CN110690843A - 电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

提供一种小型且低成本的电动机驱动装置，该电动机驱动装置无需设置2个浪涌电压抑制电路就能够减少施加于电动机的共模浪涌电压。电动机驱动装置(10)具备：PWM整流器(21)，其将三相交流电力变换为直流电力后输出；以及PWM逆变器(23)，其将从该PWM整流器(21)输出的直流电力变换为三相交流电力后供给到电动机(14)，该电动机驱动装置(10)利用连接于PWM整流器(21)的三相交流输入侧与直流输出侧之间的共模浪涌电压抑制装置(30)，来抑制施加于电动机(14)的浪涌电压。

Description

电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及一种应用于逆变器驱动电动机系统的电动机驱动装置，该逆变器驱动电动机系统利用整流器将交流变换为直流后供给到逆变器，利用该逆变器来驱动电动机。

背景技术

在由逆变器进行驱动的电动机驱动装置中，存在电动机被施加大的浪涌电压而导致因绝缘击穿引起的破损/烧损的情况。特别是，当设为将利用脉宽调制(下面称为PWM)信号进行控制的PWM整流器与同样地利用PWM信号进行控制的PWM逆变器进行组合来使用的系统结构时，电动机被施加更大的浪涌电压。

导致电动机破损的浪涌电压被分类为常模(normal mode)浪涌电压和共模(common mode)浪涌电压，其中，常模浪涌电压是致使电动机绕组的线材之间的绝缘击穿的常模成分，共模浪涌电压是致使电动机绕组与框架之间的绝缘击穿的共模成分。

常模浪涌电压是依赖于PWM逆变器的开关速度、开关模式(switching pattern)而产生的。

与此相对，共模浪涌电压是前述的常模浪涌电压、PWM逆变器所产生的共模电压变动、PWM整流器所产生的共模电压变动这3者之和。

也就是说，当将PWM整流器包括在内地构建逆变器驱动电动机系统时，共模浪涌电压变得更大。

提出了各种用于减少该浪涌电压的应对设备。例如，在专利文献1所记载的现有技术中，在逆变器与作为负载的电动机之间的电动机布线上连接有浪涌电压抑制电路。关于该浪涌电压抑制电路，在逆变器的输出线上分别配置有电抗器，一端连接于这些电抗器与感应电动机之间的电容器的另一端与逆变器的输入侧的负侧直流布线连接，在电容器的连接点与感应电动机之间连接有二极管桥电路，该二极管桥电路的直流输出侧与逆变器的正负的直流布线连接。

通过该浪涌电压抑制电路来减少在逆变器中产生的常模浪涌电压。此时，对于共模浪涌电压也发挥一些减少效果，共模浪涌电压也减少了常模浪涌电压的减少量。

与此相对，还提出了很多用于减少常模浪涌电压和共模浪涌电压这两方的应对设备。例如，在专利文献2所记载的现有技术中，在逆变器与电动机之间连接有由电抗器和电容器构成的第一浪涌电压抑制电路，在PWM整流器的输入侧连接有由电抗器和电容器构成的第二浪涌电压抑制电路。

第一浪涌电压抑制电路去除了专利文献1所记载的现有技术中记载的二极管桥电路而仅由电抗器和电容器构成。

第二浪涌电压抑制电路由电抗器和电容器构成，其中，电抗器分别连接于PWM整流器的输入端，电容器的一端连接在这些电抗器与交流电源之间，电容器的另一端彼此连接后与PWM整流器的输出侧的负极端子连接。

因而，通过第一浪涌电压抑制电路，减少了常模浪涌电压和因逆变器引起的共模电压变动，通过第二浪涌电压抑制电路，减少了因PWM整流器引起的共模电压变动。作为结果，能够大幅减少常模浪涌电压和共模浪涌电压这两方。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2004-320888号公报

专利文献2：日本特开平9-294381号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，为了针对专利文献1所记载的现有技术还减少共模浪涌电压，成为如专利文献2所记载的现有技术那样设置第一浪涌电压抑制电路和第二浪涌电压抑制电路的复杂的电路结构，成为应对设备的大型化、成本增大的原因。另外，在专利文献2所记载的现有技术中，第一浪涌电压抑制电路和第二浪涌电压抑制电路分别与连接于PWM整流器同PWM逆变器之间的直流部之间的一对电容器的中间点连接。在这些第一浪涌电压抑制电路和第二浪涌电压抑制电路中，电抗器与电容器串联连接来构成LC串联谐振电路。由于2个LC串联谐振电路串联连接，因此会构成多重谐振系统，无法抑制在彼此的谐振频率下产生过大的电压/电流。

