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CN112152663A - 一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法 - Google Patents

一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法 Download PDF

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CN112152663A
CN112152663A CN202011020611.4A CN202011020611A CN112152663A CN 112152663 A CN112152663 A CN 112152663A CN 202011020611 A CN202011020611 A CN 202011020611A CN 112152663 A CN112152663 A CN 112152663A
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signal
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frequency hopping
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Abstract

本发明公开了一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，属于无线电传输和通信技术领域。该方法中，无线电波经过天线、射频信道模块、A/D变换生成数字信号，然后对数字信号进行频偏与时偏的估计以及校正，随后对校正后的数字信号进行去除循环前缀运算和FFT运算，然后去除左右保护子载波并进行解扰运算，得到无扰频域序列，接着对无扰频域序列进行信道估计，得到信道信息向量并进行信道均衡以及解调、解交织、信道译码运算，得到接收数据；最后对接收数据进行处理，输出信源数据以及跳频频率序列信息，跳频频率序列信息将反馈给射频信道模块。该方法性能可靠稳定，可以满足无线通信领域的需求。

Description

一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法
技术领域
本发明涉及无线电传输和通信技术领域，特别是指一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法。
背景技术
传统的连续波传输系统支持的用户个数少，并且由于无线电波的连续发送，隐蔽能力较弱。突发传输技术通过缩短信号在空间的停留时间，能够有效地提高通信系统的抗截获和抗干扰能力。在此基础上，系统分配不同时隙给各节点，网络中每个节点在自己的工作时隙内发射信号，这种体制具有信道利用率高，设备成本低的特点。
此外，OFDM通信系统具有抗多径干扰优点，跳频通信系统具有抗干扰抗截获的优点。通过结合突发OFDM技术以及跳频技术，将为多节点之间的通信提供一种有效的抗多径、抗截获、抗干扰的传输方式。但是，目前现有技术中还缺少这样的通信传输方法。
发明内容
有鉴于此，本发明针对现有技术的不足提供一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其性能可靠稳定，可以满足无线通信领域的需求。
为了实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：
一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其包括以下步骤：
步骤1：无线电波经过天线，生成射频模拟信号；
步骤2：射频信道模块根据跳频频率序列信息和射频模拟信号生成中频模拟信号；
步骤3：中频模拟信号经过A/D模数变换后，生成数字信号；
步骤4：捕获模块输出跳频频率序列信息给射频信道模块，对步骤3中的数字信号进行捕获，输出频偏及时间位置的估计数值；
