信道估计方法，包括：利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值。
可见，本方案基于空频分组码进行信道估计时，需要计算目标符号定时偏差，并通过该目标符号定时偏差对初始信道估计值进行相位校正，通过该方式，可以避免因符号定时引入的符号定时偏差导致译码失败的问题，保证译码的可靠性；本发明还公开了一种基于空频分组码的信道估计装置、设备及介质，同样能实现上述技术效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有方案中基于SFBC的MIMO-OFDM经典系统框架示意图；
图2为本发明实施例公开的一种基于空频分组码的信道估计方法流程示意图；
图3a为本发明实施例公开的STO为0时的信道估计值示意图；
图3b为本发明实施例公开的STO为0时的另一信道估计值示意图；
图3c为本发明实施例公开的STO为0时的另一信道估计值示意图；
图3d为本发明实施例公开的STO为0时的另一信道估计值示意图；
图4a为本发明实施例公开的STO为32时的信道估计值示意图；
图4b为本发明实施例公开的STO为32时的另一信道估计值示意图；
图4c为本发明实施例公开的STO为32时的另一信道估计值示意图；
图4d为本发明实施例公开的STO为32时的另一信道估计值示意图；
图5a为本发明实施例公开的STO为0时的信号估计值示意图；
图5b为本发明实施例公开的STO为32时的信号估计值示意图；
图6a为本发明实施例公开的STO补偿后的信道估计值示意图；
图6b为本发明实施例公开的STO补偿后的另一信道估计值示意图；
图6c为本发明实施例公开的STO补偿后的另一信道估计值示意图；
图6d为本发明实施例公开的STO补偿后的另一信道估计值示意图；
图7为本发明实施例公开的基于相位校正的信道估计实现框图；
图8为本发明实施例公开的一种基于空频分组码的信道估计装置结构示意图；
图9为本发明实施例公开的一种电子设备结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质，以避免因符号定时引入的定时偏差导致译码失败。
参见图2，本发明实施例提供的一种基于空频分组码的信道估计方法流程示意图，该方法包括：
S101、利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；
其中，本方案利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值的过程，具体包括：
确定每组子载波，其中，每组子载波均包括子载波序号依次增大的第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波；将每组子载波中的第一子载波和第二子载波，作为相邻的两个子载波；根据第一接收天线及第二接收天线在所述第一子载波和第二子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第一子载波和第二子载波发送的发送信号，确定第一信道估计函数；根据所述第一信道估计函数确定初始信道估计值。
需要说明的是，本方案在进行信道估计时，首先需要对所有的子载波进行分组，如：若子载波的总数量为64个，且设置每组子载波的数量为4，那么可将64个子载波划分为16组子载波，在本方案中，根据每组子载波的子载波序号来对这4个子载波命名，也即每组子载波中均包括：第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波。并且，本方案在确定初始信道估计值时，具体是通过第一子载波和第二子载波这两个相邻的子载波来确定初始信道估计值。
具体来说，本实施例为了方便分析，以单入单出（single-input single-output,SISO）OFDM为例来进行说明，假设符号定时偏差（symbol time offset, STO）为d，则接收信号的频域表达式为：
Figure 581345DEST_PATH_IMAGE012
（1）
其中，
Figure 12720DEST_PATH_IMAGE013
为第
Figure 458876DEST_PATH_IMAGE014
个子载波上的接收信号，
Figure 605561DEST_PATH_IMAGE015
表示第
Figure 756051DEST_PATH_IMAGE014
个子载波处信道频域响应，
Figure 196260DEST_PATH_IMAGE016
为第
Figure 439416DEST_PATH_IMAGE014
个子载波上的发送信号，
Figure 43703DEST_PATH_IMAGE017
表示子载波数目。
在此基础上，考虑2×2的MIMO-OFDM系统中采用SFBC的情形。将Alamouti空时码应用到频域，得到SFBC编码方案。同一个SFBC编码块将占据两根发送天线的频域OFDM符号块内的某相邻两个频点，发射天线1在这两个频点上依次承载信息符号
Figure 637365DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure 807446DEST_PATH_IMAGE019
；发射天线2在这两个频点上依次承载信息符号
Figure 944205DEST_PATH_IMAGE020
和
Figure 426002DEST_PATH_IMAGE021
。
接收天线1的系统频域模型由式（2）表示：
Figure 823354DEST_PATH_IMAGE022
（2）
其中，
Figure 723308DEST_PATH_IMAGE023
表示接收天线1在第1个子载波上接收到的分组中的第一个信号，
Figure 668786DEST_PATH_IMAGE024
则表示接收天线1在第2个子载波上接收到的分组中的第二个信号。
Figure 483552DEST_PATH_IMAGE025
为发射天线1在第一时刻发送的第一个信号，
Figure 45114DEST_PATH_IMAGE026
为发射天线2在第一时刻发送的第一个信号，
Figure 48842DEST_PATH_IMAGE027
为发射天线1在第二时刻发送的第二个信号，
Figure 67352DEST_PATH_IMAGE028
为发射天线2在第二时刻发送的第二个信号，
