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CN107231129B - 基于变压器结构的谐波控制cmos混频器 - Google Patents

基于变压器结构的谐波控制cmos混频器 Download PDF

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罗文玲
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Abstract

本发明公开了一种基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，该混频器包含跨导级，谐波控制的变压器网络，开关级和输出级；跨导级将输入射频信号转化为射频电流，由于晶体管的非线性，转化后的射频电流中含有基波和各次谐波成分，经过变压器谐波控制网络抑制其中二次谐波产生和滤除三次谐波后注入到开关级，经过开关级的调制混频最终由输出级输出中频信号。本发明在混频器的跨导级和开关级之间引入变压器结构的谐波控制网络具有提高混频器的线性度、隔离度、噪声性能，和降低工作电压以及静态功耗的特点。

Description

基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器
技术领域
本发明属于微电子学技术领域，具体涉及一种基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器。
背景技术
混频器是射频收发链路中的重要模块，完成信号从射频转换为中频的功能，混频器设计的好坏直接影响整个系统链路的性能。近年来，随着无线通信技术飞速发展，工作频率越来越高，调制方式越来越复杂，PhaseArray、MIMO等多通道技术在通信系统上普及应用，这给混频器的设计提出了严苛的要求。一方面，工作频率的升高，在毫米波，特别是THz频段中，本振LO的输出功率难以做高，这使得混频器不能提供一个良好的增益；另一方面，在现有的电路结构中，虽然有源混频器能满足增益要求，且相对无源混频器具有更好的端口隔离度，然而也存在一个天然的问题，即线性度不高，过低的输入P1dB不能满足当今多通道设计的要求；此外，传统结构的有源混频器还存在功耗较大和工作电压较高等问题。
谐波控制理论最早出现在高效率射频功放设计之中，主要思想是通过对谐波终端的阻抗控制即频域的控制使得漏级电压波形和电流波形在时域上错开，来达到提高功放效率的目的。对负载阻抗进行谐波控制，理论上要达到理想的效果需要对所有高次谐波进行控制才能，实际中由于超过三次之后的谐波分量很微弱，控制到三次谐波即可。
因此，基于谐波控制的相关思想，不同于功放设计中的波形调整而是消除高次谐波的影响，通过构造无源变压器网络，充分利用六端口变压器结构的优势，发明创造出一种能够提高线性度，隔离度，噪声性能，同时降低工作电压和功耗的混频器为实际所需。
本设计人积极加以研究创新，以期创设一种基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，使其更具有产业上的利用价值。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，能够提高线性度，隔离度，噪声性能，同时降低工作电压和功耗的混频器为实际所需。
本发明基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，包括：
依次连接的跨导级，基于六端口变压器的谐波控制网络，开关级和输出级，射频信号由跨导级放大后输出至谐波控制网络，谐波控制网络控制放大后的射频信号的谐波中的二次和三次谐波，再经过开关级产生中频信号，最终经过输出级输出。
进一步地，所述的跨导级包括：NMOS管MN1和，NMOS管MN2，其中，NMOS管MN1和，NMOS管MN2的栅极作为两个射频输入端并分别连接一个差分射频电压信号的两端，NMOS管MN1和NMOS管MN2的源极连接在一起，NMOS管MN1和，NMOS管MN2的漏极作为所述跨导级的两个输出端输出差分射频电流信号。
