CN103220252A - 编码正交频分复用的无线信号接收处理装置及其处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了编码正交频分复用的无线信号接收处理装置及其处理方法。该装置包括接收同步器、信道均衡器以及解码器。接收同步器包括帧检测模块、时域小数频偏校正模块、符号定时校正模块、频率校正模块、傅里叶变换模块、整数频偏估计模块、导频提取模块、频域小数频偏估计模块、符号定时偏差估计模块、剩余频偏跟踪模块以及采样频偏校正模块。接收同步器综合考虑了载波同步偏差、载波相位偏差、采样间隔偏差、采样定时偏差以及OFDM符号定时偏差对OFDM信号解调所带来的影响，从载波同步、符号定时同步与采样同步三个方面来设计接收同步算法。本发明具有视频清晰度高、传输时延小、抗干扰强、可靠性高等优点。本发明还公开了该装置的处理方法。

Description

编码正交频分复用的无线信号接收处理装置及其处理方法

技术领域

本发明涉及数据处理技术，尤其涉及一种编码正交频分复用的无线信号接收处理装置及其处理方法。

背景技术

近年来，随着GPRS、CDMA、3G（TD-SCDMA、WCDMA、CDMA2000）、OFDM等无线通信网络的兴起，无线视频传输系统以其机动灵活、直观形象、操作方便等优点，被广泛应用于部队单兵作战、公安远程监控取证、电视节目转播、矿井油田安全监控、地下车库超市环境监控、小区环境监控等各个领域，并成为人们实现远距离、大范围现场监控的一种重要手段。COFDM技术以其传输速率高、抗干扰能力强，这使得在“高速运动中”和“非视通条件下”实现高质量实时图像和数据传输成为可能。基于COFDM调制技术而研制的移动多媒体传输系统采用先进的COFDM调制解调技术、信道编解码技术，并结合数字图像压缩技术等技术，能够在高速移动环境下实现视频、语音、数据等宽带多媒体业务的实时、同步传输。具有覆盖范围广、灵敏度高、移动性好、抗干扰和抗衰落能力强、传输数据率高、稳定性和可靠性突出等显著优点，为指挥、抢险、侦察、野外作战等应急通信提供远距离、高质量、高速率、无线实时传输的理想解决方案。

目前国内外有多家公司开展无线视频监控领域产品的研究和销售，从国外主流的基于OFDM的视频传输产品来看，其传输图像分辨率在D1（720×480p），部分产品对中国禁运；而国内产品大多存在核心技术（基带编码、调制、解码板）依赖进口、价格昂贵、产品应用单一等问题，而引进国外先进的视频监控系统存在价格昂贵、关键技术受制于人、可扩展性差等问题。因此设计实现基于COFDM的高清无线视频传输系统对于打破国际封锁、突破技术瓶颈、满足特定行业对高清视频的需求意义重大。基带接收机是基于COFDM的高清视频传输系统的核心组成部分之一，直接决定了传输延时、误码率、抗干扰性、可靠性能等系统关键指标，合理设计基带接收机对于优化系统性能、降低实现复杂度是至关重要的。

发明内容

针对视频无线传输产品所存在的问题与不足，本发明的目的是提供一种具有视频清晰度高、传输时延小、抗干扰强、可靠性高的基于COFDM的高清视频无线传输系统基带接收机算法设计结构。本发明适于高清晰音视频监控、宽带无线通信等领域应用。

本发明是这样实现的，编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，该无线信号接收处理装置包括：

接收同步器，其包括：

帧检测模块，其用于对接收到信号r_k先经过帧检测处理后得到粗帧同步信号y_k；

时域小数频偏校正模块，其用于对粗帧同步信号y_k进过时域小数频偏校正后得到信号y；

符号定时校正模块，其用于对粗帧同步信号y_k进行符号定时校正得到经过定时偏差校正的信号

频率校正模块，其用于域小数频偏校正信号

得到信号

${\hat{Y}}_k=Y_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}k/N};$

傅里叶变换模块，其用于对经过时域小数频偏校正后的信号y经快速傅里叶变换得到频域信号Y；

整数频偏估计模块，其用于选用相邻OFDM符号中连续导频的相关累加查找最大值的方法实现整数频偏估计与补偿，归一化整数频偏的估计值满足以下式子：

$\hat{m}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max \left(\right|W\left(m\right)\left|\right)}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{Y}_i(k+m)Y_{(i+1)}^{*}(k+m)\left|\right)$

$=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{S}_i(k+m)e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_i/N}{S}_{i+1}^{*}(k+m)e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{(i+1)}/N}\left|\right),$ 式中，P为OFDM符号中连续导频所在的子载波序号集，(-C,C)为移位搜索的范围；

导频提取模块，其用于获取OFDM符号中的导频信息R_sp；

频域小数频偏估计模块，其用于估计残余的小数频偏；

符号定时偏差估计模块，其用于采用接收到的同一个OFDM符号内第k₁、k₂的位置上的导频y_k1、y_k2互相关，对互相关值进行求相角运算并求平均，得到定时误差估计

$\widehat{\mathrm{\σ}}=\underset{l=1}{\overset{1-\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{N\Δ}{\mathrm{\φ}}_l}{2\mathrm{\π\Δk}}=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N(\∠[y_{k1}{y}_{k2}^{*}\left]\right)}{2\mathrm{\π\Δk}},$ 其中Δk=k₂-k₁，NP为一个符号中连续导频子载波数目，N为每个OFDM符号的载波数，σ_l为利用第l对导频使用该算法得到的估计值；

