CN108702166B - 通信接收器中的iq耦合的数字补偿 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种接收器电路，所述接收器电路包含：转换电路，其经配置以将经接收射频信号降频转换成基带信号；模/数转换器，其经配置以将所述基带信号取样为经取样信号；快速傅里叶变换FFT电路，其经配置以对所述经取样信号执行FFT；及数字补偿电路，其经配置以补偿频域中的IQ失真。

Description

通信接收器中的IQ耦合的数字补偿

相关申请案的交叉参考

本申请案主张2016年7月7日申请的共同拥有的第62/359,372号美国临时专利申请案的优先权，所述案出于所有目的而以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明涉及无线数据通信系统，且特定来说，涉及通信接收器中的IQ耦合的数字补偿。

背景技术

在无线通信接收器中，射频(RF)信号由一或多个低噪声放大器(LNA)放大且经降频转换成基带。所得同相(I)波形及正交(Q)波形在使用一对模/数转换器(ADC)进行取样之前经进一步放大及滤波。所取样波形接着经处理，使得传输位序列被恢复。电路中的失真(例如本地振荡器相位噪声或I及Q路径中的增益/相位不平衡)将影响接收器的性能。

发明内容

本发明的实施例包含一种接收器电路。所述接收器电路可包含转换电路、模/数转换器、FFT电路及数字补偿电路。所述转换电路可经配置以将经接收射频信号降频转换成基带信号。结合以上实施例中的任一者，所述模/数转换器可经配置以将所述基带信号取样为经取样信号。结合以上实施例中的任一者，所述FFT电路可经配置以对所述经取样信号执行FFT。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路可经配置以补偿频域中的IQ失真。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路经配置以：在第一分支中，将复数基带信号乘以载波频率偏差的第一校正以产生第一相乘信号，通过所述FFT电路对所述第一相乘信号执行第一FFT，且使来自所述第一FFT的输出与第一因子相乘以形成第一输出数据。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路可经配置以：在第二分支中，将复数基带信号乘以载波频率偏差的第二校正以产生第二相乘信号，通过所述FFT电路对所述第二相乘信号执行第二FFT，执行循环反转/共轭，且使所述第二FFT的输出与第二因子相乘以形成第二输出数据。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路可经配置以使所述第一输出数据及所述第二输出数据相加。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路可经配置以在所述第二分支中：通过反转及共轭所述第二FFT的输出而执行共轭；及使所述第二FFT的经反转及经共轭输出与所述第二因子相乘以形成所述第二输出数据。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路可经配置以在所述第二分支中：通过共轭所述复数基带信号而执行共轭；及使所述经共轭复数基带信号乘以载波频率偏差的所述第二校正以产生所述第二相乘信号。结合以上实施例中的任一者，所述第一校正及所述第二校正可取决于频率。结合以上实施例中的任一者，所述接收器可包含均衡器电路，所述均衡器电路经配置以均衡所述第一输出数据及所述第二输出数据的总和。结合以上实施例中的任一者，所述第一校正可为

其中Δω对应于频率偏差且T_S是取样周期。结合以上实施例中的任一者，所述第一因子可为λ₁(ω)/δ且所述第二因子是λ₂(ω)/δ，其中

δ＝λ₁(ω）λ₁(－ω－2Δω)－λ_２(ω)λ_２(－ω－2Δω)。

结合以上实施例中的任一者，Δω对应于频率偏差，ω对应于频率，T_S是取样周期，且β₁及β₂是耦合系数。结合以上实施例中的任一者，所述数字补偿电路可经配置以在降频转换之后补偿由IQ耦合引起的IQ失真。结合以上实施例中的任一者，所述射频信号可包含正交频域多路复用(OFDM)数据包。

本发明的实施例也包含系统，其包含根据上文所论述的实施例中的任一者实施的接收器。本发明的实施例进一步包含由上文所论述的系统或接收器中的任一者执行的方法。

附图说明

图1是根据本发明的实施例的用于IQ耦合的数字补偿的实例系统的绘示。

图2A到2C、3及4绘示根据本发明的实施例的实例串扰效应及其校正。

图5绘示根据本发明的实施例的数字补偿电路的实例。

图6A到6B绘示根据本发明的实施例的当信道偏差频率为非零且IQ耦合失真存在时RF音调的接收。

图7绘示根据本发明的实施例的用于补偿载波偏差频率及IQ耦合的数字补偿电路的实例。

图8绘示根据本发明的实施例的用于补偿载波偏差频率及IQ耦合的数字补偿电路的另一实例。

具体实施方式

图1是根据本发明的实施例的用于IQ耦合的数字补偿的实例系统100的绘示。所述数字补偿可在通信接收器中执行。所述通信接收器可包含无线通信接收器，例如WIFI接收器。

