CN1109401C

CN1109401C - 多级功率放大器的偏置电路及其偏置方法

Info

Publication number: CN1109401C
Application number: CN99126708A
Authority: CN
Inventors: 长明健一郎; 森一富; 井上晃; 奥田敏雄
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-05-20
Filing date: 1999-12-14
Publication date: 2003-05-21
Anticipated expiration: 2019-12-14
Also published as: JP2000332542A; FR2793969A1; CN1274989A; US6236266B1; DE10000486A1; DE10000486B4; FR2793969B1

Abstract

提供能够抑制由进行高频信号功率放大的HBT构成的多级功率放大器中输出功率降低时的Rx噪声增加的多级功率放大器的偏置电路及其偏置供给方法。对于构成功率放大器2的第一级放大器的HBT11a，把从外部控制电路17输入的信号Vapc输出到基极，在构成功率放大器2的其它放大器的各HBT11b以及11c的各基极上，从由信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22b以及22c供给偏置电流。

Description

多级功率放大器的偏置电路及其偏置方法

本发明涉及在便携电话等中使用的高频功率放大器，特别是涉及用HBT(heterojunction bipolar transistor)构成的多级功率放大器的偏置电路及其偏置供给方法。

在便携电话等移动通信用的功率放大器中使用的元件，代替以往的GaAsFET和GaAsHEMT，正在开始使用以单一电源进行动作的HBT。GaAsFET和GaAsHEMT需要在栅极上加入负电压，因而在便携电话机内部需要装入负电压发生器。与此不同，HBT与以往的FET相比较，不需要负的栅极偏置电压，能够进行单一电源动作，与Si-MOSFET一样，在漏极一侧即使没有模拟开关也能够进行NO/OFF动作，进而，在输出功率密度高，获得规定的输出功率的情况下，与FET功率放大器相比还具有能够小型化的优点。因而，期待作为今后移动通信用的功率元件。

与FET不同，HBT是电流驱动型元件，如像作为欧洲的移动通信系统的GSM(Global System for Mobile Communications)那样为了得到2W～4W的高输出，需要供给数10～100mA左右的基极电流。然而，保证标准的CMOS中特定输出电压的输出电流值是数mA以下，因此难以从标准的Si-CMOSLSI直接得到这样大的基极电流。为此，HBT功率放大器中具有用于供给HBT的基极电流的偏置电路。另外，在以GSM为代表的众多系统中，便携电话机要求输出功率的控制，因此在偏置电路中还要求具有输出功率调整功能。

图8是示出3级HBT功率放大器中的偏置电路的以往例的电路图。图8中，晶体管TrA1～TrA6是HBT，根据从Si-CMOS逻辑电路例如DA变换器(未图示)等输入的信号Vapc在对应的功率放大用HBT上进行偏置的供给。另外，通过晶体管TrA2、TrA4、TrA6，根据相对应的功率放大用HBT的温度系数，能够补偿基极-发射极间电压Vbe的变化。这样，图8中所示的偏置电路能够使用HBT工艺同时形成高频功率放大器和偏置电路，即能够进行集成化，能够通过Si-CMOS逻辑电路的输出电压进行输出控制。

另一方面，当前，在众多的移动通信系统中，使用不同频带进行基站与终端(手机)之间的通信。例如，在日本国内作为900MHz频带的移动通信方式的PDG(Personal Digital Cellular)中，从终端向基站使用940MHz～956MHz，从基站向终端使用810MHz～826MHz。另外，在作为欧洲的900频带移动通信系统的GSM900中，从终端向基站使用880MHz～915MHz，从基站向终端使用935MHz～970MHz。

然而，在发射频带与接收频带不同的通信系统中，在接收频带中发生的噪声(以下称为Rx噪声)在接收时由于对于终端的功率放大器带来恶劣影响，因此需要降低该Rx噪声。图9示出了使用HBT的功率放大器中的Rx噪声的特性。从图9中可知，在使来自功率放大器的输出功率(Pout)降低时，例如在Vapc＝2.1V附近将增加Rx噪声。另外，Rx噪声在功率放大器中仅输入了发射频带微波(915MHz)的状态下，用功率放大器中的该发射频带下的输出功率与接收频带(935MHz)下的输出功率之比定义。

Rx噪声的增加是仅在功率放大用HBT中产生的特殊现象。图10示出了对于用HBT构成的1级功率放大器中的偏置电压在发射频带与接收频带下的增益变化。另外，在1级功率放大器中从测定精度问题出发由于难以进行与3级功率放大器相同方法下的Rx噪声测定，因此图10在1级功率放大器中同时输入发射频带下的合成器的微波输出和从接收频带下的NF测定用的Rx噪声源输出的Rx噪声，同时测定发射频带下的输出与接收频带下的Rx噪声表示为增益。另外，不使用偏置电路而通过外部的恒定电压源供给偏置。

