CN110651454B - 一种信道估计方法、装置和接收机 - Google Patents
一种信道估计方法、装置和接收机 Download PDFInfo
- Publication number
- CN110651454B CN110651454B CN201880000860.1A CN201880000860A CN110651454B CN 110651454 B CN110651454 B CN 110651454B CN 201880000860 A CN201880000860 A CN 201880000860A CN 110651454 B CN110651454 B CN 110651454B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- subframes
- processed
- subframe
- pilot
- pilot frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 53
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 11
- 239000000872 buffer Substances 0.000 claims description 6
- 230000003139 buffering effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 18
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 8
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 2
- 101100122755 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) NPA3 gene Proteins 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- GVVPGTZRZFNKDS-JXMROGBWSA-N geranyl diphosphate Chemical compound CC(C)=CCC\C(C)=C\CO[P@](O)(=O)OP(O)(O)=O GVVPGTZRZFNKDS-JXMROGBWSA-N 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
本发明提供一种信道估计方法、装置和接收机，其中，该方法包括：缓存N个子帧中的导频数据，N个子帧中包括当前待处理子帧，N为大于等于2的整数；对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据；根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计。本发明提供的技术方案，可以提高NB‑IoT系统中信道估计的准确性，提高系统接收性能。
Description
技术领域
本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法、装置和接收机。
背景技术
移动通信正在从人和人的连接，向人与物以及物与物的连接迈进，万物互联成为必然趋势。然而当前的4G网络在物与物连接上能力不足，所以产业链从几年前就开始研究利用窄带长期演进(Long Term Evolution，LTE)技术来承载物联网(Internet of Things，IoT)连接。经过不断的技术演进，第三代合作伙伴计划(3rd Generation PartnershipProject，3GPP)在2016年正式确定了基于蜂窝网络的窄带物联网(Narrow Band Internetof Things，NB-IoT)标准。NB-IoT比现有的网络覆盖增益20dB，相当于提升了100倍覆盖区域的能力，而且功耗和成本都比较低，因此具有广阔的市场前景。
NB-IoT标准作为LTE的演进物联网协议分支，接收机算法和LTE非常类似，其处理流程具体为：接收机接收到时域信号后，先进行信号的同步；在信号同步后，对时域信号进行去循环前缀(Cyclic Prefix，CP)处理和快速傅里叶变换(Fast FourierTransformation，FFT)，将时域信号变换为频域信号；然后根据频域信号进行信道估计，再根据信道估计结果进行信道均衡和解调，最后对解调之后的数据进行解扰、解速率匹配和译码等处理得到原始信号。
NB-IoT技术作为新兴技术，对LTE进行了简化，以适应物联网的需求，目前没有比较成熟的接收机算法。从接收原理上来说，NB-IoT系统的接收机可以采用LTE系统的接收机算法。LTE系统的接收机算法中，在进行信道估计时，一般是采用最小二乘法(LeastSquare，LS)对频域信号中的导频信号进行信道估计。然而，LTE系统中可用于信道估计的导频信号数据量是NB-IoT的100倍，近似的NB-IoT系统需要100倍的时间才能达到相同的降噪效果。因此，如果NB-IoT系统的接收机完全套用LTE系统的接收机算法，会使信道估计结果很差，最终导致系统接收性能很低，只能满足协议最低要求。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种信道估计方法、装置和接收机，用于降低噪声对NB-IoT系统信道估计的影响，提高信道估计的准确性，从而提高系统接收性能。