剩余频偏跟踪模块，其用于利用连续导频子载波来进行剩余相位的估计与补偿；以及

采样频偏校正模块，其用于利用导频信号在频域对采样频偏进行估计和校正，首先估计采样频偏所引起的相位旋转，然后再据此对每个采样值进行补偿；

信道均衡器，其用于采用基于离散导频的信道估计与均衡算法实现信道估计与信道均衡；以及

解码器，其用于根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号。

作为上述方案的进一步改进，在帧检测模块中，帧检测算法为：检测统计量M(n)可以表示为

$M\left(n\right)=\frac{{\left|c\left(n\right)\right|}^2}{{\left|p\left(n\right)\right|}^2}=\frac{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k+n)r^{*}(n+k+N)\right|}^2}{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\right|}^2},$ 若M(n)＞TH则检测到帧起始位置即输出信号y_k，反之则没有检测到，继续检测；其中，TH为判决阙值，c(n)为接收信号和接收信号延时的互相关值，p(n)表示相应接收信号的能量，N表示OFDM符号的载波数。

作为上述方案的进一步改进，在频域小数频偏估计模块中，对于OFDM符号中的连续导频，在k∈P时，满足S_i+1(k)=S_i(k)；若接收信号中只存在小数频偏，由此得出小数频偏的估计值其中，N为FFT的点数，N_G为保护间隔的载波数，∠为求反正切。

优选地，为了增加对噪声的抵抗能力，提高计算的精确度，对OFDM符号内部的多个导频的估计值进行平均，得到相应的小数频偏：

作为上述方案的进一步改进，在剩余频偏跟踪模块中，

剩余相位估算

满足以下式子：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_{m,n}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πm\Δf}}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

其中，

表示接收到的第m个OFDM符号的第n个导频，P_m,n为发送端的导频，即本地已知导频，P_m,n为+4/3或-4/3；

计算补偿因子满足以下式子：

$e^{-j{\mathrm{\φ}}_m}=e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}$

$=\frac{1}{64}\×e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}\×\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})$

$=\frac{1}{64}\×{\left[\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})\right]}^{*};$

最后，根据下式对接收数据

进行相位补偿：

作为上述方案的进一步改进，在采样频偏校正模块中，

采样频偏估计值s_l如下式所示：

其中，P_k导频子载波，其中k_j为子载波标号，j=0,1,2,...,M；

采样频偏补偿

${\hat{R}}_k={\hat{Y}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}{s}_{l}k/N}.$

本发明还提供一种编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，该无线信号接收处理方法包括以下步骤：

对接收到信号r_k先经过帧检测处理后得到粗帧同步信号y_k；

对粗帧同步信号y_k进过时域小数频偏校正后得到信号y；

对粗帧同步信号y_k进行符号定时校正得到经过定时偏差校正的信号

${\hat{y}}_k=y_k{e}^{-j2\mathrm{\πk}\widehat{\mathrm{\σ}}};$

域小数频偏校正信号

得到信号

对经过时域小数频偏校正后的信号y经快速傅里叶变换得到频域信号Y；

选用相邻OFDM符号中连续导频的相关累加查找最大值的方法实现整数频偏估计与补偿，归一化整数频偏的估计值满足以下式子：

$\hat{m}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max \left(\right|W\left(m\right)\left|\right)}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{Y}_i(k+m)Y_{(i+1)}^{*}(k+m)\left|\right)$

$=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{S}_i(k+m)e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_i/N}{S}_{i+1}^{*}(k+m)e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{(i+1)}/N}\left|\right),$ 式中，P为OFDM符号中连续导频所在的子载波序号集，(-C,C)为移位搜索的范围；

获取OFDM符号中的导频信息R_sp；

估计残余的小数频偏；

采用接收到的同一个OFDM符号内第k₁、k₂的位置上的导频y_k1、y_k2互相关，对互相关值进行求相角运算并求平均，得到定时误差估计

， $\widehat{\mathrm{\σ}}=\underset{l=1}{\overset{1-\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{N\Δ}{\mathrm{\φ}}_l}{2\mathrm{\π\Δk}}=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N(\∠[y_{k1}{y}_{k2}^{*}\left]\right)}{2\mathrm{\π\Δk}},$ ，其中Δk=k₂-k₁，NP为一个符号中连续导频子载波数目，N为每个OFDM符号的载波数，σ_l为利用第l对导频使用该算法得到的估计值；

利用连续导频子载波来进行剩余相位的估计与补偿；

利用导频信号在频域对采样频偏进行估计和校正，首先估计采样频偏所引起的相位旋转，然后再据此对每个采样值进行补偿；

采用基于离散导频的信道估计与均衡算法实现信道估计与信道均衡；以及

根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号。

作为上述方案的进一步改进，在帧检测步骤中，帧检测算法为：检测统计量M(n)可以表示为

$M\left(n\right)=\frac{{\left|c\left(n\right)\right|}^2}{{\left|p\left(n\right)\right|}^2}=\frac{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k+n)r^{*}(n+k+N)\right|}^2}{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\right|}^2},$ 若M(n)＞TH则检测到帧起始位置即输出信号y_k，反之则没有检测到，继续检测；其中，TH为判决阙值，c(n)为接收信号和接收信号延时的互相关值，p(n)表示相应接收信号的能量，N表示OFDM符号的载波数。

作为上述方案的进一步改进，在频域小数频偏估计步骤中，对于OFDM符号中的连续导频，在k∈P时，满足S_i+1(k)=S_i(k)；若接收信号中只存在小数频偏，由此得出小数频偏的估计值