图10中，在功率放大用HBT成为动作状态的基极电压Vb以1.35V时为基准的情况下，功率放大器的输出降低时(Vb＜1.35V)，发射频带下的增益Gain(Tx)随着基极电压的降低而单调减少。然而，接收频带下的增益Gain(Rx)对于基极电压的降低显示出具有峰值的特殊特性。由于用发射频带下的输出与接收频带下的输出之比定义Rx噪声，因此发明者认为这样的增益特性的原因是Rx噪声增加。这样，在均匀地向多级功率放大器的各级功率放大用HBT供给偏置的情况下，存在着各级中的Rx噪声增加被放大输出这样的问题。

本发明是为解决上述这样的问题而作出的，目的在于获得可以抑制由进行高频信号的功率放大的HBT构成的多级功率放大器中输出功率减少时的Rx噪声增加的多级功率放大器的偏置电路及其偏置供给方法。

本发明的方案1的一种用于多级功率放大器的偏置电路，该多级功率放大器包括连接在第一和第二功率放大级中的多个功率放大用HBT，所述偏置电路响应由一控制电路加于该偏置电路的控制信号，偏置所述第一和第二放大级，该偏置电路包括：仅当控制信号超过第一阈值时才对第一级功率放大用HBT供给第一偏置电流的第1偏置供给装置；仅当控制电路提供的控制信号超过大于第一阈值的第二阈值时才对第2级功率放大用HBT供给第二偏置电流的第2偏置供给装置。

本发明方案2的偏置电路在方案1中，上述第1偏置供给装置直接利用来自上述控制电路的控制信号向第一级功率放大用HBT供给第一偏置电流。

另外，本发明方案3的一种用于多级功率放大器的偏置电路，该多级功率放大器包括连接在第一和第二功率放大级中的多个功率放大用HBT，所述偏置电路响应由一控制电路加于该偏置电路的控制信号，偏置所述第一和第二放大级，该偏置电路包括：生成并向第一级功率放大用HBT提供作为第一偏压的一恒定电压的第1偏置供给装置响应所述控制电路施加的控制信号，向第二级功率放大用HBT提供第二偏置的第2偏置供给装置。

另外，本发明方案4的偏置电路在方案3中，上述第1偏置供给装置包括一稳压电路，用于在从外部电源向其供给恒定电压时输出恒定电压。

本发明方案5的用于根据来自控制电路的控制信号向包括多个功率放大用HBT的多级功率放大器提供偏置的偏置电路的偏置供给方法，包括下列步骤：向第一级功率放大用HBT供给特定的偏置；根据来自上述控制电路的控制信号控制对第2级及其以后的各级功率放大用HBT的偏置供给进行控制。

本发明方案6的偏置供给方法在方案5中，来自上述控制电路的控制信号作为偏置被供给所述第一级功率放大用HBT。

本发明方案7的偏置供给方法在方案5中，生成并向所述第一级功率放大用HBT提供特定的恒定电压。

图1是示出应用本发明实施形态1中的偏置电路的高频功率放大器的概略电路图。

图2示出了图1的偏置电路3的电路例。

图3示出了图2所示的偏置电路3的各输出与信号Vapc的关系例。

图4示出了图1所示的高频功率放大器1对于信号Vapc的输出功率特性与Rx噪声的特性。

图5示出从外部独立地向图1的HBT11a供给偏置电流进行Rx噪声测定的结果。

图6是示出了本发明实施形态2中的偏置电路例的电路图。

图7示出使用了图6的偏置电路33时对于信号Vapc的输出功率特性与Rx噪声的特性。

图8示出了3级HBT功率放大器中的偏置电路的以往例。

图9示出使用了HBT的功率放大器中的Rx噪声的特性。

图10示出了对于由HBT构成的1级功率放大器中的偏置电压在发射频带与接收频带下的增益变化。

发明的实施形态

其次，根据附图所示的实施形态，详细地说明本发明。

实施形态1

图1是示出了应用本发明实施形态1中的偏置电路的高频功率放大器例的概略电路图。另外，图1中以GSM900用的多级功率放大器为例进行说明。

图1中，高频功率放大器1由用HBT构成的GSM900用多级功率放大器2和在该多级功率放大器2上供给偏置的偏置电路3构成。

功率放大器2用功率放大器HBT11a～11c、输入匹配电路12，级间匹配电路13a、13b，反馈电路14a～14c，选择偏置电路15a～15c，输出匹配电路16以及HBT11a～11c的基极电阻Ra～Rc形成。HBT11a进行从输入端子IN经过输入匹配电路12输入的高频信号的功率放大，HBT11b进行由HBT11a放大后经过级间匹配电路13a输入的高频信号的放大。