为了实现上述目的，第一方面，本发明实施例提供一种信道估计方法，包括：
缓存N个子帧中的导频数据，N个子帧中包括当前待处理子帧，N为大于等于2的整数；
对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据；
根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计。
通过利用NB-IoT系统信道衰落慢的特点，将包含当前待处理子帧在内的N个子帧的导频数据进行子帧间的合并后，再进行信道估计，可以有效的降低接收数据的噪声，提升信道估计的准确性，进而提高系统接收性能。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，在对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并之前，该方法还包括：
根据N个子帧中的导频数据对N个子帧进行频偏估计，得到N个子帧的频偏估计值；
以当前待处理子帧为基准，根据频偏估计值对N个子帧中除当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿；
对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，具体包括：
对进行频偏补偿后的导频子帧和当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。
通过在对N个子帧的导频数据进行子帧间的合并前，先对N个子帧中的除当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿，可以降低子帧间的频偏对合并效果的影响,进而提高信道估计的准确性。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，N个子帧为接收时间连续的N个子帧。
通过缓存接收时间连续的N个子帧进行子帧间的合并，可以使参考子帧与当前待处理子帧间的间隔变小，减小子帧间的频偏带来的信道估计误差，提高信道估计的准确性。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，N个子帧中包括位于当前待处理子帧之前的X个子帧和位于当前待处理子帧之后的Y个子帧，其中，X和Y之和等于N-1。
通过在当前待处理子帧的前后均选取参考子帧，可以降低频偏估计的误差，提高子帧间合并的降噪效果，进而提高信道估计的准确性。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，当N为奇数时，当前待处理子帧为第(N+1)/2个子帧；当N为偶数时，当前待处理子帧为第N/2或N/2+1个子帧。
通过在当前待处理子帧的前后均选取参考子帧，使当前待处理子帧位于N个子帧的中间位置，可以进一步提高合并的降噪效果。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，N的值为9。
通过将N的值设置为9，可以使接收机达到较佳的降噪效果。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，具体包括：
将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行算术平均。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，具体包括：
将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行加权平均。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计，具体包括：
对合并后的导频数据采用最小二乘法计算当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值。
第二方面，本发明实施例提供一种信道估计装置，包括：
缓存模块，用于缓存N个子帧中的导频数据，N个子帧中包括当前待处理子帧，N为大于等于2的整数；
合并模块，用于对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据；
信道估计模块，用于根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，该装置还包括：
频偏估计模块，用于根据N个子帧中的导频数据对N个子帧进行频偏估计，得到N个子帧间的频偏估计值；
频偏补偿模块，用于以当前待处理子帧为基准，根据频偏估计值对N个子帧中除当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿；
合并模块，具体用于：对进行频偏补偿后的导频子帧和当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，N个子帧为接收时间连续的N个子帧。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，N个子帧中包括位于当前待处理子帧之前的X个子帧和位于当前待处理子帧之后的Y个子帧，其中，X和Y之和等于N-1。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，当N为奇数时，当前待处理子帧为第(N+1)/2个子帧；当N为偶数时，当前待处理子帧为第N/2或N/2+1个子帧。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，N的值为9。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，合并模块，具体用于：