因此，本发明的目的在于提供一种小型且低成本的电动机驱动装置，电动机驱动装置无需如上述专利文献2所记载的现有技术那样设置2个浪涌电压抑制电路就能够减少向电动机施加的共模浪涌电压。

用于解决问题的方案

为了实现上述目的，本发明所涉及的电动机驱动装置具备：PWM整流器，其将三相交流电力变换为直流电力后输出；以及PWM逆变器，其将从该PWM整流器输出的直流电力变换为三相交流电力后供给到电动机，该电动机驱动装置利用连接于PWM整流器的三相交流输入侧与直流输出侧之间的共模浪涌电压抑制装置，来抑制向电动机施加的浪涌电压。

发明的效果

根据本发明，能够提供一种减少施加于电动机的共模浪涌电压的小型且低成本的电动机驱动装置。

附图说明

图1是表示本发明所涉及的电动机驱动装置的第一实施方式的电路图。

图2是说明浪涌电压的产生原理的图，(a)是说明共模浪涌电压的产生的电路图，(b)是说明共模浪涌电压的抑制原理的电路。

图3是说明第一实施方式的浪涌抑制状态的图，(a)表示未使用共模浪涌电压抑制装置的情况，(b)表示使用共模浪涌电压抑制装置的情况。

图4是表示第一实施方式的变形例的电路图。

图5是表示本发明所涉及的电动机驱动装置的共模浪涌电压抑制装置的第二实施方式的电路图。

图6是表示第一实施方式的等效电路的电路图。

图7是表示共模浪涌电压抑制装置的第二实施方式的第一变形例的电路图。

图8是表示共模浪涌电压抑制装置的第二实施方式的第二变形例的电路图。

图9是表示共模浪涌电压抑制装置的第二实施方式的第三变形例的电路图。

图10是说明共模浪涌电压抑制装置的第五实施方式的表示电动机驱动装置的整体结构的电路图。

图11是表示本发明所涉及的电动机驱动装置的第一～第五实施方式的第一变形例的框图。

图12是表示本发明所涉及的电动机驱动装置的第一～第五实施方式的第二变形例的框图。

图13是表示本发明所涉及的电动机驱动装置的第一～第五实施方式的第三变形列的框图。

图14是表示本发明所涉及的电动机驱动装置的第一～第五实施方式的第四变形例的框图。

附图标记说明

11：三相交流电源；12：电源变压器；13：电力变换装置；14：三相电动机；21：PWM整流器；22：平滑用电容器；23：PWM逆变器；24：输出侧线缆；25：输入侧线缆；30：共模浪涌电压抑制装置；31：输入侧电容器；32：三相交流电抗器；33：输出侧电容器；40：常模浪涌电压抑制装置。

具体实施方式

接着，参照附图来说明本发明的一个实施方式。在下面的附图的记载中，对相同或类似的部分标注相同或类似的标记。

另外，下面示出的实施方式用于例示用于将本发明的技术思想具体化的装置、方法，本发明的技术思想不将结构部件的材质、形状、构造、配置等特定为下述的材质、形状、构造、配置等。关于本发明的技术思想，能够在权利要求书中记载的权利要求所规定的技术范围内追加各种变更。

下面，参照附图来说明本发明所涉及的电动机驱动装置的第一实施方式。

如图1所示，电动机驱动装置具备：三相交流电源11；电力变换装置13，其经由电源变压器12被输入从该三相交流电源11输出的三相交流电力；以及三相电动机14，其由从该电力变换装置13输出的三相电力来驱动。

电源变压器12被设为Δ-Y形接线，电源变压器12的与三相交流电源11连接的初级侧被设为Δ形接线，电源变压器12的与电力变换装置13连接的次级侧被设为Y(星)形接线。该电源变压器12的次级侧的Y形接线的中性点接地。

电力变换装置13具备：PWM整流器21，其被进行用于将从电源变压器12经由三相交流电抗器32输入的三相交流电力变换为直流电力的脉宽调制(下面称为PWM)控制；平滑电容器22，其使从该PWM整流器21输出的直流电力平滑化；以及PWM逆变器23，其被进行用于将由该平滑电容器22进行了平滑化的直流电力变换为三相交流电力后供给到三相电动机14的PWM控制。