另外，HBT11c进行由HBT11b放大后经过级间匹配电路13b输入的高频信号的放大，该被放大了的高频信号经过输出匹配电路16从输出端子OUT输出。这时在HBT11a～11c的各个基极上分别从偏置电路3供给偏置。偏置电路3根据从Si-CMOS逻辑电路例如具有DA变换器等的控制电路输入的信号Vapc在对应的功率放大用各HBT11a～11c的基极上分别进行偏置的供给。

图2是示出了图1的偏置电路3一例的电路图。

图2中，偏置电路3由电阻21以及根据来自控制电路17的信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22b、22c形成。输入信号Vapc的Vapc端子经过电阻21连接在构成功率放大器2的第一级放大器的HBT11a的基极，对于第一级放大器的偏置电路构成为电流驱动型电路。恒定电压电路22b在构成功率放大器2的第2级放大器的HBT11b的基极上供给偏置，恒定电压电路22c在构成功率放大器2的最末级放大器的HBT11c的基极上供给偏置。

恒定电压电路22b用HBT24b、25b以及电阻26b～28b形成，电阻26b构成HBT24b的基极电阻，电阻27b构成HBT25b的基极电阻。在HBT24b中，集电极连接在施加了预定的直流电源电压的电源端子Vcc上，发射极连接在HBT25b的集电极上，该连接部分经过电阻28b连接功率放大器2的HBT11b的基极。进而，HBT24b的基极经过电阻26b连接到Vapc端子。另外，在HBT25b中，基极经过电阻27b连接到集电极，发射极接地。另外，使用HBT25b能够根据功率放大器2中的HBT11b的温度系数补偿基极-发射极间电压Vbe的变化。

同样，恒定电压电路22c用HBT24c、25c以及电阻26c、27c形成，电阻26c构成HBT24c的基极电阻，电阻27c构成HBT25c的基极电阻。在HBT24c中，集电极连接到电源端子Vcc，发射极连接到HBT25c的集电极，该连接部分经过电阻28c连接功率放大器2的HBT11c的基极。进而，HBT24c的基极经过电阻26c连接到Vapc端子。另外，在HBT25c中，基极经过电阻27c连接到集电极，发射极接地。使用HBT25c，能够根据功率放大器2中的HBT11c的温度系数补偿基极-发射极间电压Vbe的变化。

在这样的结构中，在功率放大器2的第一级功率放大用HBT11a的基极上，经过电阻21输入被输入到偏置电路3的信号Vapc，供给偏置电流。另外，在功率放大用HBT11b的基极上从根据信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22b，在功率放大用HBT11c的基极上从根据信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22c分别供给偏置电流。

图3示出偏置电路3的各输出与信号Vapc的关系，图3(a)示出偏置电路3的各输出电流Ia～Ic与信号Vapc的关系，图3(b)示出偏置电路3的各输出电压与信号Vapc的关系。另外，图3中，把对于HBT11a的基极的输出电流记为Ia，输出电压记为Va，把对于HBT11b的基极的输出电流记为Ib，输出电压记为Vb，把对于HBT11c的基极的输出电流记为Ic，输出电压记为Vc。另外，Vbe表示HBT24b、25b、24c、25c的各阈值电压(大约1.35V)。

图3中，在信号Vapc≥2Vbe的情况下，偏置电路3对于功率放大器2向所有的功率放大用HBT11a～11c供给偏置电流使得进行AB类动作。另一方面，如果Vapc＜2Vbe，则由于在构成第一级放大器的HBT11a中供给基极电流进行AB类动作，而在构成第2级放大器的HBT11b以及构成最末级放大器的HBT11c的基极上不供给偏置电流，进行C类动作因此减少输出。

图4示出图1到图3所示的高频功率放大器1对于信号Vapc的输出功率(Pout)特性和Rx噪声特性。图4中，与示出以往情况的图11相比较，可知以往Rx噪声的最大值为-73dBc(Vapc＝2.1V时)，而本实施例中Rx噪声的最大值减少到-82.5dBc(Vapc＝1.9V时)。另外，还可知Rx噪声与接收频带下的增益Gain(Rx)示出相同的特性。

