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CN110445387B - 一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法 - Google Patents

一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法 Download PDF

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CN110445387B CN201910614570.2A CN201910614570A CN110445387B CN 110445387 B CN110445387 B CN 110445387B CN 201910614570 A CN201910614570 A CN 201910614570A CN 110445387 B CN110445387 B CN 110445387B
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Abstract

本发明涉及电力电子系统控制领域，尤其涉及一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法。本发明为一种化成分容用电源的拓扑结构，包括三相AC/DC整流器、LLC谐振变换器，三相AC/DC整流器输出侧的稳压电容Cd与LLC谐振变换器并联，LLC谐振变换器输出侧的稳压电容C0与负载电池E并联，所述LLC谐振变换器具有能量双向流动且自动切换，在开关频率不高于谐振频率时，电压增益恒定的特性；以及一种化成分容用电源的控制方法，以LLC谐振变换器的输出压V0为外环，以三相AC/DC整流器的输入电流为内环；实现能量的双向流动且自动切换。

Description

一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子系统控制技术领域，尤其涉及一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法。
背景技术
化成分容是电池在出厂前最后一道非常重要的工序，即通过对电池进行一系列的充放电，使得电池中活性物质的电化学性能得到改善和加强。与国外化成分容设备相比，目前市面上使用的化成设备大多化成功能比较单一，仅有恒流充电、恒压充电、恒流放电三种简单方式。化成分容电源为交流输入、直流输出(AC/DC)设备。传统的化成电源设备，大多为单向功率流，即只能由化成分容电源往电池充电或电池通过化成分容电源放电，不能在线实现化成分容电源的能量流向切换。虽然近些年来，一些化成分容电源可以实现能量流向的切换，但需要专门检测输出电压，与输出电压参考值比较，并通过控制算法判断能量流向，以选择对应的系统控制方案。为了防止出现能量流向的频繁切换，往往需要设置死区，这会造成能量流向切换时输出电压发生较大波动，延长系统暂态调节时间。此外，由于化成分容电容通常用于低压、大电流的场合，选择的器件耐压等级低，所以输出电压最高允许值较低，设置的电压死区阈值很低，会使得能量流向切换在实际实现时控制算法很复杂，而且如果发生能量流向切换失败，会造成输出电压突变，甚至可能超出最高允许值而发生化成电源损坏等严重后果。
发明内容
(一)要解决的技术问题
基于上述问题，本发明提供一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法，能实现能量的双向流动且自动切换。
(二)技术方案
基于上述的技术问题，本发明提供一种化成分容用电源的拓扑结构，其特征在于，所述电源包括三相AC/DC整流器、LLC谐振变换器，三相AC/DC整流器输出侧的稳压电容Cd与LLC谐振变换器并联，LLC谐振变换器输出侧的稳压电容C0与负载电池E并联，所述LLC谐振变换器具有能量双向流动且自动切换，在开关频率不高于谐振频率时，电压增益恒定的特性；所述能量双向流动且自动切换即电池E的电压低于LLC谐振变换器的参考电压V0 *时，能量正向流动，电池E充电；电池E的电压高于LLC谐振变换器的参考电压V0 *时，能量反向流动，电池E反馈能量。