射频(RF)信号可由天线102接收。所述接收信号可使用一或多个低噪声放大器(LNA)104放大且经降频转换成基带信号。波形可接着使用低通滤波器(LPF)108滤波且使用一或多个可变增益放大器(VGA)110再次放大。所得信号可使用一或多个模/数转换器(ADC)112进行取样。所述信号可使用乘法器电路114调整，乘法器电路114可校正所述载波频率偏差的效应。快速傅里叶变换(FFT)电路116可将FFT应用于所述信号且将结果路由到IQ解耦器电路118。IQ解耦器电路118的输出可经路由到均衡器电路118，其可在频域中执行均衡。所述均衡器电路可通过应用系数而调整所述信号。在数字信号从均衡器电路120传递出到一或多个解码器之后恢复传输序列。

IQ耦合106可发生于系统100中。在一个实施例中，IQ解耦器电路118可数字地补偿IQ耦合106的效应。IQ耦合106可在信号经降频转换成基带信号时发生。所述信号在降频转换之前可取决于无线通信协议而处于载波频率。例如，所述信号可包含在2.4GHz信号上运输的WIFI数据包。降频转换可由相应乘法器的正弦及余弦函数执行。所得同相(I)波形及正交(Q)波形可在使用ADC 112进行取样之前经放大及滤波。IQ耦合106可致使一种形式的失真，其包含在I与Q信号之间的由寄生效应所致的假串扰。IQ耦合106可将与同相分量的导数成比例的失真添加到正交波形，且反之亦然。如果使此类效应未补偿，那么由系统100形成的接收器的数据包误差率(PER)性能可严重降级。

经降频转换的I及Q信号可分别由x₁ ^I及x₁ ^Q指定。所述两者之间的串扰可发生于IQ耦合106中。在IQ耦合106之后，同相波形可被指定为x^I ₂且正交波形可由x^Q ₂给定。I及Q分量中的每一者在IQ耦合106之后可包含先前I或Q分量加上失真。所述失真可包含I或Q分量中的另一者的导数乘以相应因子。因此，I及Q分量在IQ耦合之后可被给定为：

因此，与同相分量的导数成比例的信号经添加到正交波形，且反之亦然。

图2A到2C、3及4绘示根据本发明的实施例的实例串扰效应及其校正。在图2A中，如果没有发生IQ失真或关于IQ耦合106的其它效应，那么RF音调经展示为由系统100接收。当不存在失真时，展示基带处的信号频谱。在图2B中，展示具有由IQ耦合106所致的串扰的RF音调。当存在IQ耦合106的效应时，展示基带频谱。在此情况下，乘法系数(β1及β2)经设定为0.3及0.1。除预期音调外，图像频率处也存在假分量，使得图像抑制比(IMRR)仅为9.7dB。由于IQ耦合失真的IMRR可为频率相依的。在图2C中，展示由系统100执行的数字补偿之后的RF音调。展示由RF音调的数字补偿所致的基带处的信号频谱。IMRR可增加到46dB。在图3中，标绘在经历IQ耦合失真时(有数字补偿及无数字补偿)的系统100的IMRR相对于频率的绘图。因此，IMRR可随着频率增加而变得更糟，特别是在不使用补偿时。在图4中，展示系统100的接收器性能。针对正交频域多路复用(OFDM)数据包标绘的误差向量量值(EVM)对信噪比(SNR)曲线用作传输数据。其中系统100数字地补偿IQ耦合失真的性能接近其中IQ耦合失真从不发生的性能，且在其中IQ耦合在无数字补偿而发生的情况下改进。

回到图1，在一个实施例中，IQ耦合106的补偿可在数字域中由IQ解耦器电路118执行。因此，系统100可校正调制解调器中的IQ耦合效应。而且，可在频域中移除失真。特定来说，系统可在频域中针对OFDM通信系统的数据执行数字补偿。在此类OFDM通信系统中，已希望将信号变换到傅里叶域以用于数据解调。通过对频域样本应用合适信号处理操作(例如数字补偿)，可移除IQ耦合失真的效应。