Figure 274473DEST_PATH_IMAGE029
为第1个子载波中发射天线1与接收天线1之间的初始信道估计值，
Figure 418489DEST_PATH_IMAGE030
为第1个子载波中发射天线2与接收天线1之间的初始信道估计值，
Figure 11145DEST_PATH_IMAGE031
为第2个子载波中发射天线1与接收天线1之间的初始信道估计值，
Figure 702020DEST_PATH_IMAGE032
为第2个子载波中发射天线2与接收天线1之间的初始信道估计值。
Figure 894973DEST_PATH_IMAGE033
为接收天线1在第一个子载波中接收数据的噪声，
Figure 250868DEST_PATH_IMAGE034
为接收天线1在第二个子载波中接收数据的噪声。
相对应的，接收天线2的系统频域模型由（3）表示：
Figure 838975DEST_PATH_IMAGE035
（3）
其中，
Figure 812004DEST_PATH_IMAGE036
表示接收天线2在第1个子载波上接收到的分组中的第一个信号，
Figure 118352DEST_PATH_IMAGE024
表示接收天线2在第2个子载波上接收到的分组中的第二个信号。
Figure 215621DEST_PATH_IMAGE037
为接收天线2在第一个子载波中接收数据的噪声，
Figure 422349DEST_PATH_IMAGE038
为接收天线1在第二个子载波中接收数据的噪声。
在本实施例中，假设相邻两个子载波的信道频域响应相等（近似相等），则公式（2）可以转化为公式（4），公式（3）可以转化为公式（5）：
Figure 64814DEST_PATH_IMAGE039
（4）
Figure 359922DEST_PATH_IMAGE040
（5）
根据上述公式（4）和公式（5）可确定的初始信道估计值为：
Figure 995303DEST_PATH_IMAGE041
（6）
Figure 292423DEST_PATH_IMAGE042
（7）
通过公式（6）和公式（7）便可确定初始信道估计值
Figure 869904DEST_PATH_IMAGE006
、
Figure 885264DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 589915DEST_PATH_IMAGE010
、
Figure 508586DEST_PATH_IMAGE011
，其中，
Figure 758433DEST_PATH_IMAGE006
为第一发送天线与第一接收天线间的第一初始信道估计值，
Figure 759625DEST_PATH_IMAGE007
为第二发送天线与第一接收天线间的第二初始信道估计值，
Figure 2387DEST_PATH_IMAGE010
为第一发送天线与第二接收天线间的第三初始信道估计值，
Figure 274100DEST_PATH_IMAGE011
为第二发送天线与第二接收天线间的第四初始信道估计值。
由于上述
Figure 184594DEST_PATH_IMAGE006
、
Figure 174547DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 955421DEST_PATH_IMAGE010
、
Figure 517858DEST_PATH_IMAGE011
中具有定时偏差所带来的影响，因此，不能利用这上述公式（6）和公式（7）实现对信道的估计，STO会造成信道估计的不确定性。参见图3a、图3b、图3c、图3d和图4a、图4b、图4c、图4d，为本发明实施例公开的STO对MIMO-OFDM系统中采用SFBC时信道估计的影响示意图，其中，图3a、图3b、图3c、图3d，为本发明实施例公开的符号定时偏差为0时的不同信道估计值示意图，图4a、图4b、图4c、图4d，为本发明实施例公开的符号定时偏差为32时的不同信道估计值示意图，相对应地，STO对信道估计的影响会反映到后续SFBC分集，利用式（6）和（7）获得的信道估计值，SFBC分集处理采用LS估计可以得到信号估计值为：
Figure 234141DEST_PATH_IMAGE043
（8）
参见图5a和图5b，为本实施例公开的STO对MIMO-OFDM系统中采用SFBC分集接收获得的信号估计值的影响，其中，图5a为符号定时偏差为0时的2×2MIMO信号估计值，图5b为符号定时偏差为32时的2×2MIMO信号估计值；可见，符号定时偏差会对信道估计值及信号估计值产生影响，因此，在本方案中，当MIMO-OFDM系统采用空频编码时，需要克服符号定时偏差的影响，实现信道的准确估计，才能实现最终信号的正确分集接收。
S102、通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；
其中，本方案通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差的过程，具体包括：根据第一接收天线及第二接收天线在所述第三子载波和第四子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第三子载波和第四子载波发送的发送信号，确定第二信道估计函数；根据每组子载波的所述第一信道估计函数及所述第二信道估计函数，计算与每组子载波对应的初始符号定时偏差；利用每组子载波对应的初始符号定时偏差确定所述目标符号定时偏差。
在本实施例中，为了克服符号定时偏差对信道估计值产生的影响，合理假设相邻四个子载波的信道频域响应相等（近似相等），通过上述公式（4）和公式（5）可确定与第一子载波和第二子载波对应的计算信道估计函数的第一信道估计函数，此次，确定与第三子载波和第四子载波对应的计算信道估计函数的第二信道估计函数为：
Figure 836024DEST_PATH_IMAGE044
（9）
Figure 610470DEST_PATH_IMAGE045
（10）
其中，
Figure 981408DEST_PATH_IMAGE046
表示接收天线1在第3个子载波上接收到的分组中的第三个信号，
Figure 367128DEST_PATH_IMAGE047
则表示接收天线1在第4个子载波上接收到的分组中的第四个信号，
Figure 941460DEST_PATH_IMAGE048