进一步地，所述的基于六端口变压器的谐波控制网络包括：初级电感LP1、电感LP2和初级中心抽头处电感LC；变压器次级电感LS1、电感LS2和次级接地用中心抽头；其中，六端口变压器为全差分结构，使用初级电感LP1、电感LP2、初级中心抽头处电感LC构成变压器初级线圈部分，变压器次级电感LS1、电感LS2构成变压器次级线圈部分，电感LT1、电感LT2、电容CT1、电容CT2为变压器次级输出端的三次谐波控制网络，跨导级输出的差分信号通过初级电感线圈耦合到次级电感线圈。
进一步地，所述的开关级包括：构成双平衡结构开关级的四个相同尺寸的NMOS管MN3、NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6；用作混频器负载的差分电感L1、L2和电容C1、C2，使用电感L1和L2示意为差分电感的两极，中心抽头部分接电源电压供电，使用电容C1、C2示意为连接差分电感两端的电容；
其中，NMOS管MN3与NMOS管MN4构成第一开关支路，NMOS管MN5与NMOS管MN6构成第二开关支路；所述第一开关支路和第二开关支路的栅极分别连接差分本振信号的两端LOP与LON；所述第一开关支路MN3与MN4的源极连接在一起，所述第二开关支路MN5与MN6的源极连接在一起，分别连接谐波控制网络的次级差分信号端；NMOS管MN3和NMOS管MN5的漏极连接在一起，NMOS管MN4和NMOS管MN6的漏极连接在一起，分别连接差分负载的L1，C1部分和L2，C2部分，作为连接到输出级的差分输出端；
在跨导级和开关级之间连接的六端口变压器用以耦合射频信号；变压器初级线圈的中心抽头提供跨导级的电源供电，变压器次级线圈的中心抽头提供开关级的源极接地；变压器的端口阻抗特性通过对变压器建模获得，即从跨导级的漏级往变压器初级差分端口看进去的二次谐波阻抗呈现为高阻状态，在变压器次级差分端三次谐波阻抗为短路到地。
进一步地，所述的输出级基于TIA放大器结构，包括：PMOS管MP1、PMOS管MP2，NMOS管MN7、NMOS管MN8，电阻R1、电阻R2和电容CP、电容CN；
其中，在输出级和开关级之间连接射频耦合电容CP、CN起隔直作用，耦合开关级输出的射频信号到输出级；PMOS管MP1、PMOS管MP2的源极接电源电压，漏极分别接NMOS管MN7和NMOS管MN8的漏极；NMOS管MN7和NMOS管MN8的源极接地，栅极分别连接PMOS管MP1和PMOS管MP2的栅极；电阻R1、电阻R2的两端分别连接PMOS管和NMOS管的栅极和漏极，在输出级和开关级之间连接射频耦合电容CP、CN起隔直作用，耦合开关级输出的射频信号到输出级。
借由上述方案，本发明基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器至少具有以下优点：
采用变压器进行谐波控制不仅能提高跨导级的线性度和漏级效率，而且由于跨导放大级和开关级通过变压器耦合，两级的偏置可以实现自由控制，使跨导级工作在Class-AB时，管子能够产生最大的基波分量，而此时的静态功效较Class-A时也更低，而调整开关级的Vgs-Vth电压，使其充分工作在开关状态可以很大程度的降低输出噪声。此外，由于此变压器在版图结构中位于跨导级和开关级之间，天然的拉开了两者之间的距离，切断了跨导管与开关管寄生电容之间的直接路径，提高了隔离度，减少了LO-RF泄露。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。
附图说明
图1为本发明基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器的电路原理图；
图2为本发明基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器中的谐波控制变压器网络结构示意图。
具体实施方式
下面结合实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
本发明基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，包括：
依次连接的跨导级，基于六端口变压器的谐波控制网络，开关级和输出级，射频信号由跨导级放大后输出至谐波控制网络，谐波控制网络控制放大后的射频信号的谐波中的二次和三次谐波，再经过开关级产生中频信号，最终经过输出级输出。
本发明通过采用变压器结构的谐波控制网络对跨导级输出信号的二次和三次谐波进行调整，有效提高混频器的线性度，隔离度，噪声性能和跨导管的漏级效率，同时降低工作电压和静态功耗。