进一步的，所述LLC谐振变换器包括主电路和控制电路，所述主电路包含一个谐振电路、两个开关电路、一个变压器和两个端口；变压器原边包括由谐振电感Lr、谐振电容Cr1和Cr2及其反向并联的辅助二极管组成的谐振电路，由开关管S1和S2组成的开关电路；变压器的副边包括由开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成的开关电路；第一端口并联稳压电容Cd，第二端口并联稳压电容C0；
所述主电路中各个部件的连接关系为：在变压器原边，谐振电容Cr1的正极和开关管S1的漏极同时与稳压电容Cd的正极相连，谐振电容Cr1的负极则同时与谐振电容Cr2的正极和变压器一次侧的负极相连，开关管S1的源极同时与谐振电感Lr的一端和开关管S2的漏极相连，开关管S2的源极和谐振电容Cr2的负极同时与稳压电容Cd的负极相连，而谐振电感Lr的另一端则与变压器一次侧的正极相连，谐振电容Cr1、Cr2分别反向并联一个辅助二极管；在变压器的副边，开关管Q1的漏极和开关管Q2的漏极同时与稳压电容C0的正极相连，开关管Q1的源极同时与变压器二次侧的正极和开关管Q3的漏极相连，开关管Q2的源极同时与变压器二次侧的负极和开关管Q4的漏极相连，开关管Q3的源极和开关管Q4的源极同时与稳压电容C0的负极相连。
进一步的，所述控制电路包括控制器和驱动电路，控制器是DSP控制器，用于产生一组互补的PWM驱动信号，驱动电路将接收到的来自控制器的PWM驱动信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管S1、S2、Q1～Q4提供驱动电压。
进一步的，所述开关管S1、S2、Q1～Q4为存在反向并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
进一步的，所述开关管S1和Q1、Q4的驱动信号一致，S2和Q2、Q3的驱动信号一致，忽略死区时间的情况下，S1和S2的驱动信号互补。
进一步的，所述LLC谐振变换器开环运行，在开关频率不高于谐振频率时，输入电压Vd与输出电压V0成比例关系，不受负载变化的影响，均可以视为DCX，即
Vd＝kV0＝2nV0
其中，k为LLC谐振变换器输入电压Vd与输出电压V0的比例系数，n为变压器的变比。
一种根据所述的化成分容电源的拓扑结构的控制方法，其特征在于，以LLC谐振变换器的输出电压V0为外环，与参考电压V0 *比较后的差值经PI调节，得到直轴电流的参考值Id *，以三相AC/DC整流器的输入电流为内环，经派克变换得到直轴电流Id和交轴电流Iq，直轴电流Id和交轴电流Iq分别与直轴电流的参考值Id *和交轴电流的参考值Iq *比较，误差值经各自PI调节，得到dq坐标轴下的控制率，经派克逆变换后输出给PWM调制模块，从而控制三相AC/DC整流器的开关器件，调节LLC谐振变换器的输入电压Vd，从而调节LLC谐振变换器的输出电压V0；当V0大于参考电压V0 *时，控制调节使Vd、V0减小；当V0小于参考电压V0 *时，控制调节使Vd、V0增大。
(三)有益效果
本发明的上述技术方案具有如下优点：
(1)正反运行时开关管的驱动信号一致，能实现能量的双向流动且自动切换，不需要检测输出负载的电压，不需要切换的控制算法；
(2)可以实现双向谐振软开关，即输入端零电压开通和零电流关断，输出端零电压开通，减小开关开通关断损耗，提高整体效率，同时大幅降低谐波，减少对其他设备的干扰；
(3)采用了同步整流，减少了整流部分的变流损耗；
(4)自动实现电池向电网的能量反馈，节约能源和电池生产成本；
(5)由于LLC谐振变换器可以等效为一个比例环节，采用LLC谐振变换器输出电压反馈，可以提高负载调整率；
(6)采用对输入电网电流的闭环控制可以实现提高输入功率因素，减小对电网的谐波污染；
(7)控制结构简单、成本较低，但控制效果可靠、安全。
附图说明
通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：
图1为本发明实施例一种化成分容用电源的拓扑结构图；
图2为本发明实施例一种化成分容用电源的LLC谐振变换器的拓扑结构图；
图3为本发明实施例一种化成分容用电源的控制框图；
图4(a)为本发明实施例的LLC谐振变换器正向工作时的波形图；
图4(b)为本发明实施例的LLC谐振变换器反向工作时的波形图；
图5为本发明实施例的LLC谐振变换器在t0-t6的工作情况等效电路图；
图6为本发明实施例的LLC谐振变换器的增益曲线图；