数字补偿的设计可首先包含在不存在载波频率偏差(CFO)时导出一种形式的补偿解。CFO可指传输器及接收器中的本地振荡器(LO)的频率之间的频率偏差。

可将数字补偿应用于频域样本。图5绘示根据本发明的实施例的数字补偿电路500的实例。数字补偿电路500可实施IQ解耦器电路118。

数字补偿电路可包含乘法器电路502、506及求和器电路504。乘法器电路502可将因子

应用于其输入信号的实部。

而且，乘法器电路506可将因子

应用于其输入信号的虚部。

乘法器电路502、506的输出可由求和器电路504求和以产生X₁(ω)信号。构成分量可被给定为：

δ＝λ₁(ω)λ₁(-ω)-λ₂(ω)λ₂(-ω)

块(-ω*)可指示FFT输出的循环反转及共轭。

可由复数信号I+jQ可为如受IQ耦合失真影响的复数信号的命题开始导出输出X₁，被指定为：

接着给出定义x_k(t)＝I_k(t)+jQ_k(t),k＝1,2，此可导致

应用傅里叶变换可得到：

从上文给出λ₁及λ₂的定义，那么

因此，

或

其中

此外，图5示范上文所展示的X₁(ω)表达式的实施方案。

然而，如果在CFO为非零且IQ耦合失真存在时接收RF音调，那么假分量可能不处于图像频率。图6A到6B绘示根据本发明的实施例的此类情况。在图6A中，在发生IQ耦合失真的情况下，CFO是百万分之30(ppm)，β₁是0.3，且β₂是0.1，可观测到IMRR仅为约10dB。因此，数字补偿可经修改以考虑CFO及IQ耦合的组合效应。

图7绘示根据本发明的实施例的用于补偿载波偏差频率及IQ耦合的数字补偿电路700的实例。数字补偿电路700可实施IQ解耦器电路118。而且，数字补偿电路700可实施FFT电路116。再者，数字补偿电路700可实施乘法器电路114。数字补偿电路700可输出到均衡器电路120。

数字补偿电路700可包含：乘法器电路702、706、708、712；FFT电路704、710；及求和器电路714。乘法器电路702、708可经配置以校正载波频率偏差的效应。乘法器电路702可经配置以使模/数转换的复数时域结果乘以

样本索引可由n表示。Δω可指定频率偏差。T_S可为取样周期。结果可经传递到FFT电路704。乘法器电路708可经配置以使模/数转换的复数时域结果乘以

结果可经传递到FFT电路710。

FFT电路704可对其输入执行快速傅里叶变换且将输出传递到乘法器电路706。FFT电路710可对其输入执行快速傅里叶变换且将输出传递到反转/共轭电路716，反转/共轭电路716的输出可经传递到乘法器电路712。

乘法器电路706可将

应用于其输入信号。

而且，乘法器电路712可将

应用于其输入信号。

乘法器电路712、706的输出可由求和器电路714求和以产生X₁(ω)信号。构成分量可被给定为：

δ＝λ₁(ω)λ₁(-ω-2Δω)-λ₂(ω)λ₂(-ω-2Δω)

反转/共轭电路716的底部分支中的表示(-ω)*绘示用以循环地反转及共轭来自FFT电路710的输出的运算。反转/共轭电路716可将频率值改变为负频率值且执行共轭。

图8绘示根据本发明的实施例的如图7所展示的等效结构，其中共轭电路802(.)*相比于图7的结构可具有较低的处理量延迟。共轭电路802可在应用FFT之前共轭复数基带信号。共轭电路802可在其输入是复数时共轭运算。

实际上，可能需要估计上文由β1及β2表示的耦合系数。估计程序可经执行为芯片主系统100的给定例子的校准部分。明确来说，音调可从传输器发送且回送到系统100中所展示的接收器中。由于IQ耦合效应，假分量将存在于基带中的图像频率处(即，传输基带音调的频率的负数)。IQ解耦器结构中的β1及β2系数接着改变，使得图像频率处的分量的幂最小化。所得耦合系数接着用于解耦器单元中。

在频域及时域中，CFO效应可分别由以下给定：

Y₁(ω)＝X₁(ω-Δω)|y₁(t)＝x₁(t)e^-jΔωt (方程式1)

IQ耦合效应可被给定为

此外，CFO补偿可被指定为

Y₃(ω)＝Y₂(ω+Δω) (方程式3)

应用方程式1到3会得到

如上文所论述，定义

会得到

因此，

或

其中

图7示范上文所展示的X₁(ω)表达式的实施方案。

可使用任何合适电路(例如数字电路)、用于由处理器执行的存储于机器可读媒体中的指令或其组合来实施图1、5、7及8的元件。

尽管已参考本发明的特定实施例描述本发明，但这些实施例仅说明本发明，且非限制本发明。本发明的所说明实施例的本文描述(包含说明书摘要及发明内容中的描述)不意在为详尽的或将本发明限于本文中揭示的精确形式(且特定来说，说明书摘要或发明内容内包含任何特定实施例、特征或功能不意在将本发明的范围限于此类实施例、特征或功能)。而是，所述描述意在描述说明性实施例、特征及功能以使所属领域的技术人员理解本发明且不将本发明限于任何特别描述的实施例、特征或功能，包含说明书摘要或发明内容中描述的任何此类实施例特征或功能。