在此，如图1所示，PWM整流器21具备R相开关臂CSLr、S相开关臂CSLs以及T相开关臂CSLt并联地连接于正极侧布线Lp与负极侧布线Ln之间而成的全桥电路。

在R相开关臂CSLr中，例如由绝缘栅双极晶体管(IGBT)构成的2个开关元件Q11及Q12串联连接。在S相开关臂CSLs和T相开关臂CSLt中也是，与R相开关臂CSLr的开关元件同样的开关元件Q13、Q14以及开关元件Q15、Q16串联连接。此外，续流二极管D11～D16以反向并联的方式与各开关元件Q11～Q16连接。

另外，三相交流电抗器32由3个电抗器Lcr、Lcs及Lct构成。各电抗器Lcr、Lcs及Lct的一端连接于电源变压器12的输出侧，各电抗器Lcr、Lcs以及Lct的另一端连接于各开关臂CSLr、CSLs及CSLt的作为开关元件Q11、Q13及Q15与开关元件Q12、Q14及Q16的连接点的中间点。

并且，从未图示的栅极驱动电路对各开关元件Q11～Q16的栅极输入由脉宽调制(PWM)信号形成的栅极信号，由此将来自电源变压器12的交流电力变换为直流电力后输出到正极侧布线Lp和负极侧布线Ln。

另外，如图1所示，PWM逆变器23具备U相开关臂ISLu、V相开关臂ISLv以及W相开关臂ISLw并联地连接于正极侧布线Lp与负极侧布线Ln之间而成的全桥电路，在正极侧布线Lp与负极侧布线Ln之间连接有平滑电容器22。

在U相开关臂ISLu中，例如由绝缘栅双极晶体管(IGBT)构成的2个开关元件Q21及Q22串联连接。在V相开关臂ISLv和W相开关臂ISLw中也是，与U相开关臂ISLu的开关元件同样的开关元件Q23、Q24以及开关元件Q25、Q26串联连接。此外，续流二极管D21～D26以反向并联的方式与各开关元件Q21～Q26各自连接。

另外，各开关臂ISLu、ISLv及ISLw的开关元件Q21、Q23及Q25与开关元件Q22、Q24及Q26之间的连接点经由三相输出侧线缆24来与三相电动机14连接。

并且，从未图示的栅极驱动电路对PWM逆变器23的各开关元件Q21～Q26的栅极输入由脉宽调制(PWM)信号形成的栅极信号。在该PWM逆变器23中，将从与PWM整流器21的直流输出侧连接的正极侧布线Lp及负极侧布线Ln供给的直流电力变换为交流电力后经由三相输出侧线缆24供给到三相电动机14。

像这样，在由PWM整流器21和PWM逆变器23构成的电力变换装置13中，通过使开关元件进行开关动作来进行电力变换。因此，产生依赖于PWM逆变器的开关速度、开关模式的常模浪涌电压。

并且，在具有上述结构的电力变换装置13中如前所述那样产生共模浪涌电压，所述共模浪涌电压是常模浪涌电压、PWM逆变器23所产生的共模电压变动Vcmm_inv、PWM整流器21所产生的共模电压变动Vcmm_cnv这3者之和。

另外，在构建将PWM整流器与PWM逆变器进行组合而成的系统的情况下由逆变器浪涌所引起的电动机破损的不良状况远多于使用单个PWM逆变器的情况下由逆变器浪涌所引起的电动机破损的不良状况。

从这一点来看，追加PWM整流器21、即PWM整流器21所产生的共模电压变动Vcmm_cnv是致使电动机破损的直接原因，如果能够适当地减少PWM整流器21所产生的共模电压变动Vcmm_cnv，则能够防止由逆变器浪涌电压所引起的电动机破损。

因此，本发明设置仅使PWM整流器21所产生的共模电压变动Vcmm_cnv大幅地减少的共模浪涌电压抑制装置30。

该共模浪涌电压抑制装置30包括设置于电源变压器12的次级侧与三相交流电抗器32之间的输入侧电容器31及三相交流电抗器32的零序成分(日语：零相成分)、以及设置于PWM整流器21的输出侧的输出侧电容器33。