发明者认为这样用HBT构成的多级功率放大器中的输出功率下降时的Rx噪声增加是由于输出功率降低时(Vb＜1.35V)的增益特性引起的。如以往那样，在把对多级功率放大器中各放大级的偏置作为对应于控制用Si-CMOSLSI的输出的基极电压一起供给的情况下，各放大级中的Rx噪声相加后输出。而在本实施形态中由于通过从控制用Si-CMOSLSI的输出对放大级供给不同的基极电压，因此不发生Rx噪声的相加，可以在抑制Rx噪声增加的同时使输出功率降低。这时，为了进行输出功率降低时的低功耗电流化，可以从后级一侧的放大器降低基极电压。

图5示出不是从偏置电路3而从外部电源仅向构成功率放大器2的第一级放大器的HBT11a独立地供给偏置电流，进行Rx噪声测定的结果。如从图5所知，在把第一级放大器的偏置电压取为1.0V的情况下，发现了Rx噪声的增加，而在把偏置电压取为1.2V以及1.35V的情况下，没有发现Rx噪声的增加。这样，从图5还可知通过在多级功率放大器的第一级和第2级以后的放大器中改变偏置的供给方法可以使Rx噪声降低。

这样，本发明实施形态1中的偏置电路成为仅对于构成功率放大器2的第一级放大器的HBT11a，把从控制电路17输入的信号Vapc输出到基极，而在构成功率放大器2的其它放大器的各HBT11b以及11c的各基极上，从根据信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22b以及22c供给偏置电流。由此，能够减少功率放大器2的输出功率降低时的Rx噪声。

实施形态2

在实施形态1中，是在第一级的功率放大用HBT的基极上输入信号Vapc，然而也可以在第一级的功率放大用HBT的基极上供给与信号Vapc无关的长时恒定的电压，在第2级以及最末级的各功率放大用HBT的基极上从根据信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路28b以及28c供给偏置电流，把这样的结构作为本发明的实施形态2。

图6是示出了本发明实施形态2中的偏置电路一例的电路图。另外，示出了应用图6所示的偏置电路的高频功率放大器例的概略电路图由于除去改变偏置电路的符号以外与图1相同因此省略，参照图1的同时进行图6的说明。另外，图6中，与图2相同的部分用相同的符号表示，在这里省略其说明而仅说明与图2的不同点。

图6中与图2的不同点在于代替图2的电阻21，设立对于构成功率放大器2的第一级放大器的HBT11a供给与信号Vapc无关的恒定电压的偏置的恒定电压电路35，由此把图2的偏置电路3作为偏置电路33。

图6中，偏置电路33由在Vdrive端子上从Si-CMOS逻辑电路例如具有DA变换器等的控制电路37输入恒定电压Vdrive期间输出预定恒定电压的恒定电压电路35，根据从控制电路37输入到Vapc端子的信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22b、22c形成。恒定电压电路35给构成功率放大器的第一级放大器的HBT11a的基极上供给偏置。

恒定电压电路35由HBT41、42以及电阻43～46形成，电阻43作为HBT41的基极电阻，电阻44作为HBT42的基极电阻。在HBT41中，集电极连接到电源端子Vcc，发射机经过电阻44连接到HBT42的基极，同时经过电阻45接地，进而经过电阻46连接到功率放大器2的HBT11a的基极。HBT41的基极经过电阻43连接到Vdrive端子。另外，在HBT42中，集电极连接到Vdrive端子，发射极接地。

在这样的结构中，在功率放大器2的第一级功率放大用HBT11a的基极上从恒定电压电路35供给偏置电流。这里，在把来自控制电路37的预定恒定电压直接施加到HBT11a的基极的情况下，由于相对于HBT11a基极电流的变动基极电压也发生变动，因此采用借助恒定电压电路35在HBT11a的基极上施加恒定电压的结构。

图7示出应用了图6所示的偏置电路33时的高频功率放大器1对于信号Vapc的输出功率(Pout)特性和Rx噪声特性。图7中，与示出以往情况的图11相比较，以往Rx噪声的最大值为-73dBc(Vapc＝2.1V时)，而本实施形态中Rx噪声的最大值减少到-89.3dBc(Vapc＝2.1V时)。

另外，本实施形态2中，以恒定电压Vdrive以及信号Vapc从相同的控制电路供给的情况为例进行了说明，然而也可以从不同的外部电路分别进行输入。

这样，本实施形态2中的偏置电路仅对于构成功率放大器2的第一级放大器的HBT11a从恒定电压电路35供给与信号Vapc无关的恒定电压的偏置，在构成功率放大器2的其它放大器的各HBT11b以及11c的各基极上，从根据信号Vapc进行动作控制的恒定电压电路22b以及22c供给偏置电流。由此，能够进一步减少功率放大器2输出功率降低时的Rx噪声。