为发射天线1在第三时刻发送的第三个信号，
Figure 706547DEST_PATH_IMAGE049
为发射天线2在第三时刻发送的第三个信号，
Figure 931992DEST_PATH_IMAGE050
为发射天线1在第四时刻发送的第四个信号，
Figure 990078DEST_PATH_IMAGE051
为发射天线2在第四时刻发送的第四个信号，
Figure 815820DEST_PATH_IMAGE052
为接收天线1在第三个子载波中接收数据的噪声，
Figure 617554DEST_PATH_IMAGE053
为接收天线1在第四个子载波中接收数据的噪声。
Figure 697505DEST_PATH_IMAGE054
为接收天线2在第三个子载波中接收数据的噪声，
Figure 693537DEST_PATH_IMAGE055
为接收天线2在第四个子载波中接收数据的噪声。
在本实施例中，为了分析的方便，忽略噪声的影响。利用对角矩阵的性质，将第一信道估计函数中的公式（4）和第二信道估计函数中的公式（9）处理可以进一步得到公式（11）和公式（12）：
Figure 242461DEST_PATH_IMAGE056
（11）
Figure 549683DEST_PATH_IMAGE057
（12）
其中，
Figure 625086DEST_PATH_IMAGE058
表示共轭转置。将式（11）和式（12）进行共轭点乘，利用相邻四个子载波的信道频域响应相等（近似相等）的假设，可以得到公式（13）：
Figure 288342DEST_PATH_IMAGE059
(13)
通过公式（13）即可计算得到本组子载波对应的初始符号定时偏差，类似的，公式（4）和公式（10）通过上述过程可得到公式（14）：
Figure 714775DEST_PATH_IMAGE060
(14)
通过公式（14）即可计算得到本组子载波对应的另一个初始符号定时偏差，通过上述方式，得到每组子载波对应的初始符号定时偏差后，可以计算每组子载波的初始符号定时偏差的平均值，将该平均值作为最终的目标符号定时偏差
Figure 982945DEST_PATH_IMAGE001
，从而提高STO的估计精度。
S103、利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值。
其中，本方案利用目标符号定时偏差对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值的过程，包括：
利用目标符号定时偏差
Figure 614653DEST_PATH_IMAGE001
及估计值确定规则，对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；该估计值确定规则为：
Figure 123125DEST_PATH_IMAGE002
Figure 7161DEST_PATH_IMAGE003
其中，
Figure 157651DEST_PATH_IMAGE004
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一目标信道估计值，为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二目标信道估计值，e为自然常数，N为子载波的总数，k为子载波的序号，
Figure 332280DEST_PATH_IMAGE006
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，
Figure 244610DEST_PATH_IMAGE007
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，
Figure 380057DEST_PATH_IMAGE008
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三目标信道估计值，
Figure 990030DEST_PATH_IMAGE009
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure 395997DEST_PATH_IMAGE010
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，
Figure 511851DEST_PATH_IMAGE011
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
需要说明的是，在本实施例中，若将公式（4）扩展到一般情况：
Figure 508495DEST_PATH_IMAGE061
（15）
结合公式（15）可得到准确的目标信道估计值为：
Figure 797525DEST_PATH_IMAGE062
（16）
Figure 681167DEST_PATH_IMAGE063
（17）
参见图6a、图6b、图6c、图6d，为本实施例公开的补偿STO后，MIMO-OFDM系统中采用SFBC的条件下信道估计的效果，其中，图6a、图6b、图6c和图6d，分别表示符号定时偏差为32时的不同信道估计值示意图，可以看出，通过相位校正完全可以得到准确的信道估计值。
综上可以看出，本方案提出了一种适用于MIMO-OFDM采用SFBC条件下的带“相位校正”的信道估计方法，该方法在接收端对频域信道响应数据进行“相位校正”，使得校正后的等效频域信道重新满足Alamouti方案的要求，以此保证译码的可靠性。参见图7，为本实施例公开的基于相位校正的信道估计实现框图，在本方案中，基于两个天线接收的频域数据即为接收信号，导频数据即为发送信号，通过接收信号、发射信息以及上述的公式（6）和公式（7）实现信道估计，得到初始信道估计值：
Figure 531705DEST_PATH_IMAGE006
、
Figure 251530DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 577207DEST_PATH_IMAGE010
、
Figure 580935DEST_PATH_IMAGE011
，在此基础上，结合式（13）和式（14）在频域实现STO的精确估计，最后，利用式（16）和式（17）实现相位校正，得到最终的目标信道估计值