，其中，N为FFT的点数，N_G为保护间隔的载波数，∠为求反正切。

优选地，为了增加对噪声的抵抗能力，提高计算的精确度，对OFDM符号内部的多个导频的估计值进行平均，得到相应的小数频偏：

作为上述方案的进一步改进，在剩余频偏跟踪步骤中，剩余相位估算

满足以下式子：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_{m,n}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πm\Δf}}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

其中，

表示接收到的第m个OFDM符号的第n个导频，P_m,n为发送端的导频，即本地已知导频，P_m,n为+4/3或-4/3；

计算补偿因子

满足以下式子：

$e^{-j{\mathrm{\φ}}_m}=e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}$

$=\frac{1}{64}\×e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}\×\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})$

$=\frac{1}{64}\×{\left[\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})\right]}^{*};$

最后，根据下式对接收数据

进行相位补偿：

。

作为上述方案的进一步改进，在采样频偏校正步骤中，采样频偏估计值s_l如下式所示：

，其中，P_k导频子载波，其中k_j为子载波标号，j=0,1,2,...,M；

采样频偏补偿

， ${\hat{R}}_k={\hat{Y}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}{s}_{l}k/N}.$

编码正交频分复用(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing，COFDM)是一种新型的数据处理技术，凭借其高的频谱利用率、高的传输速率和强的抗多径干扰能力，在无线图像传输领域引起了人们广泛的关注。COFDM是在OFDM的基础上产生并发展而来的，它采用数据编码技术，很好地解决了数字图像传输路由多径反射和传输路由障碍物遮挡所带来的困扰，无论在室内、室外、地面、井下等复杂特殊的非视距传输环境下，都能够把现场的实时信息，以高质量的数字图像信号实时地传送到目的地，真正实现了图像传输的“抗阻挡”、“非视距”和“动中通”。本发明是基于COFDM的高清视频传输系统的重要组成部分，适用于基于COFDM的高清视频传输系统的建立与实施。

附图说明

图1为本发明较佳实施方式提供的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置的设计结构框图。

图2为图1中的帧检测模块的帧检测实现结构框图。

图3为图1中的整数频偏估计模块的整数倍频偏估计算法实现结构框图。

图4为图1中的剩余频偏跟踪模块的剩余相位跟踪模块的硬件实现结构框图。

图5为图1中的采样频偏校正模块的采样频率同步硬件实现结构框图。

图6为图1中信道均衡器2的基于导频或训练符号的信道估计模型。

图7为应用图1中编码正交频分复用的无线信号接收处理装置的基带接收机实现结构框图。

图8为图7中基带接收机的收发基带系统Modelsim仿真图。

图9为图7中基带接收机FPGA资源占用情况。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，本发明较佳实施方式提供的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置即基带接收机的三大组成部分，包括接收同步器1、信道均衡器2、解码器3，其中接收同步器1主要有帧检测模块11、时域小数频偏校正模块12、符号定时校正模块13、频率校正模块14、傅里叶变换模块15、整数频偏估计模块16、导频提取模块17、频域小数频偏估计模块18、符号定时偏差估计模块19、剩余频偏跟踪模块110、采样频偏校正模块111。信道均衡器2包括信道估计模块21、信道均衡模块22；解码器3主要由帧分解器、星座解映射、解内交织器、内编码解码器、解外交织器、外编码解码器、解扰器等模块组成。

步骤（一）接收同步处理

子载波间的正交性对于COFDM系统来说是至关重要的，是保证准确接收与解调的基础，因此同步设计对于COFDM系统就显得尤为重要。

综合考虑了载波同步偏差、载波相位偏差、采样间隔偏差、采样定时偏差以及OFDM符号定时偏差对OFDM信号解调所带来的影响，如下式所示：

$R_i\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}[N_i(\mathrm{m\δ}-\mathrm{\ϵ})+\mathrm{\τm}-\mathrm{\Δ}{n}_{\mathrm{sb}}k]/N}{e}^{-\mathrm{j\π}(N-1)[(m+\mathrm{m\δ}-\mathrm{\ϵ}-k]/N-\mathrm{j\φ}}\frac{\sin c[(m-\mathrm{\ϵ})(1+\mathrm{\δ})-k]}{\sin c\left[\frac{(m-\mathrm{\ϵ})(1+\mathrm{\δ})-k}{N}\right]}+{\mathrm{\η}}^{\′\′}$

$S_i\left(k\right)=e^{j2\mathrm{\π}[N_i(\mathrm{k\δ}-\mathrm{\ϵ})-\mathrm{k\τ}-\mathrm{\Δ}{n}_{\mathrm{sb}}k]/N}{e}^{\mathrm{j\π}(N-1)(\mathrm{k\δ}-\mathrm{\ϵ})/N-\mathrm{j\Δ\φ}}\frac{\sin c[(m-\mathrm{\ϵ})(1+\mathrm{\δ})-k]}{\sin c\left[\frac{(m-\mathrm{\ϵ})(1+\mathrm{\δ})-k}{N}\right]}$

$+\underset{m\≠k}{\overset{N-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}{S}_i\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}[N_i(\mathrm{m\δ}-\mathrm{\ϵ})+\mathrm{\τm}-\mathrm{\Δ}{n}_{\mathrm{sb}}k]/N}{e}^{-\mathrm{j\π}(N-1)[(m+\mathrm{m\δ}-\mathrm{\ϵ}-k]/N-\mathrm{j\φ}}\frac{\sin c[(m-\mathrm{\ϵ})(1+\mathrm{\δ})-k]}{\sin c\left[\frac{(m-\mathrm{\ϵ})(1+\mathrm{\δ})-k}{N}\right]}+{\mathrm{\η}}^{\′\′}$