将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行算术平均。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，合并模块，具体用于：
将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行加权平均。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，信道估计模块，具体用于：
对合并后的导频数据采用最小二乘法计算当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值。
上述第二方面以及第二方面的各可能的实施方式所提供的装置，其有益效果可以参见上述第一方面和第一方面的各可能的实施方式所带来的有益效果，在此不再赘述。
第三方面，本发明实施例提供一种接收机，包括：存储器和处理器，存储器用于存储计算机程序；处理器用于在调用计算机程序时执行上述第一方面和第一方面的任一实施方式所述的方法。
上述第三方面以及第三方面的各可能的实施方式所提供的接收机，其有益效果可以参见上述第一方面和第一方面的各可能的实施方式所带来的有益效果，在此不再赘述。
第四方面，本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述第一方面和第一方面的任一实施方式所述的方法。
上述第四方面以及第四方面的各可能的实施方式所提供的计算机可读存储介质，其有益效果可以参见上述第一方面和第一方面的各可能的实施方式所带来的有益效果，在此不再赘述。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种信道估计方法的流程示意图；
图2为NB-IoT帧结构示意图；
图3为NB-IoT导频子帧的帧格式示意图；
图4为本发明实施例提供的子帧间合并的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的NB-IoT的信道衰落示意图；
图6为本发明实施例提供的子帧间合并的降噪效果示意图；
图7为本发明实施例提供的另一种信道估计方法的流程示意图；
图8为本发明实施例提供的一种信道估计装置的结构示意图；
图9为本发明实施例提供的另一种信道估计装置的结构示意图；
图10为本发明实施例提供的接收机的结构示意图。
具体实施方式
NB-IoT系统的接收机算法和LTE非常类似，但是由于NB-IoT的导频数目较少，如果完全套用LTE系统的接收机算法，会使信道估计结果很差。
以最常见的信道估计和均衡算法：LS+迫零法(Zero Force，ZF)为例，LTE系统采用的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系统模型可以用公式(1.1)表示：
Y＝XH+W (1.1)
其中，H为信道响应，X为已知的导频发送信号，Y为接收到的导频信号，W为在导频子信道上叠加的加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)矢量。
采用LS算法得到的信道估计值
如公式(1.2)所示：
由公式(1.2)可知，LS信道估计算法忽略了噪声的影响，所以对噪声干扰的影响比较敏感。由式(1.3)可知，当信道噪声较大时，估计的准确性大大降低。
得到信号响应H的估计值后，在不考虑噪声W的影响下，可以使用ZF算法，对信道进行均衡，如式(1.4)所示。
同样地，ZF均衡忽略了AWGN的影响，会引起一定的问题。式(1.5)是考虑了噪声后，采用ZF算法引起的影响。
其中，
为发送信号X的估计值。
可见由于迫零均衡器的滤波特性与信道特性相逆，所以会对此频点的噪声引入较大的幅度增益，导致输出受噪声影响很大，性能显著降低。
现有的LTE系统主要是利用LTE导频信号较多的特点，采用维纳滤波或者变换域降噪等方法来提高信道估计的准确性，但是，NB-IoT系统中导频信号的数据量只是LTE系统的1/100，因此，如果NB-IoT系统的接收机完全套用LTE系统的接收机算法，会使信道估计结果很差，最终导致系统接收性能很低，只能满足协议最低要求。
为了解决上述技术问题，本发明实施例提供一种信道估计方法、装置和接收机，主要通过利用NB-IoT系统信道衰落慢的特点，将当前待处理子帧及其前后多个子帧的导频数据进行合并来实现数据降噪，然后再进行信道估计，达到提升信道估计准确性，进而提高接收机性能的目的。
下面结合附图详细说明本发明的技术方案。
图1为本发明实施例提供的一种信道估计方法的流程示意图，如图1所示，本实施例提供的方法可以包括如下步骤：
S101、缓存N个子帧中的导频数据。
具体的，NB-IoT的子帧结构和LTE类似。图2为NB-IoT帧结构示意图，图3为NB-IoT导频子帧的帧格式示意图。如图2所示，每个无线帧有10个子帧，图2中示出了两个无线帧：左边的为偶数帧，右边的为奇数帧。其中，偶数帧的子帧5和9用于传输同步信号，奇数帧的子帧5也用于传输同步信号，用于传输同步信号的子帧不含导频数据，其他不用于传输同步信号的子帧均含导频数据，这些子帧可以简称为导频子帧。