Figure 835330DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure 532198DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 163031DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 129587DEST_PATH_IMAGE009
。
下面对本发明实施例提供的信道估计装置、设备及介质进行介绍，下文描述的信道估计装置与上文描述的信道估计装置、设备及介质可以相互参照。
参见图8，本发明实施例提供的一种基于空频分组码的信道估计装置结构示意图，包括：
第一估计值确定模块100，用于利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；
符号定时偏差确定模块200，用于通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；
第二估计值确定模块300，用于利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值。
其中，所述第一估计值确定模块包括：
第一确定单元，用于确定每组子载波，每组子载波均包括子载波序号依次增大的第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波；
相邻子载波确定单元，用于将每组子载波中的第一子载波和第二子载波，作为相邻的两个子载波；
第二确定单元，用于根据第一接收天线及第二接收天线在所述第一子载波和第二子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第一子载波和第二子载波发送的发送信号，确定第一信道估计函数；
第三确定单元，用于根据所述第一信道估计函数确定初始信道估计值。
其中，所述初始信道估计值包括：
所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
其中，所述符号定时偏差确定模块，包括：
第四确定单元，用于根据第一接收天线及第二接收天线在所述第三子载波和第四子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第三子载波和第四子载波发送的发送信号，确定第二信道估计函数；
计算单元，用于根据每组子载波的所述第一信道估计函数及所述第二信道估计函数，计算与每组子载波对应的初始符号定时偏差；
第五确定单元，用于利用每组子载波对应的初始符号定时偏差确定所述目标符号定时偏差。
其中，所述第五确定单元具体用于：计算每组子载波的初始符号定时偏差的平均值，将所述平均值作为所述目标符号定时偏差。
其中，所述第二估计值确定模块具体用于：利用所述目标符号定时偏差
Figure 945097DEST_PATH_IMAGE001
及估计值确定规则，对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；其中，所述估计值确定规则为：
Figure 764148DEST_PATH_IMAGE002
Figure 309923DEST_PATH_IMAGE003
其中，
Figure 898031DEST_PATH_IMAGE004
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure 884441DEST_PATH_IMAGE005
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二目标信道估计值，e为自然常数，N为子载波的总数，k为子载波的序号，
Figure 892586DEST_PATH_IMAGE006
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，
Figure 865222DEST_PATH_IMAGE007
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，
Figure 684666DEST_PATH_IMAGE008
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三目标信道估计值，
Figure 717344DEST_PATH_IMAGE009
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure 635622DEST_PATH_IMAGE010
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，
Figure 644904DEST_PATH_IMAGE011
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
参见图9，本发明实施例还公开了一种电子设备结构示意图，包括：
存储器11，用于存储计算机程序；
处理器12，用于执行所述计算机程序时实现上述任意方法实施例所述的基于空频分组码的信道估计方法的步骤。
在本实施例中，设备可以是PC（Personal Computer，个人电脑），也可以是智能手机、平板电脑、掌上电脑、便携计算机等终端设备。
该设备可以包括存储器11、处理器12和总线13。
其中，存储器11至少包括一种类型的可读存储介质，所述可读存储介质包括闪存、硬盘、多媒体卡、卡型存储器（例如，SD或DX存储器等）、磁性存储器、磁盘、光盘等。存储器11在一些实施例中可以是设备的内部存储单元，例如该设备的硬盘。存储器11在另一些实施例中也可以是设备的外部存储设备，例如设备上配备的插接式硬盘，智能存储卡（SmartMedia Card, SMC），安全数字（Secure Digital, SD）卡，闪存卡（Flash Card）等。进一步地，存储器11还可以既包括设备的内部存储单元也包括外部存储设备。存储器11不仅可以用于存储安装于设备的应用软件及各类数据，例如执行信道估计方法的程序代码等，还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