$=S_i\left(k\right)I_{k,k}+\underset{m\≠k}{\overset{N-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}{S}_i\left(m\right)+I_{k,m}+{\mathrm{\η}}^{\′\′},k=\mathrm{0,1},...,N-1---(2-1)$

其中Δf_c为接收端载波频率偏差，Δφ为载波相位偏差，ΔT_s为采样间隔偏差，Δt_sp为采样定时偏差，Δt_sb为OFDM符号定时偏差，ΔT_s为采样间隔偏差。由（2-1）式可以看出，载波相位误差Δφ、采样定时误差Δt_sp和OFDM符号定时误差Δt_sb只对接收信号产生不同程度的相位旋转；而载波频率误差Δf_c和采样间隔误差ΔT_s则会破坏OFDM符号内子载波之间的正交性，产生ICI，给OFDM解调信号带来信噪比的损失。从载波同步、符号定时同步与采样同步三个方面来设计接收同步算法。

接收机经ADC采样后的信号存在载波同步偏差、载波相位偏差、采样间隔偏差、采样定时偏差以及OFDM符号定时偏差等偏差，载波相位误差、采样定时误差和OFDM符号定时误差只对接收信号产生不同程度的相位旋转；而载波频率误差和采样间隔误差则会破坏OFDM符号内子载波之间的正交性，产生ICI，给OFDM解调信号带来信噪比的损失。接收同步器1的接收同步处理就是为了补偿或消除上述误差影响。具体步骤如下：

步骤①帧检测

在本装置中，帧检测是依赖于硬件实现的，现有的部分算法虽然能取得较好的性能，但运算复杂度大，不利于实现。因此在进行帧检测设计时在考虑算法性能的同时应充分考虑运算复杂度，选择经济的算法；同时在进行帧检测时，尚未进行频率同步，接收到的复基带信号可能存在较大的频率偏差，因此需要选择一种受频率偏差影响较小的算法。鉴于上面的分析，本系装置用Z_c检测统计量进行判决，下面对Z_c进行简单的转换。

令

$c\left(n\right)=\underset{k=M}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k+n)r^{*}(k+M+n)---(2-2)$

$p\left(n\right)=\underset{k=M}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+k)\right|}^2---(2-3)$

为了便于计算，对上述二式取模平方，则检测统计量Z_c可以表示为：

$M\left(n\right)=\frac{{\left|c\left(n\right)\right|}^2}{{\left|p\left(n\right)\right|}^2}---(2-4)$

也就书说，帧检测模块11接收到信号r_k先经过帧检测处理后得到粗帧同步信号y_k，帧检测算法如下：

检测统计量M(n)可以表示为：

$M\left(n\right)=\frac{{\left|c\left(n\right)\right|}^2}{{\left|p\left(n\right)\right|}^2}=\frac{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k+n)r^{*}(n+k+N)\right|}^2}{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\right|}^2}---(2-5)$

若M(n)＞TH则检测到帧起始位置即输出信号y_k，反之则没有检测到，继续检测。

其中，TH为判决阙值，c(n)为接收信号和接收信号延时的互相关值，p(n)表示相应接收信号的能量，N表示OFDM符号的载波数，由此得到如图2所示的帧检测结构框图。

步骤②时域小数载波频偏校正

经过定时偏差校正的信号y_k由于受小数频偏影响而导致接收信号失真甚至失锁，因此需要时域小数频偏校正模块12对小数频偏进行估计与校正，为了更精准的估计与校正小数频偏，本发明的时域小数频偏校正模块12采用时域与频域相结合的小数频偏补偿算法，时域小数频偏校正算法与频域小数频偏补偿算法类似，经过时域小数频偏校正后得到信号y。

步骤③符号定时校正

经过符号定时校正模块13得到定时偏差校正的信号

，可表示为：

${\hat{y}}_k=y_k{e}^{-j2\mathrm{\πk}\widehat{\mathrm{\σ}}}---(2-6).$

步骤④频域小数频偏估计

经频率校正模块14得到频域小数频偏校正后的信号为：

${\hat{Y}}_k=Y_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}k/N}---(2-7)$

步骤⑤经过时域小数频偏校正后的信号y经傅里叶变换模块15的快速傅里叶变换（FFT）得到频域信号Y；

步骤⑥整数频偏估计

如图3所示，本发明的整数频偏估计模块16选用相邻OFDM符号中连续导频的相关累加查找最大值的方法实现整数频偏估计与补偿，算法如下：

归一化整数频偏的估计值可由下式得到：

$\hat{m}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max \left(\right|W\left(m\right)\left|\right)}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{Y}_i(k+m)Y_{(i+1)}^{*}(k+m)\left|\right)$

$=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{S}_i(k+m)e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_i/N}{S}_{i+1}^{*}(k+m)e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{(i+1)}/N}\left|\right)---(2-8)$

式中，P为OFDM符号中连续导频所在的子载波序号集，(-C,C)为移位搜索的范围。

步骤⑦导频信息提取

经过上述步骤处理后信号进行导频提取模块17的导频信息提取，得到OFDM符号中的导频信息R_sp。

步骤⑧频域小数频偏估计

频域小数频偏估计模块18频域采用相邻两个OFDM符号中的连续导频可以在较小范围内以较高的精度估计残余的小数频偏（相位误差），具体算法如下：

对于OFDM符号中的连续导频，在k∈P时，满足S_i+1(k)=S_i(k)。若接收信号中只存在小数频偏，由此得出小数频偏的估计值

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i==\frac{N}{2\mathrm{\π}(N+N_G)}\∠\left[Y_i\left(k\right)Y_{i+1}^{*}\left(k\right)\right]---(2-9)$