输入侧电容器31由与电源变压器12的输出侧进行星形接线的3个电容器Ccr、Ccs及Cct构成。这些电容器Ccr、Ccs及Cct各自的一端与电源变压器12的次级侧连接，另一端彼此连接。

输出侧电容器33包括串联地连接于作为PWM整流器21的直流输出侧的正极侧布线Lp与负极布线Ln之间的2个电容器Cs1及Cs2。

而且，输入侧电容器31的各电容器Ccr、Ccs及Cct的彼此连接的另一端同输出侧电容器33的电容器Cs1与Cs2之间的连接点连接。

接着，说明上述第一实施方式的动作。

电动机驱动装置包括PWM整流器21、PWM逆变器23以及电动机14，系统侧的电源变压器12的次级侧中性点接地。在构建了这种系统时，向电动机14施加的共模浪涌电压变大。该共模浪涌电压是PWM整流器21中产生的共模电压变动Vcom_con与PWM逆变器23中产生的共模电压变动Vcom_inv相加所得到的电动机浪涌的共模成分同PWM逆变器23中产生的浪涌电压的常模成分之和。

在此，在构成PWM整流器21的开关元件每次进行开关时，在直流部与地之间产生共模电压变动。通常，当开关元件进行一次开关时，产生直流中间电压的1/3的共模电压变动。但是，根据PWM整流器21的开关元件的开关模式，存在共模电压变动会增加的条件，向电动机14施加更大的共模浪涌电压。

而且，如图1所示，系统侧的电源变压器12的次级侧进行中性点接地，以该点为基准来产生共模电压变动。即，越是远离电源变压器12的中性点接地越被施加大的共模电压变动，也就是说最远的电动机14被施加最大的共模电压变动。

此时，如图2的(a)所示，如果设为进行星形接线的输入侧电容器31不与PWM整流器21的直流输出侧即直流中间部连接，则与PWM整流器21的输入侧连接的输入侧电容器31的进行星形接线的三个相的虚拟中性点在电动机驱动装置中相对于接地最稳定，该PWM整流器21的输入侧离最稳定的系统侧的电源变压器12的中性点最近。

但是，如前所述，PWM整流器21产生共模电压，因此如图2的(a)所示，在PWM整流器21的输出侧的直流中间部，会随着构成PWM整流器21的开关元件进行开关而产生直流中间电压的1/3的呈台阶状地变化的大的共模电压变动Vcom_con。

因此，在本实施方式中，设置将PWM整流器21的输入侧与输出侧连结的共模浪涌电压抑制装置30。

利用该共模浪涌电压抑制装置30，如图2的(b)所示，经由输出侧电容器33的电容器Cs1及Cs2将在稳定的PWM整流器21的输入侧设置的输入侧电容器31的三相虚拟中性点与直流中间部进行连接。

通过设为这种结构，以通过输出侧电容器33将直流中间部的高频短路的方式进行动作，因此能够大幅地抑制急剧的共模电压变动Vcom_con。

但是，如果只是单纯地通过输出侧电容器33的电容器Cs1及Cs2来将输入侧的虚拟中性点与直流中间部进行短路，则无法发挥原本的PWM整流器21的作用，即、使输入电流为正弦波。

为了防止这种情况，在PWM整流器21的输入侧需要对共模成分(零序成分)有效的电抗器。此外，图1为由PWM整流器21的三相交流电抗器32的零序成分来构成该对共模成分有效的电抗器的图，但是也存在新追加共模电抗器的情况。另外，共模电抗器也可以与直流中间部连接。

像这样，根据第一实施方式，在将PWM整流器21、PWM逆变器23与电动机14进行组合而成的电动机驱动装置中，能够利用设置于PWM整流器21的输入侧与输出侧之间的共模浪涌电压抑制装置30来大幅抑制PWM整流器21所产生的共模电压变动Vcom_con，结果能够实现能够适当地减少施加于电动机14的共模浪涌电压的共模浪涌电压抑制装置。

而且，关于施加于电动机14的共模浪涌电压的减少，只需在PWM整流器21的输入侧与输出侧之间设置共模浪涌电压抑制装置30即可，不需要在PWM逆变器23侧设置共模浪涌电压抑制装置，因此能够通过简单的结构来构成共模浪涌电压抑制装置。