虽然本文中已仅针对说明性目的而描述本发明的特定实施例及实例，但如所属领域的技术人员将认知并明白，各种等效修改在本发明的精神及范围内是可行的。如所指示，鉴于本发明的所说明实施例的前述描述，可对本发明作出这些修改，且这些修改包含在本发明的精神及范围内。因此，尽管已在本文中参考本发明的特定实施例描述本发明，但意欲在前述发明中作出各种修改、多种改变及取代，且应了解，在某些例子中，将在不脱离本发明阐述的范围及精神的情况下采用本发明的实施例的某些特征而不对应地使用其它特征。因此，可作出许多修改以将特定情形或材料适配到本发明的本质范围及精神。

在本说明书内对“一个实施例”、“实施例”或“特定实施例”或类似术语的引用意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包含在至少一个实施例中且不一定存在于所有实施例中。因此，短语“在一个实施例中”或“在特定实施例中”或类似术语在本说明书内各处的相应出现不一定是指相同实施例。此外，任何特定实施例的特定特征、结构或特性可以任何适当方式与一或多个其它实施例组合。应了解，鉴于本文中的教示，本文中描述并说明的实施例的其它变动及修改是可行的且被视为本发明的精神及范围的部分。

在本文中的描述中，提供数种特定细节(例如组件及/或方法的实例)以提供对本发明的完整理解。然而，所属领域的技术人员应认知，实施例能够在不具备所述特定细节中的一或多者的情况下或在具有其它设备、系统、组合件、方法、组件、材料、部分及/或类似物的情况下加以实践。在其它例子中，并未具体展示或详细描述已知结构、组件、系统、材料或操作以避免混淆本发明的实施例的方面。虽然可通过使用特定实施例说明本发明，但这未将且的确未将本发明限于任何特定实施例，且所属领域的技术人员将认知，额外实施例可容易理解且是本发明的部分。

如本文中所使用，术语“包括”、“包含”、“具有”或其任何其它变体意在涵盖非排它性包含。例如，包括元件列表的过程、产品、物品或设备未必仅限于所述元件而可包含未明确列出或此类过程、产品、物品或设备固有的其它元件。

此外，如果无另外说明，那么如本文中所使用的术语“或”一般意指“及/或”。例如，条件A或B满足以下的任何者：A为真(或存在)且B为假(或不存在)；A为假(或不存在)且B为真(或存在)；及A和B两者为真(或存在)。如本文中(其包含以下权利要求书)所使用，如果权利要求书内没有另外明确说明(即，参考“一个”明确地指示仅为单数或仅为复数)，那么前面加上“一个”(及“所述”，前提为前文已出现过“一个”)的术语包含这个术语的单数形式及复数形式两者。而且，如本文的描述中及下文的整个权利要求书中所使用，“在……中”的意义包含“在……中”及“在……上”，除非在文中另外指示。

应了解，在图式/图中描绘的一或多个元件也可以更分开或集成的方式实施，或甚至在某些案例中移除或呈现为不能操作(只要根据特定应用是可用的)。此外，除非另有具体说明，否则图式/图中的任何信号箭头应仅被视为示范性且非限制性。

Claims (17)