其中N为FFT的点数，N_G为保护间隔的载波数，∠为求反正切。

为了增加对噪声的抵抗能力，提高计算的精确度，可以对OFDM符号内部的多个导频的估计值进行平均，得到相应的小数频偏：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{1}{N_p}\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i---(2-10)$

步骤⑨符号定时偏差估计

符号粗同步算法所给出的FFT窗口位置保证在循环前缀的未污染区域，一般情况下并非是实际的OFDM符号的准确开始位置，而是超前几个数据采样点。所以，有必要在FFT解调之后在频域进行细符号定时同步。因为在时域的符号定时同步误差会引起不同子载波在频域以不同的相位旋转，且旋转旋转的大小与定时同步误差与子载波索引成正比。

本发明采用导频信号来估计由于定时偏差所引起信号相位的旋转，根据估计结果在频域对信号进行补偿，具体算法如下：

若系统经过粗符号同步之后，剩余的归一化的符号定时误差为Δn，并且假设归一化的采样定时偏差为Δt，则受到符号定时误差和采样定时偏差影响的导频频域解调信号可表示为：

Y_k=X_ke^{j2πk(Δn+Δt)/N}             （2-11）

在同一个OFDM符号内第k₁和k₂的导频子载波的相位差为：

Δφ=2πΔk(Δn+Δt)/N=2Δkσ/N   （2-12）

其中Δk=k₂-k₁，σ=Δn+Δt。

从式（2-12）中可以看出，同一个OFDM符号内第k₁与k₂的导频子载波的相位差除了和导频子载波索引间隔有关以外，仅仅同符号定时同步误差和采样定时误差之和σ有关，而且是σ的线性函数，而且不能得出σ的估计值为：

$\widehat{\mathrm{\σ}}=\frac{\mathrm{N\Δ\φ}}{2\mathrm{\π\Δk}}---(2-13)$

为了提高抗高斯白噪声能力，提高算法精度，可对多对导频分别计算求平均，即有：

$\widehat{\mathrm{\σ}}=\underset{l=1}{\overset{l-\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l---(2-14)$

其中σ_l为利用第l对导频使用该算法得到的估计值。将

分解成为整数部分和小数部分，可以得到符号定时误差和采样定时偏差的估计值分别为：

$\widehat{\mathrm{\Δn}}=\mathrm{integer}\left(\widehat{\mathrm{\σ}}\right)---(2-15)$

$\widehat{\mathrm{\Δt}}=\mathrm{fraction}\left(\widehat{\mathrm{\σ}}\right)---(2-16)$

也就是说，本发明的符号定时偏差估计模块19采用接收到的同一个OFDM符号内第k₁、k₂的位置上的导频y_k1、y_k2互相关，对互相关值进行求相角运算并求平均，得到定时误差估计，如下式所示：

$\widehat{\mathrm{\σ}}=\underset{l=1}{\overset{l-\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{N\Δ}{\mathrm{\φ}}_l}{2\mathrm{\π\Δk}}=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N(\∠[y_{k1}{y}_{k2}^{*}\left]\right)}{2\mathrm{\π\Δk}}---(2-17)$

其中Δk=k₂-k₁，NP为一个符号中连续导频子载波数目，N为每个OFDM符号的载波数，σ_l为利用第l对导频使用该算法得到的估计值。

步骤⑩剩余相位跟踪

虽然OFDM系统接收机有载波同步算法，但是该频率估算并非十全十美，经载波频偏校正后的数据仍留有一定的残余偏差，这些残余偏差将会引起数据的相位偏移，其表现为星座图的旋转。

剩余相位跟踪的算法主要有数据辅助法和非数据辅助法两大类。本系统中每个符号包含了45个连续导频子载波，设计上采用数据辅助的剩余相位跟踪方法。

设R_m,n表示接收到的第m个OFDM符号的第n个导频，P_m,n为发送端的导频，即本地已知导频。在第m个接收符号DFT处理后，导频子载波R_m,n等于频域信道响应H_n和已知导频符号P_m,n的乘积与残余频率误差旋转作用以后的结果：

R_m,n=H_nP_m,ne^j2πm·Δf    （2-18）

其中，Δf为经载波频偏校正后残余的频率偏差。

假设频域信道响应估计值

是可以得到的，并且是精确可靠的，则可忽略频域信道响应的影响，即

R_m,n=P_m,ne^j2πm·Δf    （2-19）

则相位估算为：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{m,n}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πm\Δf}}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]---(2-20)$

对于DVB-T系统来说，P_m,n为+4/3或-4/3，所以上式可简化为

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[e^{j2m\·\mathrm{\Δf}}\underset{1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}(4/3)\right]$

$=\∠[64\×e^{j2\mathrm{\πm}\·\mathrm{\Δf}}]=2\mathrm{\πm}\·\mathrm{\Δf}---(2-21)$

注意，实际中信道估计不是严格准确的，因此估算也是受到影响的。

在相位跟踪阶段，补偿因子应为:

$e^{-j\mathrm{\φ}}=e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}$

$=\frac{1}{64}\×e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}\×\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}(R_{m,n}\×P_{m,n})$