如图3所示，每个子帧分为2个时隙，每个子帧左半部分是偶数时隙，右半部分是奇数时隙；每个时隙各有7个OFDM符号(I)，每个OFDM符号固定只有12个子载波。根据协议约定，导频数据映射在每个时隙的最后两个OFDM符号上。NB-IoT支持1或2个天线端口，当天线端口为两个时，两个天线端口上的导频数据位置有所不同，具体参见图3；当天线端口为1个时，导频数据在另一个天线端口上所映射的资源粒子(Resource Element，RE)位置空出，不用于本天线端口的传输。其中，频率上一个子载波及时域上一个符号称为一个RE。
本实施例中，接收机接收到基带信号后，根据协议完成去CP操作，再经过FFT将数据从时域转换到频域后，缓存N个子帧中的导频数据。
其中，N个子帧包括当前待处理子帧和参考子帧。图4为本发明实施例提供的子帧间合并的结构示意图，如图4所示，图中示出了两个无线帧，子帧10～19即为图2中奇数帧的0～9。假设当前待处理子帧为子帧10，则选取子帧10前后的N-1个子帧作为参考子帧，为了便于说明，下面也以当前待处理子帧为子帧10为例示例性说明本发明的技术方案。
N个子帧可以是接收时间连续的N个子帧，例如：N个子帧包括子帧8、9、10和11；也可以是接收时间不连续的N个子帧，例如：N个子帧包括子帧6、8、10和12。由于子帧间隔越大，子帧间的频偏越大，在后续合并子帧降噪时，误差越大，为了提高信道估计的准确性，作为一种优选的实施方式，N个子帧为接收时间连续的N个子帧，以使参考子帧与当前待处理子帧间的间隔变小。
另外，N个子帧中的参考子帧可以选取位于当前待处理子帧之前的子帧，例如：参考子帧选取子帧10前的子帧7、8和9；也可以选取位于当前待处理子帧之后的子帧，例如：参考子帧选取子帧10后的子帧11、12和13。接收机的AWGN服从均值为0的正态分布，为了进一步提高信道估计的准确性，本实施例中，优选的，N个子帧中包括位于当前待处理子帧之前的X个子帧和位于当前待处理子帧之后的Y个子帧，其中，X和Y之和等于N-1，即在当前待处理子帧的前后均选取参考子帧，通过参考子帧与当前待处理子帧间的正负噪声相互抵消来降低当前待处理子帧的噪声。
进一步的，当前待处理子帧可以位于N个子帧的中间位置，即当N为奇数时，当前待处理子帧为第(N+1)/2个子帧；当N为偶数时，当前待处理子帧为第N/2或N/2+1个子帧，以提高当前待处理子帧的降噪效果。例如：图4中所示的，N个子帧包括子帧6～14，子帧10位于中间位置。
由于N个子帧中可能包含用于传输同步信号的子帧，为了保证能够进行子帧间的合并，本实施例中，N为大于等于2的整数。N的具体数值可以根据系统的合并降噪效果确定，不宜过小，以免降噪效果不佳；也不宜过大，以免引入过大的频偏而影响降噪效果。本实施例中，优选的，N的值为9，在此N值下，系统可以达到较佳的降噪效果。图4中N的值即为9，为了便于理解，后续以图4所示的子帧合并图为例示例性说明本发明的技术方案。
需要说明的是，接收机可以根据协议自动判断出子帧是否为导频子帧，在进行缓存时，则可以只缓存导频子帧的导频数据。例如图4中，子帧9中映射了同步信号，没有导频数据，因此不用于合并，在缓存时，不必缓存子帧9。
S102、对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据。
具体的，NB-IoT主要应用于非高速移动场景(移动速度小于150Km/h)，信道衰落缓慢，图5为本发明实施例提供的NB-IoT的信道衰落示意图，如图5中所示，横坐标为采样时间点，纵坐标为信道响应功率。任意9个子帧之间的数据(例如图5中的三段数据)都是平滑的，且前后均值近似为中间值，因此可以采用子帧间合并的方法降噪。
上述步骤S101中，缓存的导频数据，对于每个子帧来说，可以用一个二维矩阵表示，例如用一个2×4(单天线)或4×2(双天线)的矩阵表示。在进行子帧间合并时，则为N个子帧的矩阵间的合并。
在具体合并时，可以将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行算术平均，也可以将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行加权平均。
以加权平均的方法为例，具体公式如下：
nrs_rx_combine(t)＝∑w(i)*nrs_rx(i) (1.6)
其中，i＝-4,-3,-2,0,1,2,3,4，nrs_rx_combine(t)表示合并后的导频数据，nrs_rx(i)表示与当前待处理子帧间隔为i的参考子帧的导频数据，w(i)为权重，各w(i)之和为1。由于i＝-1对应的子帧没有传输导频信号，因此不进行合并。
在进行合并时，就是将N个子帧的矩阵进行加权平均，也就是将各矩阵中同行同列的导频数据进行加权平均。
S103、根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计。
具体的，通过合并导频子帧进行接收数据降噪后，就可以根据合并后的导频数据先估计当前待处理子帧的导频位置处的信道估计值，再根据导频位置处的信道估计值估计当前待处理子帧的非导频位置处的信道估计值，完成对整个当前待处理子帧的信道估计。
其中，在估计当前待处理子帧的导频位置处的信道估计值时，可以采用LS法计算当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值，具体公式可以表示如下：
其中，
表示当前待处理子帧的导频位置处的信道估计值，nrs_tx(t)表示本地协议规定的收发双方已知的当前待处理子帧的导频数据，即发射机发送的当前待处理子帧的导频数据。