处理器12在一些实施例中可以是一中央处理器（Central Processing Unit,CPU）、控制器、微控制器、微处理器或其他数据处理芯片，用于运行存储器11中存储的程序代码或处理数据，例如执行信道估计方法的程序代码等。
该总线13可以是外设部件互连标准(peripheral component interconnect，简称PCI)总线或扩展工业标准结构(extended industry standard architecture，简称EISA)总线等。该总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图9中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
进一步地，设备还可以包括网络接口14，网络接口14可选的可以包括有线接口和/或无线接口（如WI-FI接口、蓝牙接口等），通常用于在该设备与其他电子设备之间建立通信连接。
可选地，该设备还可以包括用户接口15，用户接口15可以包括显示器（Display）、输入单元比如键盘（Keyboard），可选的用户接口15还可以包括标准的有线接口、无线接口。可选地，在一些实施例中，显示器可以是LED显示器、液晶显示器、触控式液晶显示器以及OLED（Organic Light-Emitting Diode，有机发光二极管）触摸器等。其中，显示器也可以适当的称为显示屏或显示单元，用于显示在设备中处理的信息以及用于显示可视化的用户界面。
图9仅示出了具有组件11-15的设备，本领域技术人员可以理解的是，图9示出的结构并不构成对设备的限定，可以包括比图示更少或者更多的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。
本发明实施例还公开了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述任意方法实施例所述的基于空频分组码的信道估计方法的步骤。
其中，该存储介质可以包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（Read-Only Memory ，ROM）、随机存取存储器（Random Access Memory ，RAM）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.一种基于空频分组码的信道估计方法，其特征在于，包括：
利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；
通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；
利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；
其中，所述利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值，包括：
确定每组子载波，其中，每组子载波均包括子载波序号依次增大的第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波；
将每组子载波中的第一子载波和第二子载波，作为相邻的两个子载波；
根据第一接收天线及第二接收天线在所述第一子载波和第二子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第一子载波和第二子载波发送的发送信号，确定第一信道估计函数；
根据所述第一信道估计函数确定初始信道估计值；
其中，所述通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差，包括：
根据第一接收天线及第二接收天线在所述第三子载波和第四子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第三子载波和第四子载波发送的发送信号，确定第二信道估计函数；
根据每组子载波的所述第一信道估计函数及所述第二信道估计函数，计算与每组子载波对应的初始符号定时偏差；
计算每组子载波的初始符号定时偏差的平均值，将所述平均值作为所述目标符号定时偏差；
其中，所述利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值，包括：
利用所述目标符号定时偏差
Figure FDA0002998924280000011
及估计值确定规则，对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；
其中，所述估计值确定规则为：
Figure FDA0002998924280000021
Figure FDA0002998924280000022
其中，H11为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一目标信道估计值，H21为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二目标信道估计值，e为自然常数，N为子载波的总数，k为子载波的序号，
Figure FDA0002998924280000023
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，
Figure FDA0002998924280000024
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，H12为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三目标信道估计值，H22为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure FDA0002998924280000025
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，
Figure FDA0002998924280000026
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述初始信道估计值包括：
所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