图7为在反向功率流动的条件下三相AC/DC整流器输入电网电压、输入电网电流和三相AC/DC整流器输出直流电压的波形图；
图8显示了功率流由正向自动切到反向时三相AC/DC整流器输入电网电压、输入电网电流和三相AC/DC整流器输出直流电压的波形以及负载电池电压、电流的波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
本发明为一种化成分容电源的拓扑结构，如图1所示，所述电源包括三相AC/DC整流器、LLC谐振变换器，三相AC/DC整流器输出侧的稳压电容Cd与LLC谐振变换器并联，LLC谐振变换器输出侧的稳压电容C0与负载电池E并联，所述LLC谐振变换器具有能量双向流动且自动切换，在开关频率不高于谐振频率时，电压增益恒定的特性；所述能量双向流动且自动切换即电池E的电压低于LLC谐振变换器的参考电压V0 *时，能量正向流动，电池E充电；电池E的电压高于LLC谐振变换器的参考电压V0 *时，能量反向流动，电池E反馈能量。
所述LLC谐振变换器包括主电路和控制电路，如图2所示，所述主电路包含一个谐振电路、两个开关电路、一个变压器和两个端口；变压器原边包括由谐振电感Lr、谐振电容Cr1和Cr2及其反向并联的辅助二极管组成的谐振电路，由开关管S1和S2组成的开关电路；变压器的副边包括由开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成的开关电路；第一端口并联稳压电容Cd，第二端口并联稳压电容C0；
所述主电路中各个部件的连接关系为：在变压器原边，谐振电容Cr1的正极和开关管S1的漏极同时与稳压电容Cd的正极相连，谐振电容Cr1的负极则同时与谐振电容Cr2的正极和变压器一次侧的负极相连，开关管S1的源极同时与谐振电感Lr的一端和开关管S2的漏极相连，开关管S2的源极和谐振电容Cr2的负极同时与稳压电容Cd的负极相连，而谐振电感Lr的另一端则与变压器一次侧的正极相连，谐振电容Cr1、Cr2分别反向并联一个辅助二极管；在变压器的副边，开关管Q1的漏极和开关管Q2的漏极同时与稳压电容C0的正极相连，开关管Q1的源极同时与变压器二次侧的正极和开关管Q3的漏极相连，开关管Q2的源极同时与变压器二次侧的负极和开关管Q4的漏极相连，开关管Q3的源极和开关管Q4的源极同时与稳压电容C0的负极相连。
所述开关管S1、S2、Q1～Q4为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
LLC谐振变换器的第一端口的电压为Vd，电流为Iin，而第二端口的电压为V0；im为流过励磁电感Lm的电流，ir为流过谐振电感Lr的谐振电流，Is为副边电流，IE为流过电池E的电流，ur1、ur2分别为谐振电容Cr1、Cr2两端的电压，S1、S2、Q1、Q2、Q3、Q4分别代表对应MOSFET的门极信号。
一种所述的化成分容电源的控制方法，如图3所示，其特征在于，以LLC谐振变换器的输出电压V0为外环，与参考电压V0 *比较后的差值经PI调节，得到直轴电流的参考值Id *，以三相AC/DC整流器的输入电流为内环，经派克变换得到直轴电流Id和交轴电流Iq，直轴电流Id和交轴电流Iq分别与直轴电流的参考值Id *和交轴电流的参考值Iq *比较，误差值经各自PI调节，得到dq坐标轴下的控制率，经派克逆变换后输出给PWM调制模块，从而控制三相AC/DC整流器的开关器件，调节LLC谐振变换器的输入电压Vd，从而调节LLC谐振变换器的输出电压V0；当V0大于参考电压V0 *时，控制调节使Vd、V0减小；当V0小于参考电压V0 *时，控制调节使Vd、V0增大。
除了主电路外，LLC谐振变换器还包括控制电路，控制电路包括控制器和驱动电路，控制器是DSP控制器，用于产生一组互补的PWM驱动信号，驱动电路将接收到的来自控制器的PWM驱动信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管S1、S2、Q1～Q4提供驱动电压，S1和Q1、Q4的驱动信号一致，S2和Q2、Q3的驱动信号一致，S1和S2的驱动信号互补，开通时间固定为LLC谐振周期的一半，即MOSFET驱动信号为占空比固定为50％(忽略死区时间)的脉冲信号。
本实施例及其电路拓扑工作过程如下：