并且，在PWM整流器21的输出侧电容器Cs1与Cs2的中间点仅连接有共模浪涌电压抑制装置30，因此不会如前述的专利文献2的现有技术所记载的那样在连接于PWM整流器的输出侧的一对电容器之间连接与PWM逆变器并联的第一浪涌电压抑制装置以及与PWM整流器并联的第二浪涌电压抑制电路，因此不会发生LC谐振电路串联连接而形成多重谐振系统的情况，能够可靠地抑制在PWM整流器中产生的共模电压变动。

此外，在上述第一实施方式中，说明了以下情况：将PWM整流器21的输入侧的进行星形接线的输入侧电容器31同PWM整流器21的输出侧的对直流中间部进行高频短路的输出侧电容器33的电容器Cs1与Cs2的连接点进行直接连接。然而，本发明不限定于上述结构，也可以如图4所示那样设为在输出侧电容器33的电容器Cs1与Cs2间的连接点同输入侧电容器31的各电容器Ccr～Cct的连接点即中性点之间插入中间电容器Cm。在这种情况下，也能够删除电容器Cs1及Cs2，由串联连接的多个电容器组来构成PWM整流器、PWM逆变器的平滑电容器22，灵活使用该电容器组的中间连接点。

[第二实施方式]

接着，使用图5和图6来说明本发明所涉及的共模浪涌电压抑制装置的第二实施方式。

在该第二实施方式中，设为防止在由共模浪涌电压抑制滤波器构成的LC谐振电路的谐振频率下产生过大的电压/电流。

即，在第二实施方式中，如图5所示，在共模浪涌电压抑制装置30的输入侧电容器31与电源变压器12同三相交流电抗器32的连接点之间连接有衰减电阻。该衰减电阻由与输入侧电容器31的各电容器Ccr、Ccs及Cct串联连接的电阻Rbr、Rbs及Rbt构成。

该衰减电阻防止在由输入侧电容器31及输出侧电容器33与三相交流电抗器32构成的LC谐振电路的谐振频率下产生过大的电压/电流。

即，如果用等效电路来表示共模浪涌电压抑制装置30，则成为如图6所示那样。

能够确认，该共模浪涌电压抑制装置30由作为三相交流电抗器32的零序成分的零序电抗器(日语：零相リアクトル)Lr、形成输入侧的三相虚拟中性点的输入侧电容器31的合成电容Cf、以及对直流中间部进行高频短路的输出侧电容器33的合成电容Cpn构成，形成闭环的LC谐振电路。

该LC谐振电路在谐振频率

下产生过大的电压/电流，但是能够利用衰减电阻Rdr～Rdt来使该谐振频率ω0下的过大的电压/电流衰减。此时，如果考虑减少产生的损耗和提高谐振衰减效果，则优选的是，以使衰减系数ζ处于0.2～0.5的范围的方式来设定衰减电阻Rdr～Rdt的值。在此，如果将衰减系数设定为小于0.2的值，则过大的电压/电流的衰减效果变小，如果将衰减系数设定为超过0.5的值，则过大的电压/电流的衰减效果变大，但是反之产生的损耗也变大，均不理想。为了在抑制产生的损耗的同时发挥过大电压/电流的减少效果，更优选的是将衰减系数设定为0.3左右。

根据该第二实施方式，除了前述的第一实施方式的效果以外，还能够防止在由构成共模浪涌电压抑制装置30的三相交流电抗器32的电感以及输入侧电容器31及输出侧电容器33的静电电容所构成的LC谐振电路的谐振频率下产生过大的电压/电流。因而，能够提供对因LC谐振而产生过大的电压/电流进行防止的共模浪涌电压抑制装置。

此时，以使衰减系数为0.3左右的方式设定衰减电阻Rdr～Rdt的值，由此能够在抑制由衰减电阻Rdr～Rdt产生的损耗的同时发挥过大电压/电流的减少效果。

此外，衰减电阻不限于与输入侧电容器31串联连接的情况，也可以如图7所示那样，作为1个电阻Rd来连接于输入侧电容器31与输出侧电容器33之间的连接线。另外，也可以如图8所示那样，作为电阻Rs1及Rs2来串联地连接于输出侧电容器33的电容器Cs1及Cs2之间。并且，也可以如图9所示那样，将电阻Rdr～Rdt与三相交流电抗器32的各电抗器Lcr～Lcrt并联连接。总之，能够减少由共模浪涌电压抑制装置30的LC谐振引起的过大的电压/电流即可，可以将衰减电阻插入到共模浪涌电压抑制装置30内的任意位置。