当然，也可以采用其他更复杂的信道估计方法计算当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值，本实施例中，采用LS信道估计法已可以达到较佳的信道估计效果，因此可以优选采用LS信道估计法，以降低系统处理开销。
在根据导频位置处的信道估计值估计当前待处理子帧的非导频位置处的信道估计值时，可以采用现有的各种方法实现，本实施例对此不做特别限定。
NB-IoT系统的信道衰落缓慢，合并数据后信号损失很小；而且，NB-IoT接收机的AWGN服从均值为0的正态分布，不受信道衰落影响，理论上合并降噪效果最好。因此，本实施例中，通过子帧间的合并，可以有效的降低接收数据的噪声，提高信道估计的准确性，进而提高系统接收性能。图6为本发明实施例提供的子帧间合并的降噪效果示意图。如图6所示，以最典型的扩展步行者信道模型(Extended Pedestrian Amodel 1Hz，EPA1)为例，对于同样的接收数据，未进行子帧间合并时，接收机的性能曲线，即信噪比(Signal-to-NoiseRatio，SNR)-误块率(Block Error Rate，BLER)曲线关系图如曲线A所示；进行子帧间合并后，接收机的SNR-BLER曲线关系图如曲线B所示。对比曲线A和B可知，在0.01误块率的情况下，合并后的接收机性能相比合并前提升达4dB以上。
本实施例提供的信道估计方法，通过利用NB-IoT系统信道衰落慢的特点，将包含当前待处理子帧在内的N个子帧的导频数据进行子帧间的合并后，再进行信道估计，可以有效的降低接收数据的噪声，提升信道估计的准确性，进而提高系统接收性能。
图7为本发明实施例提供的另一种信道估计方法的流程示意图，本实施例是对上述图1所示实施例的进一步优化补充，在上述图1所示实施例的基础上，如图7所示，本实施例提供的方法可以包括如下步骤：
S201、缓存N个子帧中的导频数据。
该步骤可参考上述图1所示实施例对应步骤S101的描述，在此不在赘述。
S202、根据N个子帧中的导频数据对N个子帧进行频偏估计，得到N个子帧的频偏估计值。
由于不同子帧间发送的导频数据存在一个子帧的频偏，因此，在合并前可以对参考子帧进行频偏补偿，以提高信道估计的准确性。
具体的，可以利用N个子帧中的导频数据的相关性，对N个子帧进行频偏估计，估计出N个子帧的频偏估计值w。具体的频偏估计方法可以采用现有的频偏估计方法，本实施例对此不做特别限定。
S203、以当前待处理子帧为基准，根据频偏估计值对N个子帧中除当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿。
在估计出N个子帧的频偏估计值w，可以采用公式(1.8)，以当前待处理子帧为基准，对N个子帧中的其他导频子帧进行频偏补偿，即补偿其他导频子帧相对于当前待处理子帧的频偏，以消除发送数据受频偏的影响。
nrs_rx_comp(i)＝nrs_rx(i)*e-j*w*i,i＝-4,-3,-2,1,2,3,4 (1.8)
其中，nrs_rx(i)表示与当前待处理子帧间隔为i的参考子帧的导频数据，nrs_rx_comp(i)表示进行频偏补偿后的nrs_rx(i)。
另外，该步骤中的频偏补偿也可以是直接调整接收机的晶振频率来实现频偏纠正。
S204、对进行频偏补偿后的导频子帧和当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。
具体的，在对参考子帧进行频偏补偿后，图1中步骤S102中对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并时，具体即为对进行频偏补偿后的导频子帧和当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。对应的公式(1.6)则更新为公式(1.9)：
nrs_rx_combine(t)＝∑w(i)*nrs_rx_comp(i) (1.9)
其中，i＝-4,-3,-2,0,1,2,3,4。即将公式(1.6)中的nrs_rx(i)替换为nrs_rx_comp(i)。
子帧间合并的具体原理可以参见步骤S102，此处不再赘述。
S205、根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计。
该步骤可参考上述图1所示实施例对应步骤S103的描述，在此不在赘述。
本实施例提供的信道估计方法，通过在对N个子帧的导频数据进行子帧间的合并前，先对N个子帧中的除当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿，可以降低子帧间频偏对合并的影响，提高信道估计的准确性，进而提高系统接收性能。
图8为本发明实施例提供的一种信道估计装置的结构示意图，如图8所示，本实施例提供的装置包括：
缓存模块101，用于缓存N个子帧中的导频数据，N个子帧中包括当前待处理子帧，N为大于等于2的整数；
合并模块102，用于对N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据；
信道估计模块103，用于根据合并后的导频数据对当前待处理子帧进行信道估计。
本实施例提供的装置可以集成在NB-IoT系统的接收机中，也可以是单独的装置。
作为本实施例一种可选的实施方式，N个子帧为接收时间连续的N个子帧。
作为本实施例另一种可选的实施方式，N个子帧中包括位于当前待处理子帧之前的X个子帧和位于当前待处理子帧之后的Y个子帧，其中，X和Y之和等于N-1。
进一步的，当N为奇数时，当前待处理子帧可以为第(N+1)/2个子帧；当N为偶数时，当前待处理子帧可以为第N/2或N/2+1个子帧。
作为本实施例一种具体的实施方式，N的值可以为9。