正向工作时，如图4(a)和图5所示，在t0时刻，谐振电流ir开始从零增加时，开关管S1和Q1、Q4同时开通，如果参数和死区时间设计合理，t0时刻S1刚好放电完毕，则能同时实现S1的零电压开通，根据电感的伏秒平衡特性，死区之间开通之前励磁电流im为负值，副边电流从Q1、Q4的体二极管流过，把Q1、Q4两端的电压钳位为零，为Q1、Q4的零电压开通创造了条件；通过调整死区时间让开关频率小于谐振频率，在t0时刻，S1和Q1、Q4零电压开通，ir为正弦信号，励磁电流im线性增加，副边同步整流，直到t1时刻，谐振电流ir与励磁电流im的绝对值相等，副边电流Is为零，由于Q1、Q4仍处于开通状态，Q1、Q4电流反向，能量反馈；在t2时刻，谐振电流ir经过半个谐振周期再次达到零时，开关管S1和Q1、Q4同时关断，此时S1为零电流关断，而Q1、Q4存在关断电流；t2到t3是死区时间，此时原边的S1的结电容充电，S2的结电容放电，副边的Q1、Q4的结电容充电，Q2、Q3的结电容放电，原边电流小于副边电流，副边的Q1、Q4的结电容先充电完毕，Q2、Q3的体二极管导通，因此Q2、Q3可以实现零电压导通；如果参数和死区时间设计合理，在t3时刻S2放电完毕，S2可以实现零电压导通；后半个开关周期波形对称，原理也相同。
反向工作时，LLC谐振变换器的波形图如图4(b)所示，在t0-t6的工作情况等效电路图与图5所示的正向工作时一样，但谐振电流ir和副边电流Is方向与正向工作时相反，在t0时刻，副边电流Is开始从零增加时，开关管S1和Q1、Q4同时开通，如果参数和死区时间设计合理，t0时刻Q1、Q4刚好放电完毕，则能同时实现Q1、Q4的零电压开通，由于死区时间内励磁电流im为负值，与谐振电流ir相等，S1开通之前已完成放电，把S1两端的电压钳位为零，为S1的零电压开通创造了条件；通过调整死区时间让开关频率小于谐振频率，在t0时刻，S1和Q1、Q4零电压开通，Is为正弦信号，励磁电流im线性增加，直到t1时刻，副边电流Is的1/n倍与励磁电流im的绝对值相等，谐振电流ir为零，由于S1仍处于开通状态，S1电流反向，能量反馈；在t2时刻，副边电流Is经过半个谐振周期再次达到零时，开关管S1和Q1、Q4同时关断，此时Q1、Q4为零电流关断，而S1存在关断电流；t2到t3是死区时间，此时原边的S1的结电容充电，S2的结电容放电，副边的Q1、Q4的结电容充电，Q2、Q3的结电容放电，由于死区时间内励磁电流im为正值，与谐振电流ir相等，原边的S2的结电容先放电完毕，S2的体二极管导通，因此S2可以实现零电压导通，如果参数和死区时间设计合理，在t3时刻Q2、Q3放电完毕，Q2、Q3可以实现零电压导通；后半个开关周期波形对称，原理也相同。
因此，“同开同关”的调制策略下，LLC谐振变换器的驱动信号不变，LLC谐振变换器能量能双向流动且自动切换，当负载电池E的电压低于参考电压V0 *时，电源能量正向流动，电池E充电；当负载电池E的电压高于参考电压V0 *时，电源能量反向流动，电池E向电网反馈能量。
由于LLC谐振变换器正负半周波形对称，所以这里以LLC谐振变换器正向运行时的正半周模态进行推导。
在t0时刻，S1和Q1、Q4开通时，建立微分方程：
Figure BDA0002123480730000101
而Cr1＝Cr2＝Cr，解微分方程得：
Figure BDA0002123480730000102
由输入输出功率守恒原理，有：
Figure BDA0002123480730000103
式中的R为电池负载的等效电阻，
Figure BDA0002123480730000104
由(2)式得：
Figure BDA0002123480730000111
将
Figure BDA0002123480730000112
代入(2)式，得
Figure BDA0002123480730000113
将(3)式代入(4)式，解得：
Figure BDA0002123480730000114
因而，“同开同关”的调制策略下，开关频率低于谐振频率时，LLC谐振变换器可以实现恒增益，而LLC谐振变换器开关频率等于谐振频率时同样可以实现恒增益，因此，开关频率不高于谐振频率时，LLC谐振变换器均可以实现恒增益，LLC谐振变换器可以看作LLC-DCX，三相AC/DC整流器的输出电压Vd与LLC谐振变换器的输出电压V0成比例关系，不受负载变化的影响，即
Vd＝kV0＝2nV0
其中，k为LLC谐振变换器输入电压Vd与输出电压V0的比例系数，n为变压器的变比。