另外，在上述实施形态1以及实施形态2中，以用HBT构成偏置电路的情况为进行了说明，然而本发明并不限定于此，也可以使用Si-MOSFET和Si-双极型晶体管等其它晶体管形成偏置电路。另外，在实施形态1以及实施形态2中以便携电话终端使用的高频功率放大器为例进行了说明，然而在其它用途的放大器中也相同。另外，在具有多个外部控制电路(Si-CMOS电路)的输出时，对于偏置电路进行偏置控制使得从功率放大2器的最末级顺序降低输出，能够更进一步谋求Rx噪声降低，这一点是十分明显的。

方案1的偏置电路仅对于功率放大器的第一级功率放大用HBT的基极供给预定的偏置，在第2级以后的各功率放大用HBT的各个基极上，供给对应于来自控制电路的控制信号的偏置。由此，能够减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

方案2的偏置电路具体地讲在方案1中，上述第1偏置装置对于第一级功率放大用HBT把来自控制电路的控制信号作为偏置进行供给。因此，不设置对于第一级功率放大用HBT的特定偏置电路，能够减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

方案3的偏置电路具体地讲在方案1中，第1偏置供给装置对于第一级功率放大用HBT生成预定的恒定电压进行供给。由此，能够进一步减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

方案4的偏置电路具体地讲在方案3中，第1偏置供给装置构成为如果从外部被供给预定的恒定电压则输出预定的恒定电压的恒定电压电路。由此，能够以简单的电路结构，对于第一级功率放大用HBT的基极电流的变化也稳定地输出预定的恒定电压，同时，能够进一步减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

方案5的偏置供给方法仅对于功率放大器的第一级功率放大用HBT的基极供给预定的偏置，在第2级以后的各功率放大用HBT的各基极上，供给对应于来自控制电路的控制信号的偏置。由此，能够减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

方案6的偏置供给方法具体地讲在方案5中，对于第一级功率放大用HBT把来自控制电路的控制信号作为偏置进行供给。由此，不生成对于第一级功率放大用HBT的特定偏置，能够减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

方案7的偏置供给方法具体地讲在方案5中，对于第一级功率放大用HBT生成预定的恒定电压进行供给。由此，能够进一步减少功率放大器的输出功率降低时的Rx噪声。

Claims

1.一种用于多级功率放大器的偏置电路，该多级功率放大器包括连接在第一和第二功率放大级中的多个功率放大用HBT，所述偏置电路响应由一控制电路加于该偏置电路的控制信号，偏置所述第一和第二放大级，该偏置电路包括：

仅当控制信号超过第一阈值时才对第一级功率放大用HBT供给第一偏置电流的第1偏置供给装置；

仅当控制电路提供的控制信号超过大于第一阈值的第二阈值时才对第2级功率放大用HBT供给第二偏置电流的第2偏置供给装置。

2.如权利要求1所述的偏置电路，特征在于：

上述第1偏置供给装置直接利用来自上述控制电路的控制信号向第一级功率放大用HBT供给第一偏置电流。

3.一种用于多级功率放大器的偏置电路，该多级功率放大器包括连接在第一和第二功率放大级中的多个功率放大用HBT，所述偏置电路响应由一控制电路加于该偏置电路的控制信号，偏置所述第一和第二放大级，该偏置电路包括：

生成并向第一级功率放大用HBT提供作为第一偏压的一恒定电压的第1偏置供给装置；

响应所述控制电路施加的控制信号，向第二级功率放大用HBT提供第二偏置的第2偏置供给装置。

4.如权利要求3所述的偏置电路，特征在于：

上述第1偏置供给装置包括一稳压电路，用于在从外部电源向其供给恒定电压时输出恒定电压。

5.用于根据来自控制电路的控制信号向包括多个功率放大用HBT的多级功率放大器提供偏置的偏置电路的偏置供给方法，包括下列步骤：

向第一级功率放大用HBT供给特定的偏置；

根据来自上述控制电路的控制信号控制对第2级及其以后的各级功率放大用HBT的偏置供给进行控制。

6.如权利要求5所述的偏置供给方法，特征在于：

来自上述控制电路的控制信号作为偏置被供给所述第一级功率放大用HBT。

7.如权利要求5所述的偏置供给方法，特征在于：

生成并向所述第一级功率放大用HBT提供特定的恒定电压。