另外，图5和图7～图9为由PWM整流器21的三相交流电抗器32的零序成分来构成零序电抗器Lr的图，但是也可以与第一实施方式同样地新追加共模电抗器。

此外，在上述第一实施方式和第二实施方式中，说明了设置PWM整流器21的情况，但是不限定于此，也能够应用于将3组二极管臂并联连接而成的二极管整流器，其中，该二极管臂是将2个二极管串联连接而成的。

[第三实施方式]

接着，结合前述的图1来说明本发明所涉及的电动机驱动装置的第三实施方式。

在该第三实施方式中，设为使共模浪涌电压抑制装置30的谐振频率与PWM整流器的开关频率不会一致。

即，在第三实施方式中，如图1所示，电动机驱动装置由电源变压器12、PWM整流器21、平滑用电容器22、PWM逆变器23以及电动机14构成，设置有将PWM整流器21的输入侧与输出侧连结的共模浪涌电压抑制装置30，利用该共模浪涌电压抑制装置30来抑制在PWM整流器21中产生的共模电压变动Vcom_con。

在这种共模浪涌电压抑制装置30中，如前述的第二实施方式中说明的那样，由三相交流电抗器32和输入侧电容器31及输出侧电容器33构成串联LC谐振电路。因此，在串联LC谐振电路的谐振频率ω0下成为产生过大的电压/电流的谐振状态。能够利用前述的第二实施方式的衰减电阻来抑制该谐振状态，但是当该LC谐振频率与PWM整流器21的开关频率一致时，会产生更加过大的电压/电流。

因此，在第三实施方式中，通过将共模浪涌电压抑制装置30的串联谐振频率ω0设定得比PWM整流器21的开关频率低，来防止产生过大的电压/电流。

即，关于PWM整流器21，例如在10kW以下的情况下，即使是能够变更开关频率的机型，开关频率一般也为8kHz～10kHz左右。

因而，以使共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率ω0小于8kHz的方式设定输入侧电容器31的静电电容Cf、三相交流电抗器32的电感Lr以及输出侧电容器33的静电电容Cpn即可。

在此，在为超过100kW的PWM整流器21的情况下，PWM整流器21的开关频率也有时为5kHz以下。在该情况下，将共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率ω0设定为小于5kHz即可。

此外，虽然提出有在PWM逆变器23的输出侧设置与本实施方式类似的结构的浪涌电压抑制滤波器，但是在该情况下，在原理上不需要三相交流电抗器，结构不同。另外，能够将开关频率变更至1kHz以下的PWM逆变器23多。

因此，在为连接于PWM逆变器23的输出侧的共模浪涌电压抑制滤波器的情况下，需要将LC谐振频率设定得比1kHz小，需要使共模抑制用浪涌抑制滤波器大型化、或者实施对PWM逆变器23的开关频率设定设置限制等追加的措施。

然而，在如本实施方式那样设置将PWM整流器21的输入侧与输出侧连结的共模浪涌电压抑制装置30的情况下，PWM整流器21的开关频率比PWM逆变器23的开关频率高，因此能够将共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率ω0设定得高到5倍以上，从而不需要使共模浪涌电压抑制装置30大型化或者实施使PWM整流器21的开关频率设定受到限制等追加的处置。

因而，在将PWM整流器21与PWM逆变器23及电动机14进行组合而成的电动机驱动装置中，能够实现以下的共模浪涌电压抑制装置：能够适当地减少施加于电动机14的共模浪涌电压，另外能够防止由于共模浪涌电压抑制装置30的LC谐振频率与PWM整流器21的开关频率一致而产生过大的电压/电流。

[第四实施方式]

接着，结合前述的图1来说明本发明所涉及的电动机驱动装置的第四实施方式。

在该第四实施方式中，设为对共模浪涌电压抑制装置的LC串联谐振频率的下限值进行设定。

即，在第四实施方式中，说明图1所示的共模浪涌电压抑制装置30的LC谐振频率ω0的下限值的设定。

PWM整流器21是用于使三相输入电流为正弦波状的功率电子设备，在进行二相调制动作的情况下，还产生电源频率的3倍的奇数次(3次、9次、15次…)的低次谐波的频谱。当该低次谐波频谱与共模浪涌电压抑制装置的LC谐振频率重叠时，会产生过大的电压/电流。