据此，结合FHA(基波近似分析法)可以得到开关频率高于谐振频率时的增益曲线图，从而得到LLC谐振变换器采用“同开同关”调制策略时电压增益曲线如图6所示。
反向功率流动的条件下(电池向电网反馈能量)三相AC/DC整流器输入电网电压、输入电网电流和三相AC/DC整流器输出直流电压的波形图如图7所示；功率流由正向(电网向电池充电)自动切到反向(电池向电网反馈能量)时三相AC/DC整流器输入电网电压、输入电网电流和三相AC/DC整流器输出直流电压的波形以及负载电池电压、电流的波形图如图8所示。
综上可知，通过上述的一种化成分容电源的拓扑结构和控制方法，具有如下优点：
(1)正反运行时开关管的驱动信号一致，能实现能量的双向流动且自动切换，不需要检测输出负载的电压，不需要切换的控制算法；
(2)可以实现双向谐振软开关，即输入端零电压开通和零电流关断，输出端零电压开通，减小开关开通关断损耗，提高整体效率，同时大幅降低谐波，减少对其他设备的干扰；
(3)采用了同步整流，减少了整流部分的变流损耗；
(4)自动实现电池向电网的能量反馈，节约能源和电池生产成本；
(5)由于LLC谐振变换器可以等效为一个比例环节，采用LLC谐振变换器输出电压反馈，可以提高负载调整率；
(6)采用对输入电网电流的闭环控制可以实现提高输入功率因素，减小对电网的谐波污染；
(7)控制结构简单、成本较低，但控制效果可靠、安全。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。

Claims (5)

1.一种化成分容用电源的拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述化成分容用电源的拓扑结构包括三相AC/DC整流器、LLC谐振变换器，三相AC/DC整流器输出侧的稳压电容Cd与LLC谐振变换器并联，LLC谐振变换器输出侧的稳压电容C0与负载电池E并联，所述LLC谐振变换器具有能量双向流动且自动切换，不需要切换的控制算法，在“同开同关”的调制策略下，在开关频率不高于谐振频率时，电压增益恒定的特性；所述能量双向流动且自动切换即电池E的电压低于LLC谐振变换器的参考电压V0 *时，能量正向流动，电池E充电；电池E的电压高于LLC谐振变换器的参考电压V0 *时，能量反向流动，电池E反馈能量；所述LLC谐振变换器开环运行；
所述控制方法为：以LLC谐振变换器的输出电压V0为外环，与参考电压V0 *比较后的差值经PI调节，得到直轴电流的参考值Id *，以三相AC/DC整流器的输入电流为内环，经派克变换得到直轴电流Id和交轴电流Iq，直轴电流Id和交轴电流Iq分别与直轴电流的参考值Id *和交轴电流的参考值Iq *比较，误差值经各自PI调节，得到dq坐标轴下的控制率，经派克逆变换后输出给PWM调制模块，从而控制三相AC/DC整流器的开关器件，调节LLC谐振变换器的输入电压Vd，从而调节LLC谐振变换器的输出电压V0；当V0大于参考电压V0 *时，控制调节使Vd、V0减小；当V0小于参考电压V0 *时，控制调节使Vd、V0增大；
所述LLC谐振变换器包括主电路和控制电路，所述主电路包含一个谐振电路、两个开关电路、一个变压器和两个端口；变压器原边包括由谐振电感Lr、谐振电容Cr1和Cr2及其反向并联的辅助二极管组成的谐振电路，由开关管S1和S2组成的开关电路；变压器的副边包括由开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成的开关电路；第一端口并联稳压电容Cd，第二端口并联稳压电容C0；
所述主电路中各个部件的连接关系为：在变压器原边，谐振电容Cr1的正极和开关管S1的漏极同时与稳压电容Cd的正极相连，谐振电容Cr1的负极则同时与谐振电容Cr2的正极和变压器一次侧的负极相连，开关管S1的源极同时与谐振电感Lr的一端和开关管S2的漏极相连，开关管S2的源极和谐振电容Cr2的负极同时与稳压电容Cd的负极相连，而谐振电感Lr的另一端则与变压器一次侧的正极相连，谐振电容Cr1、Cr2分别反向并联一个辅助二极管；在变压器的副边，开关管Q1的漏极和开关管Q2的漏极同时与稳压电容C0的正极相连，开关管Q1的源极同时与变压器二次侧的正极和开关管Q3的漏极相连，开关管Q2的源极同时与变压器二次侧的负极和开关管Q4的漏极相连，开关管Q3的源极和开关管Q4的源极同时与稳压电容C0的负极相连；
电路拓扑工作过程如下：