步骤5：根据步骤4输出的频偏及时间位置的估计数值，对数字信号进行频偏校正与时偏校正，输出校正后的数字信号；
步骤6：对校正后的数字信号进行去除循环前缀运算，输出OFDM时域符号；
步骤7：对OFDM时域符号进行FFT运算，输出OFDM频域符号；
步骤8：将OFDM频域符号去除左右保护子载波，得到OFDM频域序列；
步骤9：对OFDM频域序列进行解扰运算，得到无扰频域序列；
步骤10：对无扰频域序列进行信道估计，得到信道信息向量；其中，信道估计采用最小二乘法或者最小均方误差估计方法；
步骤11：根据信道信息向量，对无扰频域序列进行信道均衡以及解调，得到均衡后的解调信号；
步骤12：对解调信号进行解交织运算，得到解交织信号；
步骤13：对解交织信号进行信道译码运算，得到接收数据；
步骤14：数据解析模块对接收数据进行处理，判断接收数据种类，输出信源数据以及跳频频率序列信息。
进一步的，步骤2中的跳频频率序列信息来自数据解析模块或者捕获模块；只有当数据解析模块没有输出跳频频率序列信息时，射频信道模块根据捕获模块的跳频频率序列信息和射频模拟信号来产生中频模拟信号；捕获模块输出跳频频率序列信息作为射频信道模块使用的初始值。
进一步的，步骤4中具体包括以下步骤：
(401)捕获模块输出跳频频率序列信息作为射频信道模块使用的初始值；
(402)对数字信号进行延迟以及共轭运算，得到延迟共轭信号；其中，延迟长度和同步段第二个部分重复字段的长度有关，是L1的正整数倍；
(403)将延迟共轭信号与数字信号进行相关运算，得到首次捕获阶段的相关信号：
Figure BDA0002700472640000031
其中，r(n)为数字信号，corr(n)为相关信号，N1为正整数，M1为重复字段的重复次数，L1是重复字段的长度；
(404)对首次捕获阶段的相关信号进行滑动累加，得到滑动累加信号slide_acc(n)：
Figure BDA0002700472640000032
其中，accLen为正整数，表示滑动累加长度；
(405)对滑动累加信号进行查找峰值，输出首次定时位置first_pos和小数频偏kδ：
first_pos＝arg max|slide_acc(n)|+1-accLen
Figure BDA0002700472640000033
其中，N为OFDM子载波个数，PL1、PL2为正整数；
(406)根据小数频偏和首次定时位置，纠正数字信号时偏及小数频偏，得到初始校正后的数字信号；
(407)从初始校正后的数字信号中将长度为L2的特定序列提取出来并将其输出；其中，长度为L2的特定序列是同步段中的第三部分；
(408)将特定序列进行FFT变换，然后分别输出到P+1个支路中去，第p条支路循环移位-P/2+p，P是偶数，得到第p条支路的频域信号branchp(k)：
Figure BDA0002700472640000034
其中，spa_seq(n)表示特定序列的时域形式；
(409)将每一个支路和本地特定序列进行相关运算，得到二次捕获阶段的相关序列Ip(k)：
Ip(k)＝branchp(k)·local(k),k＝0,1,...,N-1
其中，local(k)为本地特定序列；
(410)对二次捕获阶段的相关序列进行自相关运算，得到第p条支路的自相关数值R(p,delay)：
Figure BDA0002700472640000041
其中，delay为自相关的时间差，取正整数；
(411)比较P+1条支路的自相关幅度值，选择最大的幅度值支路，如果该幅度数值大于门限数值，则得到整数频偏数值kint以及二次定时位置second_pos：
kint＝arg max|R(p,delay)|,p＝0,1,...P
Figure BDA0002700472640000042
其中，门限数值与数字信号幅值相关；
(412)根据首次定时位置、小数频偏、整数频偏数值、二次定时位置，得到频偏及时间位置的估计数值，并将其输出。
进一步的，步骤10中信道估计的方式为：
Figure BDA0002700472640000043
其中，
Figure BDA0002700472640000044