低次谐波频谱的频率越高则振幅越小，因此优选的是，将共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率设定为超过最低限电源频率的3次谐波成分的频率，就实用而言，设定为无论针对50Hz还是60Hz均为1kHz以上的成分的21次谐波成分以上。

通过像这样将共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率的下限值设定为超过电源频率的21次谐波成分的值，能够在将PWM整流器21与PWM逆变器23及电动机14进行组合而成的系统结构中适当地减少施加于电动机14的共模浪涌电压。

另外，能够实现能够防止以下情况的共模浪涌电压抑制装置：由于共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率与由于PWM整流器21进行动作而产生的电源频率的3次谐波成分一致，而产生过大的电压/电流。

另外，如果只是对共模浪涌电压抑制装置30的LC串联谐振频率进行设定，则三相交流电抗器32的电感L与输入侧电容器31及输出侧电容器33的静电电容C的值不是唯一地决定的。

因此，将目标缩小至上述的低次谐波成分、特别是3次谐波成分，来决定共模浪涌电压抑制装置30的电感L和静电电容C的值。具体地说，电感L越小则共模浪涌电压抑制装置30的结构越小。然而，当减小电感L时，在共模浪涌电压抑制装置30中回流的电流增加，因此流过PWM逆变器23的开关元件的电流、流过三相交流电抗器的电流等输出电流增加。

当为了减小该输出电流而增大电感L时，导致共模浪涌电压抑制装置30大型化。因此，作为大致目标，当以使该输出电流为PWM整流器21的额定电流的1/8以下的方式来决定共模浪涌电压抑制装置30的电抗器时，能够不使共模浪涌电压抑制装置30大型化地减小输出电流。

[第五实施方式]

接着，结合图10来说明本发明所涉及的电动机驱动装置的第五实施方式。

在该第五实施方式中，设为使共模浪涌电压抑制装置的LC串联谐振频率与电动机驱动装置的系统整体的谐振频率不一致。

即，如图10所示，电动机驱动装置的系统整体的谐振频率由经由电源变压器12的次级侧-输入侧线缆25-PWM整流器21-PWM逆变器23-输出侧线缆24-电动机14-地线26形成的环路决定。

在10kW电动机驱动装置中将PWM逆变器23与电动机14之间的输出侧线缆24的长度设为200m的情况下，该系统整体的谐振频率为20kHz～40kHz，比前述的PWM整流器21的开关频率高，在当前状况下不会成为大问题。

但是，系统整体的谐振频率有时会由于线缆长度、屏蔽线、其它滤波器的影响等而变得更低。另外，随着SiC、GaN之类的下一代功率半导体的普及，预计PWM整流器21的开关频率会上升至100kHz左右，作为不想使其与共模浪涌电压抑制装置30的谐振频率一致的谐振频率，系统整体的谐振频率会与共模浪涌电压抑制装置30的谐振频率一致的条件正在增加。

通过将共模浪涌电压抑制装置30的谐振频率设定得高于该谐振频率，能够防止流通更加过大的电压/电流。

此外，在上述第一实施方式～第五实施方式中，说明了以下条件：针对1台PWM整流器21，PWM逆变器23和电动机14均为1台。但是，本发明不限定于此，即使是如图11所示那样利用一个PWM逆变器23来驱动多个电动机14的情况、或者如图12所示那样为在PWM整流器21的直流中间部连接多个PWM逆变器23-电动机14的结构(共用转换器(common converter)方式)，也是在PWM整流器21的输入侧和输出侧连接共模浪涌电压抑制装置30即可。

特别是在共用转换器方式的情况下，即使对1台PWM整流器21连接了超过10台的逆变器23、电动机14，也只要对PWM整流器21追加1台共模浪涌电压抑制装置30即可，能够利用1台共模浪涌电压抑制装置30来得到针对所有电动机14的保护效果，因此也通过削减共模浪涌电压抑制装置30的应用个数，在总成本减少、设置体积减少上带来大的效果。