本发明所述的基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器的一种较佳实施例：所述的的谐波控制CMOS混频器，包括：
依次连接的跨导级，基于六端口变压器的谐波控制网络，开关级和输出级，射频信号由跨导级放大后输出至谐波控制网络，谐波控制网络控制放大后的射频信号的谐波中的二次和三次谐波，再经过开关级产生中频信号，最终经过输出级输出。
所述的跨导级包括：NMOS管MN1和，NMOS管MN2，其中，NMOS管MN1和，NMOS管MN2的栅极作为两个射频输入端并分别连接一个差分射频电压信号的两端，NMOS管MN1和NMOS管MN2的源极连接在一起，NMOS管MN1和，NMOS管MN2的漏极作为所述跨导级的两个输出端输出差分射频电流信号。
所述的基于六端口变压器的谐波控制网络包括：初级电感LP1、电感LP2和初级中心抽头处电感LC；变压器次级电感LS1、电感LS2和次级接地用中心抽头；其中，六端口变压器为全差分结构，使用初级电感LP1、电感LP2、初级中心抽头处电感LC构成变压器初级线圈部分，变压器次级电感LS1、电感LS2构成变压器次级线圈部分，电感LT1、电感LT2、电容CT1、电容CT2为变压器次级输出端的三次谐波控制网络，跨导级输出的差分信号通过初级电感线圈耦合到次级电感线圈。
所述的开关级包括：构成双平衡结构开关级的四个相同尺寸的NMOS管MN3、NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6；用作混频器负载的差分电感L1、L2和电容C1、C2，使用电感L1和L2示意为差分电感的两极，中心抽头部分接电源电压供电，使用电容C1、C2示意为连接差分电感两端的电容，实际设计中使用一个电容即可；LC负载网络具有带通选频特性，可以获得比较纯净的中频信号输出；
其中，NMOS管MN3与NMOS管MN4构成第一开关支路，NMOS管MN5与NMOS管MN6构成第二开关支路；所述第一开关支路和第二开关支路的栅极分别连接差分本振信号的两端LOP与LON；所述第一开关支路MN3与MN4的源极连接在一起，所述第二开关支路MN5与MN6的源极连接在一起，分别连接谐波控制网络的次级差分信号端；NMOS管MN3和NMOS管MN5的漏极连接在一起，NMOS管MN4和NMOS管MN6的漏极连接在一起，分别连接差分负载的L1，C1部分和L2，C2部分，作为连接到输出级的差分输出端；
在跨导级和开关级之间连接的六端口变压器用以耦合射频信号；变压器初级线圈的中心抽头提供跨导级的电源供电，变压器次级线圈的中心抽头提供开关级的源极接地；变压器的端口阻抗特性通过对变压器建模获得，即从跨导级的漏级往变压器初级差分端口看进去的二次谐波阻抗呈现为高阻状态，在变压器次级差分端三次谐波阻抗为短路到地。
所述的输出级基于TIA放大器结构，包括：PMOS管MP1、PMOS管MP2，NMOS管MN7、NMOS管MN8，电阻R1、电阻R2和电容CP、电容CN；
其中，在输出级和开关级之间连接射频耦合电容CP、CN起隔直作用，耦合开关级输出的射频信号到输出级；PMOS管MP1、PMOS管MP2的源极接电源电压，漏极分别接NMOS管MN7和NMOS管MN8的漏极；NMOS管MN7和NMOS管MN8的源极接地，栅极分别连接PMOS管MP1和PMOS管MP2的栅极；电阻R1、电阻R2的两端分别连接PMOS管和NMOS管的栅极和漏极，在输出级和开关级之间连接射频耦合电容CP、CN起隔直作用，耦合开关级输出的射频信号到输出级。
图2为本发明谐波控制变压器网络的结构示意图，实际设计中该变压器走线采用最上层金属构成，由于顶层金属较厚，可以获得最佳的Q值。图2中最顶层金属1走线部分，分别包括连接跨导级晶体管的初级线圈以及次级线圈差分输出端的并联的电感LT1\LT2和电容CT1/CT2，其中电容CT1/CT2由最顶层金属走线1和接地金属面3构成金属平板电容。图2中次顶层金属走线部分2，构成变压器次级，输出差分端开关级的源极。
本发明工作原理如下：
共源极晶体管的漏级电流可用Taylor级数展开表示为：
Figure GDA0002642471850000071
其中，vgs为晶体管的栅源电压，gm(n)为晶体管的nth阶跨导。对晶体管非线性模型的分析，可认为是基波电压加在非线性元件两端产生了各次谐波，这些电流又使有关的节点产生各次谐波电压，其中gm3是产生放大器三阶交调失真的主要因素。所以，对漏级和源极提供良好的接地，可以使谐波电流直接流入交流地而尽量减少在各非线性元件上形成三次谐波电压，从而避免了基波电压形成的三阶交调分量。基于这种思想，本发明在变压器次级差分端构造了一个电感电容串联网络谐振在三次谐波频率来给三次谐波分量提供良好的地。