正向工作时，在t0时刻，谐振电流ir开始从零增加时，开关管S1和Q1、Q4同时开通，如果参数和死区时间设计合理，t0时刻S1刚好放电完毕，则能同时实现S1的零电压开通，根据电感的伏秒平衡特性，死区之间开通之前励磁电流im为负值，副边电流从Q1、Q4的体二极管流过，把Q1、Q4两端的电压钳位为零，为Q1、Q4的零电压开通创造了条件；通过调整死区时间让开关频率小于谐振频率，在t0时刻，S1和Q1、Q4零电压开通，ir为正弦信号，励磁电流im线性增加，副边同步整流，直到t1时刻，谐振电流ir与励磁电流im的绝对值相等，副边电流Is为零，由于Q1、Q4仍处于开通状态，Q1、Q4电流反向，能量反馈；在t2时刻，谐振电流ir经过半个谐振周期再次达到零时，开关管S1和Q1、Q4同时关断，此时S1为零电流关断，而Q1、Q4存在关断电流；t2到t3是死区时间，此时原边的S1的结电容充电，S2的结电容放电，副边的Q1、Q4的结电容充电，Q2、Q3的结电容放电，原边电流小于副边电流，副边的Q1、Q4的结电容先充电完毕，Q2、Q3的体二极管导通，因此Q2、Q3可以实现零电压导通；如果参数和死区时间设计合理，在t3时刻S2放电完毕，S2可以实现零电压导通；后半个开关周期波形对称，原理也相同；
反向工作时，在t0-t6的工作情况等效电路图与正向工作时一样，但谐振电流ir和副边电流Is方向与正向工作时相反，在t0时刻，副边电流Is开始从零增加时，开关管S1和Q1、Q4同时开通，如果参数和死区时间设计合理，t0时刻Q1、Q4刚好放电完毕，则能同时实现Q1、Q4的零电压开通，由于死区时间内励磁电流im为负值，与谐振电流ir相等，S1开通之前已完成放电，把S1两端的电压钳位为零，为S1的零电压开通创造了条件；通过调整死区时间让开关频率小于谐振频率，在t0时刻，S1和Q1、Q4零电压开通，Is为正弦信号，励磁电流im线性增加，直到t1时刻，副边电流Is的1/n倍与励磁电流im的绝对值相等，谐振电流ir为零，由于S1仍处于开通状态，S1电流反向，能量反馈；在t2时刻，副边电流Is经过半个谐振周期再次达到零时，开关管S1和Q1、Q4同时关断，此时Q1、Q4为零电流关断，而S1存在关断电流；t2到t3是死区时间，此时原边的S1的结电容充电，S2的结电容放电，副边的Q1、Q4的结电容充电，Q2、Q3的结电容放电，由于死区时间内励磁电流im为正值，与谐振电流ir相等，原边的S2的结电容先放电完毕，S2的体二极管导通，因此S2可以实现零电压导通，如果参数和死区时间设计合理，在t3时刻Q2、Q3放电完毕，Q2、Q3可以实现零电压导通；后半个开关周期波形对称，原理也相同。
2.根据权利要求1所述的一种化成分容用电源的拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述控制电路包括控制器和驱动电路，控制器是DSP控制器，用于产生一组互补的PWM驱动信号，驱动电路将接收到的来自控制器的PWM驱动信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管S1、S2、Q1～Q4提供驱动电压。
3.根据权利要求1所述的一种化成分容用电源的拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述开关管S1、S2、Q1～Q4为存在反向并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
4.根据权利要求1所述的一种化成分容用电源的拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述开关管S1和Q1、Q4的驱动信号一致，S2和Q2、Q3的驱动信号一致，忽略死区时间的情况下，S1和S2的驱动信号互补，驱动信号均为占空比固定为50％，正反运行时开关管的驱动信号一致。
5.根据权利要求1所述的一种化成分容用电源的拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器在开关频率不高于谐振频率时，输入电压Vd与输出电压V0成比例关系，不受负载变化的影响，均可以视为DCX，即
Vd＝kV0＝2nV0
其中，k为LLC谐振变换器输入电压Vd与输出电压V0的比例系数，n为变压器的变比。
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