另外，如前所述，电动机的由浪涌电压所导致的绝缘击穿不仅由于共模成分而发生，还有时由于常模浪涌成分而发生。仅针对像这样两个成分组合在一起从而被施加更严重的浪涌电压的电动机，如图13和图14所示那样在PWM逆变器的交流输出侧与电动机14之间连接常模浪涌电压抑制装置40，由此能够构成可靠性更高的电动机驱动装置。

在此，作为常模浪涌电压抑制装置40，例如由连接于PWM逆变器23与电动机14之间的三相电抗器以及连接于该三相电抗器与电动机14之间的进行星形接线的电容器构成。

在图13中，示出与前述的图11同样地利用1台PWM逆变器23来驱动多个电动机14的情况，常模浪涌电压抑制装置40设置于PWM逆变器23与下侧的电动机14之间。

在图14中，示出与前述的图12同样地利用1台PWM整流器21来驱动多个PWM逆变器23与电动机14的组的情况，常模浪涌电压抑制装置40设置于下侧的PWM逆变器23与电动机14之间。

Claims (11)

1.一种电动机驱动装置，具备：PWM整流器，其将三相交流电力变换为直流电力后输出；以及PWM逆变器，其将从该PWM整流器输出的直流电力变换为三相交流电力后供给到电动机，所述电动机驱动装置的特征在于，

利用连接于所述PWM整流器的三相交流输入侧与直流输出侧之间的共模浪涌电压抑制装置，来抑制向所述电动机施加的浪涌电压。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述共模浪涌电压抑制装置具备：

输入侧电容器，其是将与所述PWM整流器的三相交流输入侧连接的电容器进行星形接线而成的；

输出侧电容器，其借助电容器对所述PWM整流器的直流输出侧进行高频连接；以及

电感成分，其连接于所述输入侧电容器同所述三相交流的连接点与所述输出侧电容器同所述PWM整流器的直流输出侧的连接点之间，对共模成分有效，

其中，由所述输入侧电容器形成的三相虚拟中性点与所述输出侧电容器的中立点连接。

3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在由所述共模浪涌电压抑制装置的所述输入侧电容器、所述PWM整流器、所述输出侧电容器以及所述电感成分构成的路径中插入有衰减电阻。

4.根据权利要求3所述的电动机驱动装置，其特征在于，

由所述衰减电阻和所述共模浪涌电压抑制装置的共模成分的LC谐振形成的衰减系数被设定为0.2～0.5的范围。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述共模浪涌电压抑制装置的共模成分的LC谐振频率被设定成低于所述PWM整流器的开关频率。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述共模浪涌电压抑制装置的共模成分的LC谐振频率被设定成高于三相交流电源的三次谐波频率。

7.一种电动机驱动装置，具备：PWM整流器，其将三相交流电力变换为直流电力后输出；以及PWM逆变器，其将从该PWM整流器输出的直流电力变换为三相交流电力后供给到电动机，所述电动机驱动装置的特征在于，

利用连接于所述PWM整流器的三相交流输入侧与直流输出侧之间的共模浪涌电压抑制装置，来抑制向所述电动机施加的浪涌电压，

所述共模浪涌电压抑制装置的共模成分的LC谐振频率被设定成高于经由三相交流系统整流器-所述PWM逆变器-所述电动机-地线形成的环路的LC谐振频率。

8.根据权利要求1～6中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

构成为：针对1台所述PWM整流器，具有至少1台所述PWM逆变器和至少2台以上所述电动机，对所述1台所述PWM整流器连接有所述共模浪涌电压抑制装置。

9.根据权利要求1～6中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

针对1台所述PWM整流器，连接有多台所述PWM逆变器和多台所述电动机，对所述1台所述PWM整流器连接有所述共模浪涌电压抑制装置。

10.根据权利要求7或8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在所述1台PWM逆变器与所述电动机之间连接有常模浪涌电压抑制装置。

11.一种电动机驱动装置，具备：PWM整流器，其将三相交流电力变换为直流电力后输出；以及PWM逆变器，其将从该PWM整流器输出的直流电力变换为三相交流电力后供给到电动机，所述电动机驱动装置的特征在于，

利用连接于所述PWM整流器的三相交流输入侧与直流输出侧之间的共模浪涌电压抑制装置，来抑制向所述电动机施加的浪涌电压，

所述共模浪涌电压抑制装置的共模成分的LC谐振频率被设定成高于经由三相交流系统整流器-所述PWM逆变器-所述电动机-地线形成的环路的LC谐振频率。

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