对于二次谐波分量，变压器可以天然的抑制从跨导级产生的二次谐波分量进入到开关级。为了进一步抑制二次谐波分量，在变压器的初级中心抽头处串联了一个小电感LS，对二次谐波呈高阻，进一步抑制了二次谐波的传递。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，并不用于限制本发明，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，其特征在于，包括：依次连接的跨导级，基于六端口变压器的谐波控制网络，开关级和输出级，射频信号由跨导级放大后输出至谐波控制网络，谐波控制网络控制放大后的射频信号的谐波中的二次和三次谐波，再经过开关级产生中频信号，最终经过输出级输出；
所述的基于六端口变压器的谐波控制网络包括：初级电感LP1、电感LP2和初级中心抽头处电感LC；变压器次级电感LS1、电感LS2和次级接地用中心抽头；其中，六端口变压器为全差分结构，使用初级电感LP1、电感LP2、初级中心抽头处电感LC构成变压器初级线圈部分，变压器次级电感LS1、电感LS2构成变压器次级线圈部分，电感LT1、电感LT2、电容CT1、电容CT2为变压器次级输出端的三次谐波控制网络，跨导级输出的差分信号通过初级电感线圈耦合到次级电感线圈；
所述的开关级包括：构成双平衡结构开关级的四个相同尺寸的NMOS管MN3、NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6；用作混频器负载的差分电感L1、L2和电容C1、C2，使用电感L1和L2为差分电感的两极，中心抽头部分接电源电压供电，使用电容C1、C2示意为连接差分电感两端的电容；
其中，NMOS管MN3与NMOS管MN4构成第一开关支路，NMOS管MN5与NMOS管MN6构成第二开关支路；所述第一开关支路和第二开关支路的栅极分别连接差分本振信号的两端LOP与LON；所述第一开关支路MN3与MN4的源极连接在一起，所述第二开关支路MN5与MN6的源极连接在一起，分别连接谐波控制网络的次级差分信号端；NMOS管MN3和NMOS管MN5的漏极连接在一起，NMOS管MN4和NMOS管MN6的漏极连接在一起，分别连接差分负载的L1，C1部分和L2，C2部分，作为连接到输出级的差分输出端；
在跨导级和开关级之间连接的六端口变压器用以耦合射频信号；变压器初级线圈的中心抽头提供跨导级的电源供电，变压器次级线圈的中心抽头提供开关级的源极接地；变压器的端口阻抗特性通过对变压器建模获得，即从跨导级的漏级往变压器初级差分端口看进去的二次谐波阻抗呈现为高阻状态，在变压器次级差分端构造了一个电感电容串联网络谐振，在变压器次级差分端三次谐波阻抗为短路到地。
2.根据权利要求1所述的基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，其特征在于，所述的跨导级包括：NMOS管MN1，NMOS管MN2，其中，NMOS管MN1，NMOS管MN2的栅极作为两个射频输入端并分别连接一个差分射频电压信号的两端，NMOS管MN1和NMOS管MN2的源极连接在一起，NMOS管MN1，NMOS管MN2的漏极作为所述跨导级的两个输出端输出差分射频电流信号。
3.根据权利要求1所述的基于变压器结构的谐波控制CMOS混频器，其特征在于，所述的输出级基于TIA放大器结构，包括：PMOS管MP1、PMOS管MP2，NMOS管MN7、NMOS管MN8，电阻R1、电阻R2和电容CP、电容CN；
其中，在输出级和开关级之间连接射频耦合电容CP、CN起隔直作用，耦合开关级输出的射频信号到输出级；PMOS管MP1、PMOS管MP2的源极接电源电压，漏极分别接NMOS管MN7和NMOS管MN8的漏极；NMOS管MN7和NMOS管MN8的源极接地，栅极分别连接PMOS管MP1和PMOS管MP2的栅极；电阻R1两端分别连接PMOS管MP1的栅极和NMOS管MN7漏极，电阻R2的两端分别连接PMOS管MP2的栅极和NMOS管MN8的漏极。
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