1.一种接收器电路，其包括：

转换电路，其经配置以将经接收射频信号降频转换成复数基带信号；

模/数转换器，其经配置以将所述复数基带信号取样为复数经取样信号以作为第一复数基带信号及第二复数基带信号；

快速傅里叶变换电路，其经配置以对所述复数经取样信号执行快速傅里叶变换；及

数字补偿电路，其经配置以补偿频域中的同相和正交相位失真；

其中所述数字补偿电路及所述快速傅里叶变换电路包括第一分支及第二分支，

其中在所述第一分支内：

所述数字补偿电路进一步经配置以将所述第一复数基带信号乘以用于载波频率偏差校正的第一校正以产生第一相乘信号；

所述快速傅里叶变换电路进一步经配置以对所述第一相乘信号执行第一快速傅里叶变换；及

所述数字补偿电路进一步经配置以将来自所述第一快速傅里叶变换的结果乘以第一因子以形成第一输出数据；

且在所述第二分支内：

所述数字补偿电路进一步经配置以将所述第二复数基带信号乘以用于载波频率偏差校正的第二校正以产生第二相乘信号；

所述快速傅里叶变换电路进一步经配置以对所述第二相乘信号执行第二快速傅里叶变换，对所述第二快速傅里叶变换的输出执行循环反转及共轭；及

所述数字补偿电路进一步经配置以将所述循环反转及共轭的输出乘以第二因子以形成第二输出数据；

其中所述第一因子是λ₁(ω)/δ且所述第二因子是λ₂(ω)/δ，其中

δ＝λ₁(ω)λ₁(-ω-2Δω)-λ₂(ω)λ₂(-ω-2Δω)，

且其中Δω对应于频率偏差，ω对应于频率，T_S是取样周期，且β₁及β₂是耦合系数；

及

所述数字补偿电路进一步经配置以使所述第一输出数据及所述第二输出数据相加。

2.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述数字补偿电路经配置以在所述第二分支中：

通过反转及共轭所述第二快速傅里叶变换的输出以执行共轭；及

使所述第二快速傅里叶变换的经反转及经共轭输出与所述第二因子相乘以形成所述第二输出数据。

3.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述数字补偿电路经配置以在所述第二分支中：

通过共轭所述第二复数基带信号而执行共轭；及

使所述经共轭第二复数基带信号乘以用于载波频率偏差校正的所述第二校正以产生所述第二相乘信号。

4.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述第一校正及所述第二校正取决于频率。

5.根据权利要求1所述的接收器电路，其进一步包括均衡器电路，所述均衡器电路经配置以均衡所述第一输出数据及所述第二输出数据的总和。

6.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述第一校正是

其中Δω对应于频率偏差，n是样本索引，且T_S是取样周期。

7.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述数字补偿电路经配置以在降频转换之后补偿由于同相和正交相位耦合引起的同相和正交相位失真。

8.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述射频信号包含正交频域多路复用数据包。

9.一种用于补偿频域中的同相和正交相位失真的方法，其包括以下步骤：

将经接收射频信号降频转换成复数基带信号以作为第一复数基带信号及第二复数基带信号；

将所述复数基带信号取样为复数经取样信号；

在数字补偿电路中对所述复数经取样信号执行数字补偿及快速傅里叶变换；

其中所述数字补偿电路包括第一分支及第二分支，

其中

在所述第一分支内：

将所述第一复数基带信号乘以用于载波频率偏差校正的第一校正以产生第一相乘信号；

对所述第一相乘信号执行第一快速傅里叶变换；及

将来自所述第一快速傅里叶变换的结果乘以第一因子以形成第一输出数据；且在所述第二分支内：

将所述第二复数基带信号乘以用于载波频率偏差校正的第二校正以产生第二相乘信号；

对所述第二相乘信号执行第二快速傅里叶变换，

对所述第二快速傅里叶变换的输出执行循环反转及共轭；及

将所述循环反转及共轭的输出乘以第二因子以形成第二输出数据；

其中所述第一因子是λ₁(ω)/δ且所述第二因子是λ₂(ω)/δ，其中

δ＝λ₁(ω)λ₁(-ω-2Δω)-λ₂(ω)λ₂(-ω-2Δω)，

且其中Δω对应于频率偏差，ω对应于频率，T_S是取样周期，且β₁及β₂是耦合系数；及

使所述第一输出数据及所述第二输出数据相加。

10.根据权利要求9所述的方法，其进一步包括：

通过反转及共轭所述第二快速傅里叶变换的输出而执行共轭；及

使所述第二快速傅里叶变换的经反转及经共轭输出与所述第二因子相乘以形成所述第二输出数据。

11.根据权利要求9所述的方法，其进一步包括：

通过共轭所述第二复数基带信号而执行共轭；及

使所述经共轭第二复数基带信号乘以用于载波频率偏差校正的所述第二校正以产生所述第二相乘信号。

12.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一校正及所述第二校正取决于频率。

13.根据权利要求9所述的方法，其进一步包括：配置均衡器电路以均衡所述第一输出数据及所述第二输出数据的总和。

14.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一校正为

其中Δω对应于频率偏差，n是样本索引，且T_S是取样周期。

15.根据权利要求9所述的方法，其进一步包括在降频转换之后补偿由于同相和正交相位耦合引起的同相和正交相位失真。

16.根据权利要求9所述的方法，其中所述射频信号包含正交频域多路复用数据包。

17.一种计算机可读媒体，其包括计算机可读指令，所述指令在由处理器加载及执行时致使所述处理器执行根据权利要求9到16任一项 所述的方法的操作。

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