表示最小二乘法估计的信道信息向量，
Figure BDA0002700472640000045
表示最小均方误差估计法估计的信道信息向量；式中，X表示导频信号列向量，Y表示接收到的导频信号列向量，RHH＝E(HHH)表示信道自相关矩阵，
Figure BDA0002700472640000046
表示噪声能量。
进一步的，步骤14具体包括以下步骤：
(1401)如果接收数据为前部数据则进行CRC校验，若校验错误则丢弃前部数据以及后部数据，校验正确则将跳频频率序列信息输出给射频信道模块，同时将信源数据输出；其中，解析出来的跳频频率序列信息包含了当前时隙和后面时隙的跳频信息，跳频信息包含了跳频频率的序号以及该跳频频率的驻留时间；
(1402)如果接收数据为后部数据则将该数据直接输出。
本发明与现有技术相比具有如下优点：
1.本发明采用OFDM与跳频相结合的方式来传输数据，同时具备抗干扰、抗多径、抗截获的特性。
2.本发明能够准确地解析出当前时隙和后面时隙的跳频信息，从而能够提高跳频信号的同步效率，并且满足多个用户在组网中不同传输速率的需求。
3.本发明的捕获算法性能良好，首次捕获具有低漏报概率，能够快速获取小数频偏估计和初步定时估计，二次捕获具有低虚警概率，能够快速获取整数数频偏估计和精确定时估计。两者结合能够实现快速的低漏报、低虚警概率的捕获。
附图说明
图1是本发明实施例中的捕获结构图。
图2是本发明实施例中的接收端结构图。
图3是本发明实施例中的发送端结构图。
图4是本发明实施例中的时帧与时隙结构图。
具体实施方式
参照图1和图2，一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，包括以下步骤：
步骤1：无线电波经过天线，生成射频模拟信号；
步骤2：射频信道模块根据跳频频率序列信息和射频模拟信号生成中频模拟信号；
其中，跳频频率序列信息来自数据解析模块或者捕获模块；只有当数据解析模块没有输出跳频频率序列信息时，射频信道模块根据捕获模块的跳频频率序列信息和射频模拟信号来产生中频模拟信号；捕获模块输出跳频频率序列信息作为射频信道模块使用的初始值；
步骤3：中频模拟信号经过A/D变换后，生成数字信号；
步骤4：捕获模块输出跳频频率序列信息给射频信道模块，对步骤3中的数字信号进行捕获，输出频偏及时间位置的估计数值；具体方式为：
(1)捕获模块输出跳频频率序列信息作为射频信道模块使用的初始值；
(2)对数字信号进行延迟以及共轭运算，得到延迟共轭信号；其中延迟长度和同步段第二个部分重复字段的长度有关，是L1的正整数倍；
(3)延迟共轭信号与数字信号进行相关运算，得到首次捕获阶段的相关信号corr(n)：
Figure BDA0002700472640000061
其中，r(n)为数字信号，N1为正整数，M1为重复字段的重复次数，L1是重复字段的长度；
(4)首次捕获阶段的相关信号进行滑动累加，得到滑动累加信号slide_acc(n)：
Figure BDA0002700472640000062
其中，accLen为正整数，表示滑动累加长度；
(5)对滑动累加信号进行查找峰值，输出首次定时位置first_pos和小数频偏kδ：
first_pos＝arg max|slide_acc(n)|+1-accLen
Figure BDA0002700472640000063
其中，N为OFDM子载波个数，PL1、PL2为正整数；
(6)根据小数频偏和首次定时位置，纠正数字信号时偏及小数频偏，得到初始校正后的数字信号；
(7)从初始校正后的数字信号中将长度为L2的特定序列提取出来并将其输出；其中，长度为L2的特定序列是同步段中的第三部分；
(8)将特定序列进行FFT变换，然后分别输出到P+1个支路中去，第p条支路循环移位-P/2+p，其中P是偶数：
Figure BDA0002700472640000071
其中，branchp(k)为第p条支路的频域信号，spa_seq(n)表示特定序列的时域形式；
(9)每一个支路和本地特定序列进行相关运算，得到二次捕获阶段的相关序列Ip(k)：
Ip(k)＝branchp(k)·local(k),k＝0,1,...,N-1