$=\frac{1}{64}\×{\left[\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}(R_{m,n}\×P_{m,n})\right]}^{*}---(2-22)$

最后，根据下式对接收数据进行相位补偿：

${\hat{r}}_m=r_m\×e^{-\mathrm{j\φ}}---(2-23)$

也就是说，经过上述处理步骤后的信号仍留有一定的残余偏差，这些残余偏差将会引起数据的相位偏移，其表现为星座图的旋转。如图4所示，本发明的剩余频偏跟踪模块110利用连续导频子载波来进行剩余相位的估计与补偿。

（1）剩余相位估算

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_{m,n}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πm\Δf}}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$=\∠\left[e^{j2m\·\mathrm{\Δf}}\underset{1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}(4/3)\right]=2\mathrm{\πm}\·\mathrm{\Δf}---(2-24)$

其中，

表示接收到的第m个OFDM符号的第n个导频，P_m,n为发送端的导频，即本地已知导频，P_m,n为+4/3或-4/3；

（2）计算补偿因子

$e^{-j{\mathrm{\φ}}_m}=e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}$

$=\frac{1}{64}\×e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}\×\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})$

$=\frac{1}{64}\×{\left[\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})\right]}^{*}---(2-25)$

最后，根据下式对接收数据进行相位补偿：

$R_m={\hat{R}}_m\×e^{-\mathrm{j\φ}}---(2-26)$

步骤⑾采样频偏校正

OFDM系统中修正采样频率偏移的方法主要有两种，一种是在时域进行，通过在接收机的快速傅里叶变换之前进行处理来实现采样频率的同步；另一种是在经过FFT之后，在频率进行校正。对于前者通常最直接的方法是调整ADC采样时钟，但这需要ADC采用压控振荡器，这样势必会增加接收机的成本，因此，较为合理的办法是采用内插法,即时钟仍由固定的晶振产生，当采样误差累加到一个采样时钟时从数据样值中去除或插入一个样值。对于在频域进行估计和补偿的方法最常用的是利用导频信号，首先估计采样频偏所引起的相位旋转，然后再据此对每个采样值进行补偿。

假设导频子载波为

，其中k_j为子载波标号，j=0,1,2,...,M，在只考虑信号和采样频偏的影响时，接收到的导频信号可以表示为

$Y_{{l,k}_j}=H_{k_j}{P}_{k_j}{e}^{{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_j}}---(2-27)$

其中，

表示该导频信号的频率信号响应，对接收信号进行信道估计，得到每个子载波的信道估计值

，然后对接收到的导频信号进行信道均衡，再与已知的导频取样进行相关运算可得到：

$Y_{{l,k}_j}\left({{\hat{H}}_{k_j}}^{*}{P_{k_j}}^{*}\right)=H_{k_j}{P}_{k_j}{e}^{{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_k}}\left({{\hat{H}}_{k_j}}^{*}{P_{k_j}}^{*}\right)={\left|H_{k_j}\right|}^2{\left|P_{k_j}\right|}^2{e}^{{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_j}}---(2-28)$

对上式进行相位估计就可以得到相位旋转信息

，则

${\mathrm{\θ}}_{{l,k}_j}=s_l{k}_j---(2-29)$

本发明给出了一种已知各个导频的

求s_l的方法，由于每个导频信号的相位旋转均满足上式，它们在一起构成了关于s_l的线性方程组，用矢量可表示为：

θ=ks_l       （2-30）

其中， $\mathrm{\θ}={({\mathrm{\θ}}_{{l,k}_1},{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_2},...,{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_M})}^T,k={(k_1,k_2,...,k_M)}^T,$ 这是一个方程个数多于未知数个数的超定线性方程组，其最优解可用最小二乘（LS）法得到：

$s_l={\left(k^{T}k\right)}^{-1}{k}^T\mathrm{\θ}=\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_j}}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j^2}---(2-31)$

对上式进一步简化，通常直接求平均的方法求取s_l，即

$s_l=\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_j}}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j}---(2-32)$

也就是说，如图5所示，本发明的采样频偏校正模块111利用导频信号在频域对采样频偏进行估计和校正，首先估计采样频偏所引起的相位旋转，然后再据此对每个采样值进行补偿。

（1）采样频偏估计值如下式所示：

$s_l=\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\θ}}_{k_j}}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j}=\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\∠\left[P_k{{\hat{Y}}_k}^{*}\right]}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j}---(2-33)$

其中，P_k导频子载波，其中k_j为子载波标号，j=0,1,2,...,M。

（2）采样频偏补偿

${\hat{R}}_k={\hat{Y}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}{s}_{l}k/N}---(2-34)$

步骤㈡ 信道均衡器2

本发明采样基于离散导频的信道估计与均衡算法，算法结构框图如图6所示，主要包括导频提取、信道粗估计、插值等几个模块。

步骤① 信道估计

信道估计模块21的离散导频点的信道估计

$\widehat{H_{\mathrm{sp}}}=R_{\mathrm{sp}}/L_{\mathrm{sp}}---(2-35)$

由于本地离散导频是L_sp为±4/3的实数值，

则很容易得到，利用线性插值得到整个信道的频率响应

。

步骤② 信道均衡

信道均衡模块22对接收到的数据进行补偿可得：

$\hat{R}=R/\hat{H}=(R\×{\hat{H}}^{*})/{\left|\hat{H}\right|}^2---(2-36)$

为避免除法运算，将

送入星座解调模块，只需计算

即可。

步骤㈢ 解码器3

经过接收同步器、信道均衡器处理后的信号

依次经过解码器3的帧分解器31、星座解映射32、解内交织器33、内编码解码器34、解外交织器35、外编码解码器36、解扰器37后输出基带信息。解码器3属于一般设计，在本实施方式中，不再详细叙述。