作为本实施例一种具体的实施方式，合并模块102，具体用于：
将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行算术平均。
作为本实施例另一种具体的实施方式，合并模块102，具体用于：
将N个子帧中相同导频位置的导频数据进行加权平均。
作为本实施例一种具体的实施方式，信道估计模块103，具体用于：
根据合并后的导频数据采用最小二乘法计算当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值。
本实施例提供的装置可以执行上述图1所示的方法实施例，其实现原理与技术效果类似，此处不再赘述。
图9为本发明实施例提供的另一种信道估计装置的结构示意图，本实施例是对上述图8所示实施例的优化补充，如图9所示，在上述图8所示实施例的基础上，本实施例提供的装置还可以包括：
频偏估计模块104，用于根据N个子帧中的导频数据对N个子帧进行频偏估计，得到N个子帧的频偏估计值；
频偏补偿模块105，用于以当前待处理子帧为基准，根据频偏估计值对N个子帧中除当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿；
合并模块102，具体用于：对进行频偏补偿后的导频子帧和当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。
本实施例提供的装置可以集成在NB-IoT系统的接收机中，也可以是单独的装置。
本实施例提供的装置可以执行上述图7所示的方法实施例，其实现原理与技术效果类似，此处不再赘述。
图10为本发明实施例提供的接收机的结构示意图。如图10所示，本实施例提供的接收机包括：存储器201和处理器202，存储器201用于存储计算机程序；处理器202用于在调用计算机程序时执行上述任一方法实施例所述的方法。
本实施例提供的接收机可以执行上述方法实施例，其实现原理与技术效果类似，此处不再赘述。
本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述任一方法实施例所述的方法。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
Claims (18)
1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：
缓存N个子帧中的导频数据，所述N个子帧中包括当前待处理子帧和参考子帧，所述参考子帧包括位于所述当前待处理子帧之前的X个子帧和位于所述当前待处理子帧之后的Y个子帧，其中，所述X和所述Y之和等于N-1，所述N为大于等于2的整数；
对所述N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据；
根据所述合并后的导频数据对所述当前待处理子帧进行信道估计。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述对所述N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并之前，所述方法还包括：
根据所述N个子帧中的导频数据对所述N个子帧进行频偏估计，得到所述N个子帧的频偏估计值；
以所述当前待处理子帧为基准，根据所述频偏估计值对所述N个子帧中除所述当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿；
所述对所述N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，具体包括：
对进行频偏补偿后的导频子帧和所述当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述N个子帧为接收时间连续的N个子帧。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当N为奇数时，当前待处理子帧为第(N+1)/2个子帧；当N为偶数时，当前待处理子帧为第N/2或N/2+1个子帧。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述N的值为9。
6.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述对所述N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，具体包括：
将所述N个子帧中相同导频位置的导频数据进行算术平均。
7.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述对所述N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，具体包括：
将所述N个子帧中相同导频位置的导频数据进行加权平均。
8.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述合并后的导频数据对所述当前待处理子帧进行信道估计，具体包括：
根据所述合并后的导频数据采用最小二乘法计算所述当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值。
9.一种信道估计装置，其特征在于，包括：
缓存模块，用于缓存N个子帧中的导频数据，所述N个子帧中包括当前待处理子帧和参考子帧，所述参考子帧包括位于所述当前待处理子帧之前的X个子帧和位于所述当前待处理子帧之后的Y个子帧，其中，所述X和所述Y之和等于N-1，所述N为大于等于2的整数；