其中，local(k)为本地特定序列；
(10)对二次捕获阶段的相关序列进行自相关运算，得到自相关数值：
Figure BDA0002700472640000072
其中，R(p,delay)为第p条支路的自相关数值，delay为自相关的时间差，为正整数；
(11)比较P+1条支路的自相关幅度值，选择最大的幅度值支路，如果该幅度数值大于门限数值，则得到整数频偏数值kint以及二次定时位置second_pos：
kint＝arg max|R(p,delay)|,p＝0,1,...P
Figure BDA0002700472640000073
其中，门限数值与数字信号幅值相关；
(12)根据首次定时位置、小数频偏、整数频偏数值、二次定时位置，得到频偏及时间位置的估计数值，并将其输出；
步骤5：根据步骤4输出的频偏及时间位置的估计数值，对数字信号进行频偏校正与时偏校正，输出校正后的数字信号；
步骤6：校正后数字信号进行去除循环前缀运算，输出OFDM时域符号；
步骤7：OFDM时域符号进行FFT运算，输出OFDM频域符号；
步骤8：OFDM频域符号去除左右保护子载波，得到OFDM频域序列；
步骤9：OFDM频域序列进行解扰运算，得到无扰频域序列；
步骤10：无扰频域序列进行信道估计，得到信道信息向量；其中，信道估计算法采用最小二乘法算法或者最小均方误差估计算法：
Figure BDA0002700472640000081
Figure BDA0002700472640000082
其中，
Figure BDA0002700472640000083
表示小二乘法算法估计的信道信息向量，
Figure BDA0002700472640000084
表示最小均方误差估计算法估计的信道信息向量；X表示导频信号列向量，Y表示接收到的导频信号列向量，RHH＝E(HHH)表示信道自相关矩阵，
Figure BDA0002700472640000085
表示噪声能量；
步骤11：根据信道信息向量，对无扰频域序列进行信道均衡以及解调，得到均衡后的解调信号；
步骤12：解调信号进行解交织运算，得到解交织信号；
步骤13：解交织信号进行信道译码运算，得到接收数据；
步骤14：数据解析模块对接收数据进行处理，判断接收数据种类，输出信源数据以及跳频频率序列信息；
(1)如果接收数据为前部数据则进行CRC校验；
若CRC检验错误则丢弃前部数据以及后部数据；CRC检验正确则将跳频频率序列信息输出给射频信道模块，同时将信源数据输出；其中，解析出来的跳频频率序列信息包含了当前时隙和后面时隙的跳频信息，跳频信息包含了跳频频率的序号以及该跳频频率的驻留时间；
(2)如果接收数据为后部数据则将该数据直接输出。
参照图3和4，与上述接收方法相对应，发射端采用的发射方法如下：
步骤1：在跳频频率信息控制器输出的跳频频率序列信息后面添加CRC校验信息，产生跳频字段；其中跳频频率序列信息包含了当前时隙和后面时隙的跳频信息，跳频信息包含了跳频频率的序号以及该跳频频率的驻留时间；其中跳频频率信息控制器通过成帧控制器的同步信号来进行控制；
步骤2：对跳频字段进行信道编码，并在后面添加信源数据，合并之后得到前部数据；其中信源输出的数据长度由成帧控制器决定；
步骤3：前部数据依次进行信道编码和交织处理，得到前部交织信号；
步骤4：对前部交织信号进行调制，得到前部调制信号；
步骤5：将前部调制数据进行分段，每个分段的长度为Lseg，每一个分段称为分段调制数据，共得到Frontseg个分段调制数据，称为前段调制数据序列，要求步骤4中的前部调制信号的长度为Lseg×Frontseg；
步骤6：对步骤5中的每一个分段调制数据进行导频插入操作，得到前部频域符号，前段调制数据序列共得到Frontseg个前部频域符号，称为前部频域符号序列；
步骤7：将前部频域符号进行加扰，然后再映射到OFDM频域符号的有效位置上，然后进行IFFT运算，前部频域符号序列共得到Frontseg个前部OFDM时域符号，称为前部OFDM时域符号序列；其中IFFT运算的长度即为子载波的总数为N，N＝2n，n为正整数；其中有效位置不包含直流子载波位置、最高正频率附近的子载波位置、最低负频率附近的子载波位置；