硬件实现时，基于FPGA芯片在处理速率、逻辑资源、灵活配置、成本功耗等方面的显著优势，本发明采用以FPGA为主体的硬件实施方案，外围电路包括接收射频电路、ADC采样、DSP（DaVinci DM6467）后续处理等，具体实现结构如图7所示。为了进一步验证具有本发明的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置的基带接收机设计的合理性与功能可实现性，对上述介绍的算法进行了半物理仿真，图8给出了基带接收机Modelsim仿真结果，其中图中输入数据为-127～127的计数器值，通过基带调制、解调、信道、接收同步与均衡后、解调、解码等处理后的接收数据如“dout”所示，输出“dout”依然为-127～127的计数器值，从而验证了基带接收机算法设计的合理性和准确性。图9为基带接收机算法占用FPGA芯片资源情况，从图中可看出，所设计的基带接收机占用较少的FPGA资源，所选择的芯片能够完全满足基带接收机所需资源要求。

综上所述，本发明所解决的技术问题主要包括：快速信号检测技术、精准的载波同步技术、稳健的采样同步技术、高效的信道估计与均衡技术等问题。本发明适于高清晰音视频监控、宽带无线通信等领域应用，具有视频清晰度高、传输时延小、抗干扰强、可靠性高等优点。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，其特征在于，该无线信号接收处理装置包括：

接收同步器，其包括：

帧检测模块，其用于对接收到信号r_k先经过帧检测处理后得到粗帧同步信号y_k；

时域小数频偏校正模块，其用于对粗帧同步信号y_k进过时域小数频偏校正后得到信号y；

符号定时校正模块，其用于对粗帧同步信号y_k进行符号定时校正得到经过定时偏差校正的信号

频率校正模块，其用于域小数频偏校正信号

，得到信号

： ${\hat{Y}}_k=Y_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}k/N};$

傅里叶变换模块，其用于对经过时域小数频偏校正后的信号y经快速傅里叶变换得到频域信号Y；

整数频偏估计模块，其用于选用相邻OFDM符号中连续导频的相关累加查找最大值的方法实现整数频偏估计与补偿，归一化整数频偏的估计值满足以下式子：

$\hat{m}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max \left(\right|W\left(m\right)\left|\right)}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{Y}_i(k+m)Y_{(i+1)}^{*}(k+m)\left|\right)$

$=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{S}_i(k+m)e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_i/N}{S}_{i+1}^{*}(k+m)e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{(i+1)}/N}\left|\right),$ 式中，P为OFDM符号中连续导频所在的子载波序号集，(-C,C)为移位搜索的范围；

导频提取模块，其用于获取OFDM符号中的导频信息R_sp；

频域小数频偏估计模块，其用于估计残余的小数频偏；

符号定时偏差估计模块，其用于采用接收到的同一个OFDM符号内第k₁、k₂的位置上的导频y_k1、y_k2互相关，对互相关值进行求相角运算并求平均，得到定时误差估计

， $\widehat{\mathrm{\σ}}=\underset{l=1}{\overset{1-\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{N\Δ}{\mathrm{\φ}}_l}{2\mathrm{\π\Δk}}=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N(\∠[y_{k1}{y}_{k2}^{*}\left]\right)}{2\mathrm{\π\Δk}},$ 其中Δk=k₂-k₁，NP为一个符号中连续导频子载波数目，N为每个OFDM符号的载波数，σ_l为利用第l对导频使用该算法得到的估计值；

剩余频偏跟踪模块，其用于利用连续导频子载波来进行剩余相位的估计与补偿；以及

采样频偏校正模块，其用于利用导频信号在频域对采样频偏进行估计和校正，首先估计采样频偏所引起的相位旋转，然后再据此对每个采样值进行补偿；

信道均衡器，其用于采用基于离散导频的信道估计与均衡算法实现信道估计与信道均衡；以及

解码器，其用于根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号。

2.如权利要求1所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，其特征在于，在帧检测模块中，帧检测算法为：检测统计量M(n)可以表示为

$M\left(n\right)=\frac{{\left|c\left(n\right)\right|}^2}{{\left|p\left(n\right)\right|}^2}=\frac{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k+n)r^{*}(n+k+N)\right|}^2}{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\right|}^2},$ 若M(n)＞TH则检测到帧起始位置即输出信号y_k，反之则没有检测到，继续检测；其中，TH为判决阙值，c(n)为接收信号和接收信号延时的互相关值，p(n)表示相应接收信号的能量，N表示OFDM符号的载波数。

3.如权利要求1所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，其特征在于，在频域小数频偏估计模块中，对于OFDM符号中的连续导频，在k∈P时，满足S_i+1(k)=S_i(k)；若接收信号中只存在小数频偏，由此得出小数频偏的估计值

，其中，N为FFT的点数，N_G为保护间隔的载波数，∠为求反正切。

4.如权利要求3所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，其特征在于，为了增加对噪声的抵抗能力，提高计算的精确度，对OFDM符号内部的多个导频的估计值进行平均，得到相应的小数频偏：

。

5.如权利要求1所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，其特征在于，在剩余频偏跟踪模块中，

剩余相位估算

满足以下式子：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_{m,n}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πm\Δf}}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