3.一种基于空频分组码的信道估计装置，其特征在于，包括：
第一估计值确定模块，用于利用相邻的两个子载波的接收信号及发送信号确定初始信道估计值；
符号定时偏差确定模块，用于通过每组子载波的接收信号及发送信号确定目标符号定时偏差；其中，所述每组子载波中包括相邻的四个子载波；所述相邻的四个子载波中包括所述相邻的两个子载波；
第二估计值确定模块，用于利用所述目标符号定时偏差对所述初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；
其中，所述第一估计值确定模块包括：
第一确定单元，用于确定每组子载波，其中，每组子载波均包括子载波序号依次增大的第一子载波、第二子载波、第三子载波、第四子载波；
相邻子载波确定单元，用于将每组子载波中的第一子载波和第二子载波，作为相邻的两个子载波；
第二确定单元，用于根据第一接收天线及第二接收天线在所述第一子载波和第二子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第一子载波和第二子载波发送的发送信号，确定第一信道估计函数；
第三确定单元，用于根据所述第一信道估计函数确定初始信道估计值；
其中，所述符号定时偏差确定模块，包括：
第四确定单元，用于根据第一接收天线及第二接收天线在所述第三子载波和第四子载波获取的接收信号，以及第一发射天线和第二发射天线在所述第三子载波和第四子载波发送的发送信号，确定第二信道估计函数；
计算单元，用于根据每组子载波的所述第一信道估计函数及所述第二信道估计函数，计算与每组子载波对应的初始符号定时偏差；
第五确定单元，用于计算每组子载波的初始符号定时偏差的平均值，将所述平均值作为所述目标符号定时偏差；
其中，所述第二估计值确定模块具体用于：利用所述目标符号定时偏差
Figure FDA0002998924280000033
及估计值确定规则，对初始信道估计值进行相位校正，得到最终的目标信道估计值；其中，所述估计值确定规则为：
Figure FDA0002998924280000031
Figure FDA0002998924280000032
其中，H11为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一目标信道估计值，H21为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二目标信道估计值，e为自然常数，N为子载波的总数，k为子载波的序号，
Figure FDA0002998924280000041
为所述第一发送天线与所述第一接收天线间的第一初始信道估计值，
Figure FDA0002998924280000042
为所述第二发送天线与所述第一接收天线间的第二初始信道估计值，H12为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三目标信道估计值，H22为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第一目标信道估计值，
Figure FDA0002998924280000043
为所述第一发送天线与所述第二接收天线间的第三初始信道估计值，
Figure FDA0002998924280000044
为所述第二发送天线与所述第二接收天线间的第四初始信道估计值。
4.一种电子设备，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如权利要求1或2所述的基于空频分组码的信道估计方法的步骤。
5.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1或2所述的基于空频分组码的信道估计方法的步骤。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100456455B1 (ko) * 2002-10-07 2004-11-09 한국전자통신연구원 다중 반송파 통신에서의 채널 전송 심벌 생성 시스템 및그 방법
CN1973440A (zh) * 2004-04-02 2007-05-30 北方电讯网络有限公司 Ldpc编码器、解码器、系统及方法
KR100754795B1 (ko) * 2004-06-18 2007-09-03 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중 시스템에서 주파수 공간 블록 부호의부호화/복호화 장치 및 방법
US8130855B2 (en) * 2004-11-12 2012-03-06 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for combining space-frequency block coding, spatial multiplexing and beamforming in a MIMO-OFDM system
CN101136892A (zh) * 2007-10-10 2008-03-05 天津大学 基于全相位fft的ofdm调制解调方法
CN101494632B (zh) * 2008-10-16 2012-05-23 清华大学 块传输系统的联合同步方法及其应用的接收机
CN103220252A (zh) * 2013-04-10 2013-07-24 安徽华东光电技术研究所 编码正交频分复用的无线信号接收处理装置及其处理方法
CN109347612B (zh) * 2018-11-01 2021-03-02 四川安迪科技实业有限公司 一种基于相关函数多项式逼近的定时偏差估计方法
CN109560850B (zh) * 2018-11-27 2021-09-10 中国人民解放军国防科技大学 Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质
CN110138461B (zh) * 2019-05-05 2021-05-11 三亚哈尔滨工程大学南海创新发展基地 自适应多入多出与正交频分复用相结合的水声通信方法

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