步骤8：在步骤7的前部OFDM时域符号序列的前面插入同步字段，得到同步段突发信号；进一步的，其中同步字段分为三个部分，第一个部分为保护字段，其长度大于射频AGC建立时间，第二个部分为M1个长度为L1的重复字段，第三部分为长度为L2的特定序列；M1、L1、L2为正整数；其中在同步段突发信号持续时间内跳频频率保持不变；
步骤9：信源继续输出数据，得到后部数据；其中信源输出的数据长度由成帧控制器决定；
步骤10：后部数据依次进行信道编码和交织处理，得到后部交织信号；
步骤11：对后部交织信号进行调制，得到后部调制信号；
步骤12：将后部调制数据进行分段，每个分段的长度为Lseg，每一个分段称为分段调制数据，共得到Backseg个分段调制数据，称为后部调制数据序列；要求步骤11中的后部调制信号的长度为Lseg×Backseg；
步骤13：对步骤12中的每一个分段调制数据进行导频插入操作，得到后部频域符号，后部调制数据序列共得到Backseg个前部频域符号，称为后部频域符号序列；
步骤14：将后部频域符号进行加扰，然后再映射到OFDM频域符号的有效位置上，然后进行IFFT运算，后部频域符号序列共得到Backseg个后部OFDM时域符号，称为后部OFDM时域符号序列；其中IFFT运算的长度即为子载波的总数为N，N＝2n，n为正整数；其中有效位置不包含直流子载波位置、最高正频率附近的子载波位置、最低负频率附近的子载波位置；
步骤15：根据跳频频率序列信息中的跳频频率驻留时间，将步骤14中的后部OFDM时域符号序列依次抽取相应长度的OFDM时域符号，然后在这些OFDM时域符号的前面插入跳频保护间隔，形成跳频时域符号，这些跳频时域符号称为数据段突发信号；其中跳频保护间隔时间要求不少于信道设备的频率捷变时间；
举例而言，当前时隙的跳频频率驻留时间序列为(k1,k2,k3,...)，则从后部OFDM时域符号序列中分别抽取前k1个OFDM时域符号，在这k1个OFDM时域符号的前面和后面插入跳频保护间隔，组成第一个跳频时域符号；再抽取后续的k2个OFDM时域符号，在这k2个OFDM时域符号的前面和后面插入跳频保护间隔，组成第二个跳频时域符号，以此类推直至本时隙完成，参数k1，k2，k3为正整数。
步骤16：成帧控制器在同步段突发信号后面插入解调保护间隔，然后添加数据段突发信号，得到时隙信号；其中解调保护间隔不少于接收端解调同步段突发信号的时间；其中成帧控制器控制时隙与时帧的参数，具体包括时隙长度、时隙保护间隔长度、时帧长度。
步骤17：时隙信号经过DA变换，得到模拟突发信号；
步骤18：射频信道模块根据模拟突发信号以及跳频频率序列信息，产生跳频信号，并将其通过天线传输出去；其中跳频频率序列信息由跳频频率信息控制器产生。
总之，本接收方法中，无线电波经过天线、射频信道模块、A/D变换生成数字信号，然后对数字信号进行频偏与时偏的估计以及校正，随后对校正后的数字信号进行去除循环前缀运算和FFT运算，然后去除左右保护子载波并进行解扰运算，得到无扰频域序列，接着对无扰频域序列进行信道估计，得到信道信息向量并进行信道均衡以及解调、解交织、信道译码运算，得到接收数据；最后对接收数据进行处理，输出信源数据以及跳频频率序列信息，跳频频率序列信息将反馈给射频信道模块。该方法性能可靠稳定，可以满足无线通信领域的需求。

Claims (5)

1.一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：无线电波经过天线，生成射频模拟信号；
步骤2：射频信道模块根据跳频频率序列信息和射频模拟信号生成中频模拟信号；
步骤3：中频模拟信号经过A/D模数变换后，生成数字信号；
步骤4：捕获模块输出跳频频率序列信息给射频信道模块，对步骤3中的数字信号进行捕获，输出频偏及时间位置的估计数值；
步骤5：根据步骤4输出的频偏及时间位置的估计数值，对数字信号进行频偏校正与时偏校正，输出校正后的数字信号；
步骤6：对校正后的数字信号进行去除循环前缀运算，输出OFDM时域符号；