其中，

表示接收到的第m个OFDM符号的第n个导频，P_m,n为发送端的导频，即本地已知导频，P_m,n为+4/3或-4/3；

计算补偿因子

满足以下式子：

$e^{-j{\mathrm{\φ}}_m}=e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}$

$=\frac{1}{64}\×e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}\×\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})$

$=\frac{1}{64}\×{\left[\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})\right]}^{*};$

最后，根据下式对接收数据

进行相位补偿：

。

6.如权利要求1所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理装置，其特征在于，在采样频偏校正模块中，

采样频偏估计值s_l如下式所示：

，其中，P_k导频子载波，其中k_j为子载波标号，j=0,1,2,...,M；

采样频偏补偿

， ${\hat{R}}_k={\hat{Y}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}{s}_{l}k/N}.$

7.编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，其特征在于，该无线信号接收处理方法包括以下步骤：

对接收到信号r_k先经过帧检测处理后得到粗帧同步信号y_k；

对粗帧同步信号y_k进过时域小数频偏校正后得到信号y；

对粗帧同步信号y_k进行符号定时校正得到经过定时偏差校正的信号

： ${\hat{y}}_k=y_k{e}^{-j2\mathrm{\πk}\widehat{\mathrm{\σ}}};$

域小数频偏校正信号

，得到信号

：

；

对经过时域小数频偏校正后的信号y经快速傅里叶变换得到频域信号Y；

选用相邻OFDM符号中连续导频的相关累加查找最大值的方法实现整数频偏估计与补偿，归一化整数频偏的估计值满足以下式子：

$\hat{m}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max \left(\right|W\left(m\right)\left|\right)}=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{Y}_i(k+m)Y_{(i+1)}^{*}(k+m)\left|\right)$

$=\underset{m\∈(-C,C)}{\arg \max }\left(\right|\underset{k\∈P}{\mathrm{\Σ}}{S}_i(k+m)e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_i/N}{S}_{i+1}^{*}(k+m)e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{(i+1)}/N}\left|\right),$ 式中，P为OFDM符号中连续导频所在的子载波序号集，(-C,C)为移位搜索的范围；

获取OFDM符号中的导频信息R_sp；

估计残余的小数频偏；

采用接收到的同一个OFDM符号内第k₁、k₂的位置上的导频y_k1、y_k2互相关，对互相关值进行求相角运算并求平均，得到定时误差估计， $\widehat{\mathrm{\σ}}=\underset{l=1}{\overset{1-\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{N\Δ}{\mathrm{\φ}}_l}{2\mathrm{\π\Δk}}=\underset{l=1}{\overset{l=\mathrm{NP}/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N(\∠[y_{k1}{y}_{k2}^{*}\left]\right)}{2\mathrm{\π\Δk}},$ 其中Δk=k₂-k₁，NP为一个符号中连续导频子载波数目，N为每个OFDM符号的载波数，σ_l为利用第l对导频使用该算法得到的估计值；

利用连续导频子载波来进行剩余相位的估计与补偿；

利用导频信号在频域对采样频偏进行估计和校正，首先估计采样频偏所引起的相位旋转，然后再据此对每个采样值进行补偿；

采用基于离散导频的信道估计与均衡算法实现信道估计与信道均衡；以及

根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号。

8.如权利要求7所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，其特征在于，在帧检测步骤中，帧检测算法为：检测统计量M(n)可以表示为

$M\left(n\right)=\frac{{\left|c\left(n\right)\right|}^2}{{\left|p\left(n\right)\right|}^2}=\frac{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k+n)r^{*}(n+k+N)\right|}^2}{{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\right|}^2},$ 若M(n)＞TH则检测到帧起始位置即输出信号y_k，反之则没有检测到，继续检测；其中，TH为判决阙值，c(n)为接收信号和接收信号延时的互相关值，p(n)表示相应接收信号的能量，N表示OFDM符号的载波数。

9.如权利要求7所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，其特征在于，在频域小数频偏估计步骤中，对于OFDM符号中的连续导频，在k∈P时，满足S_i+1(k)=S_i(k)；若接收信号中只存在小数频偏，由此得出小数频偏的估计值

，其中，N为FFT的点数，N_G为保护间隔的载波数，∠为求反正切。

10.如权利要求9所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，其特征在于，为了增加对噪声的抵抗能力，提高计算的精确度，对OFDM符号内部的多个导频的估计值进行平均，得到相应的小数频偏：。

11.如权利要求7所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，其特征在于，在剩余频偏跟踪步骤中，剩余相位估算

满足以下式子：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_m=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_{m,n}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

$=\∠\left[\underset{n=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{m,n}{e}^{j2\mathrm{\πm\Δf}}{\left(P_{m,n}\right)}^{*}\right]$

其中，

表示接收到的第m个OFDM符号的第n个导频，P_m,n为发送端的导频，即本地已知导频，P_m,n为+4/3或-4/3；

计算补偿因子

满足以下式子：

$e^{-j{\mathrm{\φ}}_m}=e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}$

$=\frac{1}{64}\×e^{-j2\mathrm{\πm\Δf}}\×\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})$

$=\frac{1}{64}\×{\left[\underset{n=1}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{R}}_{m,n}\×P_{m,n})\right]}^{*};$

最后，根据下式对接收数据

进行相位补偿：

。

12.如权利要求7所述的编码正交频分复用的无线信号接收处理方法，其特征在于，在采样频偏校正步骤中，采样频偏估计值s_l如下式所示：

，其中，P_k导频子载波，其中k_j为子载波标号，j=0,1,2,...,M；

采样频偏补偿

， ${\hat{R}}_k={\hat{Y}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}{s}_{l}k/N}.$

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