合并模块，用于对所述N个子帧中的导频数据进行子帧间的合并，得到合并后的导频数据；
信道估计模块，用于根据所述合并后的导频数据对所述当前待处理子帧进行信道估计。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
频偏估计模块，用于根据所述N个子帧中的导频数据对所述N个子帧进行频偏估计，得到所述N个子帧的频偏估计值；
频偏补偿模块，用于以所述当前待处理子帧为基准，根据所述频偏估计值对所述N个子帧中除所述当前待处理子帧以外的导频子帧进行频偏补偿；
合并模块，具体用于：对进行频偏补偿后的导频子帧和所述当前待处理子帧中的导频数据进行子帧间的合并。
11.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述N个子帧为接收时间连续的N个子帧。
12.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，当N为奇数时，当前待处理子帧为第(N+1)/2个子帧；当N为偶数时，当前待处理子帧为第N/2或N/2+1个子帧。
13.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述N的值为9。
14.根据权利要求9-13任一项所述的装置，其特征在于，所述合并模块，具体用于：
将所述N个子帧中相同导频位置的导频数据进行算术平均。
15.根据权利要求9-13任一项所述的装置，其特征在于，所述合并模块，具体用于：
将所述N个子帧中相同导频位置的导频数据进行加权平均。
16.根据权利要求9-13任一项所述的装置，其特征在于，所述信道估计模块，具体用于：
根据所述合并后的导频数据采用最小二乘法计算所述当前待处理子帧中导频位置处的信道估计值。
17.一种接收机，其特征在于，包括：存储器和处理器，所述存储器用于存储计算机程序；所述处理器用于在调用所述计算机程序时执行如权利要求1-8任一项所述的方法。
18.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1-8任一项所述的方法。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/CN2018/084933 WO2019205110A1 (zh) | 2018-04-27 | 2018-04-27 | 一种信道估计方法、装置和接收机 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110651454A CN110651454A (zh) | 2020-01-03 |
| CN110651454B true CN110651454B (zh) | 2022-09-06 |
Family
ID=68294345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201880000860.1A Active CN110651454B (zh) | 2018-04-27 | 2018-04-27 | 一种信道估计方法、装置和接收机 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110651454B (zh) |
| WO (1) | WO2019205110A1 (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114567532A (zh) * | 2021-10-18 | 2022-05-31 | 北京智联安科技有限公司 | 一种应用于NB-IoT精同步的优化方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1543106A (zh) * | 2003-11-04 | 2004-11-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 用于宽带码分多址通信系统的信道估计方法 |
| CN101415227A (zh) * | 2007-10-15 | 2009-04-22 | 大唐移动通信设备有限公司 | 支持高速移动传输的传输时间间隔配置方法、装置及系统 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102611647B (zh) * | 2011-01-20 | 2016-04-13 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 宽带码分多址rake接收机中信道估计方法及装置 |
| EP2706680B1 (en) * | 2011-05-03 | 2016-05-18 | LG Electronics Inc. | Method for transmitting/receiving downlink control information in wireless communication system and device therefor |
| CN106712910B (zh) * | 2015-11-13 | 2019-09-17 | 电信科学技术研究院 | 冗余版本及其改变周期的确定、信道估计方法及装置 |
| CN106972915B (zh) * | 2017-03-30 | 2020-03-06 | 深圳市励科机电科技工程有限公司 | 一种信号传输方法和窄带无线终端 |