步骤7：对OFDM时域符号进行FFT运算，输出OFDM频域符号；
步骤8：将OFDM频域符号去除左右保护子载波，得到OFDM频域序列；
步骤9：对OFDM频域序列进行解扰运算，得到无扰频域序列；
步骤10：对无扰频域序列进行信道估计，得到信道信息向量；其中，信道估计采用最小二乘法或者最小均方误差估计方法；
步骤11：根据信道信息向量，对无扰频域序列进行信道均衡以及解调，得到均衡后的解调信号；
步骤12：对解调信号进行解交织运算，得到解交织信号；
步骤13：对解交织信号进行信道译码运算，得到接收数据；
步骤14：数据解析模块对接收数据进行处理，判断接收数据种类，输出信源数据以及跳频频率序列信息。
2.根据权利要求1所述的一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其特征在于，步骤2中的跳频频率序列信息来自数据解析模块或者捕获模块；只有当数据解析模块没有输出跳频频率序列信息时，射频信道模块根据捕获模块的跳频频率序列信息和射频模拟信号来产生中频模拟信号；捕获模块输出跳频频率序列信息作为射频信道模块使用的初始值。
3.根据权利要求1所述的一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其特征在于，步骤4中具体包括以下步骤：
(401)捕获模块输出跳频频率序列信息作为射频信道模块使用的初始值；
(402)对数字信号进行延迟以及共轭运算，得到延迟共轭信号；其中，延迟长度和同步段第二个部分重复字段的长度有关，是L1的正整数倍；
(403)将延迟共轭信号与数字信号进行相关运算，得到首次捕获阶段的相关信号：
(404)对首次捕获阶段的相关信号进行滑动累加，得到滑动累加信号；
(405)对滑动累加信号进行查找峰值，输出首次定时位置和小数频偏；
(406)根据小数频偏和首次定时位置，纠正数字信号时偏及小数频偏，得到初始校正后的数字信号；
(407)从初始校正后的数字信号中将长度为L2的特定序列提取出来并将其输出；其中，长度为L2的特定序列是同步段中的第三部分；
(408)将特定序列进行FFT变换，然后分别输出到P+1个支路中去，第p条支路循环移位-P/2+p，P是偶数，得到第p条支路的频域信号；
(409)将每一个支路和本地特定序列进行相关运算，得到二次捕获阶段的相关序列；
(410)对二次捕获阶段的相关序列进行自相关运算，得到第p条支路的自相关数值；
(411)比较P+1条支路的自相关幅度值，选择最大的幅度值支路，如果该幅度数值大于门限数值，则得到整数频偏数值以及二次定时位置；
(412)根据首次定时位置、小数频偏、整数频偏数值、二次定时位置，得到频偏及时间位置的估计数值，并将其输出。
4.根据权利要求1所述的一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其特征在于，步骤10中信道估计的方式为：
Figure FDA0002700472630000031
或
Figure FDA0002700472630000032
其中，
Figure FDA0002700472630000033
表示最小二乘法估计的信道信息向量，
Figure FDA0002700472630000034
表示最小均方误差估计法估计的信道信息向量；式中，X表示导频信号列向量，Y表示接收到的导频信号列向量，RHH＝E(HHH)表示信道自相关矩阵，
Figure FDA0002700472630000035
表示噪声能量。
5.根据权利要求1所述的一种基于时分多址的抗多径抗干扰信号接收方法，其特征在于，步骤14具体包括以下步骤：
(1401)如果接收数据为前部数据则进行CRC校验，若校验错误则丢弃前部数据以及后部数据，校验正确则将跳频频率序列信息输出给射频信道模块，同时将信源数据输出；其中，解析出来的跳频频率序列信息包含了当前时隙和后面时隙的跳频信息，跳频信息包含了跳频频率的序号以及该跳频频率的驻留时间；
(1402)如果接收数据为后部数据则将该数据直接输出。
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