-
2018
- 2018-04-27 WO PCT/CN2018/084933 patent/WO2019205110A1/zh active Application Filing
- 2018-04-27 CN CN201880000860.1A patent/CN110651454B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1543106A (zh) * | 2003-11-04 | 2004-11-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 用于宽带码分多址通信系统的信道估计方法 |
| CN101415227A (zh) * | 2007-10-15 | 2009-04-22 | 大唐移动通信设备有限公司 | 支持高速移动传输的传输时间间隔配置方法、装置及系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2019205110A1 (zh) | 2019-10-31 |
| CN110651454A (zh) | 2020-01-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7519125B2 (en) | Multicarrier receiver and methods of generating spatial correlation estimates for signals received with a plurality of antennas | |
| US8681912B2 (en) | Method and apparatus for estimating channel using phase compensation in wireless communication system | |
| JP5513523B2 (ja) | 遅延スプレッド補償のための方法及び装置 | |
| US8548101B2 (en) | Demodulation method and demodulator for orthogonal frequency multiplexing—multiple input multiple output system | |
| CN101355541B (zh) | 快变信道条件下正交频分复用系统中分块均衡方法 | |
| CN107306238A (zh) | 载波调制信号的接收、发送方法及相应接收机与发射机 | |
| CN1984100A (zh) | 在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法 | |
| US10644904B2 (en) | System and method for channel estimation | |
| CN104486266B (zh) | 一种基于mimo-ofdm系统的信道估计方法及装置 | |
| CN103873397A (zh) | 一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法 | |
| US20120328055A1 (en) | Channel estimation circuit, channel estimation method, and receiver | |
| CN107454032B (zh) | 一种基于子载波间幅值积的ofdm频偏估计方法 | |
| CN111201758B (zh) | 载波间干扰补偿 | |
| CN115378769B (zh) | 数据传输方法、装置、通信设备及存储介质 | |
| CN106850471B (zh) | 一种利用加权虚拟导频的时频域联合插值信道估计方法 | |
| CN102006259B (zh) | 长期演进系统的信道估计方法和装置 | |
| CN110651454B (zh) | 一种信道估计方法、装置和接收机 | |
| US9136882B2 (en) | Uplink channel estimation for a software defined radio | |
| CN109412987A (zh) | 一种ofdm系统信道跟踪方法 | |
| CN103428126A (zh) | 一种基于梳状导频的ofdm自适应信道估计方法 | |
| CN107248967B (zh) | 一种应用于ofdm系统的信道估计方法及装置 | |
| US9369322B2 (en) | Method of decoding a received SC-FDMA symbol in a receiver in a OFDM communication system, a receiver, an apparatus, an OFDM communication system and a computer program product | |
| KR101160526B1 (ko) | 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정 방법 | |
| CN109120560B (zh) | 自适应的ici载波间干扰消除方法及装置 | |
| JP3843870B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |