CN106100313A

CN106100313A - 电源电路

Info

Publication number: CN106100313A
Application number: CN201510894250.9A
Authority: CN
Inventors: 西本太树; 岭岸瞳
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2015-04-27
Filing date: 2015-12-08
Publication date: 2016-11-09
Also published as: US9899911B2; JP2016208824A; US20160315552A1; JP5971607B1

Abstract

现有技术中，希望降低正常模式噪声。一种电源电路，具备第1输入端子、第2输入端子、第一电感、第二电感、第三电感、第一开关元件、第二开关元件、第一电容、第二电容、第1输出端子、以及第2输出端子，上述第二电感的第1端被连接到将上述第1输入端子和上述第1连接点相连的路径上，上述第二电感的第2端与上述第二电容的第1端相连接，上述第二电容的第2端被连接到将上述第2输入端子和上述第2连接点相连的路径上，上述第一电感与上述第二电感磁耦合，上述第三电感在将上述第二电感的第2端和上述第二电容的第1端相连的路径间与上述第二电感和上述第二电容串联连接。

Description

电源电路

技术领域

本申请涉及生成规定的电压以及电流的电源电路。

背景技术

在专利文献1中，公开了具备使由斩波环引起的脉动(ripple)降低的结构的斩波电路。在专利文献2中，公开了具备输入滤波电路的开关电源。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2013－27241号公报

专利文献2：特开2005－86958号公报

在现有技术中，希望降低正常模式(normal mode)噪声。

发明内容

本申请的实施方式的电源电路，具备第1输入端子、第2输入端子、第一电感、第二电感、第三电感、第一开关元件、第二开关元件、第一电容、第二电容、第1输出端子、以及第2输出端子；上述第1输入端子与上述第一电感的第1端相连接；上述第一电感的第2端与上述第二开关元件的第2端相连接；上述第二开关元件的第1端与上述第1输出端子相连接；上述第2输入端子与上述第2输出端子相连接；上述第一开关元件的第1端与将上述第一电感的第2端和上述第二开关元件的第2端相连的路径上的第1连接点相连接；上述第一开关元件的第2端与将上述第2输入端子和上述第2输出端子相连的路径上的第2连接点相连接；上述第一电容的第1端与将上述第二开关元件的第1端和上述第1输出端子相连的路径上的第3连接点相连接；上述第一电容的第2端与将上述第2连接点和上述第2输出端子相连的路径上的第4连接点相连接；上述第二电感的第1端被连接到将上述第1输入端子和上述第1连接点相连的路径上；上述第二电感的第2端与上述第二电容的第1端相连接；上述第二电容的第2端被连接到将上述第2输入端子和上述第2连接点相连的路径上；上述第一电感与上述第二电感磁耦合；上述第三电感，在将上述第二电感的第2端和上述第二电容的第1端相连的路径间，与上述第二电感和上述第二电容串联连接。

根据本申请，能够降低正常模式噪声。

附图说明

图1是表示实施方式2的功率因数改善电路1000的概略结构的电路图。

图2是表示作为实施方式2的变形例的功率因数改善电路1100的概略结构的电路图。

图3是表示作为实施方式2的变形例的功率因数改善电路1200的概略结构的电路图。

图4是表示作为实施方式2的变形例的功率因数改善电路1300的概略结构的电路图。

图5是表示实施方式3的功率因数改善电路2000的概略结构的电路图。

图6是表示实施方式3的变形例的功率因数改善电路2100的概略结构的电路图。

图7是表示实施方式3的变形例的功率因数改善电路2200的概略结构的电路图。

图8是表示实施方式4的功率因数改善电路3000的概略结构的电路图。

图9是表示实施方式4的变形例的功率因数改善电路3100的概略结构的电路图。

图10是表示实施方式4的变形例的功率因数改善电路3200的概略结构的电路图。

图11是表示实施方式2的斩波电路1400的概略结构的电路图。

图12是表示实施方式2和比较例中的电源电流的基于电路仿真的计算结果的图。

图13是表示作为比较例的功率因数改善电路的概略结构的电路图。

附图标记说明

3a 第1输入端子

3b 第2输入端子

L1 第一电感

L2 第二电感

S1 第一开关元件

S2 第二开关元件

C1 第一电容

C2 第二电容

5a 第1输出端子

5b 第2输出端子

1000 功率因数改善电路

1100 功率因数改善电路

1200 功率因数改善电路

1300 功率因数改善电路

1400 斩波电路

2000 功率因数改善电路

2100 功率因数改善电路

2200 功率因数改善电路

3000 功率因数改善电路

3100 功率因数改善电路

3200 功率因数改善电路

具体实施方式

以下，参照附图说明本申请的实施方式。

首先，以下，作为一例，利用功率因数改善电路来说明本发明者的着眼点。

在整流部10的第1输入端2a与整流部10的第2输入端2b之间输入来自交流电源1的交流电压。

通过整流部10，输入的交流电压被整流，作为直流电压被输出到第1输入端子3a与第2输入端子3b之间。

第一开关元件S1进行通断。此时，在第一开关元件S1接通的情况下，第二开关元件S2断开。此外，在第一开关元件S1断开的情况下，第二开关元件S2接通。

当第一开关元件S1接通时，在第一电感L1(这里，扼流线圈)中蓄积电流能。

当第二开关元件S2接通时，能量从第一电感L1向第一电容C1传递。

由此，在功率因数改善电路的第1输出端子5a与第2输出端子5b之间呈现直流电压。

在图13中，作为第二开关元件，示出了二极管。

另外，在第二开关元件是例如晶体管的情况下也能够实现上述的动作。

第一电感L1重复电流能的蓄积和放出。因此，流过第一电感L1的电流为具有大的三角波状脉动的波形。这作为噪声例如向交流电源1传播。

噪声根据其传播特性被分类为正常模式(normal mode)噪声和共模模式(common mode)噪声。正常模式噪声是环绕在电力线之间的噪声。共模模式噪声是在多个电力线上同相传播并以中性线为归路逆相传播的噪声。

伴随以上的功率因数改善电路那样的电源电路的动作的三角波状脉动作为正常模式噪声而传播。

为了去除从电源电路经过电源线流出的噪声，使用噪声滤波电路。

为了降低伴随上述的电源电路的动作的正常模式噪声，需要增大噪声滤波电路中的被称作X电容的电容的容量。

但是，在噪声滤波电路中X电容是较大的部件。因此，在要求小型化的电源电路中，需要减小X电容的容量。

此外，电源电路和噪声滤波电路为了电路布局上的方便而有分别在不同基板上制作的情况。由此，伴随电源电路的动作的正常模式噪声从电源电路的基板广泛传播至噪声滤波电路的基板。结果，噪声向电路控制中使用的检测电路等流入。由此，发生电路的误动作的危险性升高。此外，在噪声传播的路径中，正常模式噪声被转换为共模模式噪声。因此，传播路径复杂化，噪声对策困难化。

本发明者基于以上的着眼点，发明出本申请的结构。

(实施方式1)

实施方式1的电源电路具备第1输入端子、第2输入端子、第一电感、第二电感、第一开关元件、第二开关元件、第一电容、第二电容、第1输出端子和第2输出端子。

第1输入端子与第一电感的第1端相连接。

第一电感的第2端与第二开关元件的第2端相连接。

第二开关元件的第1端与第1输出端子相连接。

第2输入端子与第2输出端子相连接。

第一开关元件的第1端与将第一电感的第2端和第二开关元件的第2端相连的路径上的第1连接点相连接。

第一开关元件的第2端与将第2输入端子和第2输出端子相连的路径上的第2连接点相连接。

第一电容的第1端与将第二开关元件的第1端和第1输出端子相连的路径上的第3连接点相连接。

第一电容的第2端与将第2连接点和第2输出端子相连的路径上的第4连接点相连接。

第二电感的第1端被连接到将第1输入端子和第1连接点相连的路径。

第二电感的第2端与第二电容的第1端相连接。

第二电容的第2端被连接到将第2输入端子和第2连接点相连的路径。

第一电感与第二电感磁耦合。

根据以上的结构，通过第一电感与第二电感的磁耦合的作用，利用流过第一电感的电流，第二电容的端子间电压在第一开关元件的开关频率下被激励。由此，能够从包括第二电感和第二电容的旁路B1提供在第一电感、第一开关元件和第二开关元件中的至少1个中流过的电流的脉动成分的一部分。由此，向输入电压的电源侧流出的正常模式噪声降低。

通过正常模式噪声的减小，作为噪声滤波电路的X电容，能够使用小容量的电容。由此，能够将噪声滤波电路小型化。此外，在第二电感中，主要流过电源电流的脉动成分。因此，作为第二电感的绕线，能够使用细的绕线。此外，作为第二电容，不需要大容量的电容。这样，能够将用作第二电感以及第二电容的部件的尺寸抑制得较小。因而，从噪声滤波电路和电源电路的整体来看也能实现小型化。

此外，根据以上的结构，在电源电路的内部，能够降低噪声。因此，能够使噪声的传播范围更窄。因而，噪声向电路控制中使用的检测电路等流入而发生电路的误动作的危险性得以缓和。换言之，能够降低电路的EMC设计的难易度。此外，在噪声传播的路径上，发生正常模式·共模模式间的模式转换。若噪声传播的范围变狭，则模式转换量也变小。即，噪声的传播路径简单化。因此，容易实施噪声对策。

另外，通过实施方式1中的电源电路，例如可以构成功率因数改善电路。

或者，通过实施方式1中的电源电路，例如也可以构成斩波电路。

另外，实施方式1中的电源电路也可以具备磁性体芯。

此时，第一电感的绕线和第二电感的绕线可以卷绕于该磁性体芯。

根据以上的结构，第一电感和第二电感在同一磁性体芯上具有绕线。由此，能够得到大的互感。由此，容易得到大的噪声降低效果。

此外，在实施方式1中，作为开关元件，可以使用晶体管(例如，MOSFET或IGBT等)等一般公知的开关元件。

或者，在实施方式1中，作为开关元件，可以使用二极管。

此外，在实施方式1中，第一电感可以是扼流线圈。

实施方式1的更具体的结构例在以下作为实施方式2～4来说明。

(实施方式2)

以下，说明实施方式2。与上述实施方式1重复的说明适当省略。

首先，示出通过实施方式2的电源电路构成功率因数改善电路的例子。

实施方式2的功率因数改善电路1000具备第1输入端子3a、第2输入端子3b、第一电感L1、第二电感L2、第一开关元件S1、第二开关元件S2、第一电容C1、第二电容C2、第1输出端子5a和第2输出端子5b。

第1输入端子3a与第一电感L1的第1端相连接。

第一电感L1的第2端与第二开关元件S2的第2端相连接。

第二开关元件S2的第1端与第1输出端子5a相连接。

第2输入端子3b与第2输出端子5b相连接。

第一开关元件S1的第1端(例如，漏极端子)与将第一电感L1的第2端和第二开关元件S2的第2端相连的路径上的第1连接点4a相连接。

第一开关元件S1的第2端(例如，源极端子)与将第2输入端子3b和第2输出端子5b相连的路径上的第2连接点4b相连接。

第一电容C1的第1端与将第二开关元件S2的第1端和第1输出端子5a相连的路径上的第3连接点4c相连接。

第一电容C1的第2端与将第2连接点4b和第2输出端子5b相连的路径上的第4连接点4d相连接。

第二电感L2的第1端被连接到将第1输入端子3a和第1连接点4a相连的路径上。

第二电感L2的第2端与第二电容C2的第1端相连接。

第二电容C2的第2端被连接到将第2输入端子3b和第2连接点4b相连的路径上。

第一电感L1与第二电感L2磁耦合。

另外，在图1所示的结构例中，第一电感L1和第二电感L2在图中标记的点●所示的朝向上耦合。

如在上述的实施方式1中也说明的那样，第二电感L2的第1端被连接到将第1输入端子3a和第1连接点4a相连的路径上。

这里，更具体而言，在实施方式2中，第二电感L2的第1端被连接到将第1输入端子3a和第一电感L1的第1端相连的路径上。

根据以上的结构，能够从包括第二电感L2和第二电容C2的旁路B1供给流过第一电感L1的电流的脉动成分的一部分。由此，向输入电压的电源侧流出的正常模式噪声降低。

能够最有效地降低噪声的情况是在第一开关元件S1的开关频率下流过第二电容C2的电流与流过第一电感L1的电流一致的情况。具体而言，能够最有效地降低噪声的情况是1/{C₂×(L₂－M)}与开关角频率的平方一致的情况。这里，M是第一电感L1与第二电感L2的互感。此外，C₂是第二电容C2的电容量。此外，L₂是第二电感L2的电感量。但是，即使不满足该条件式，也能得到噪声降低效果。

此外，如果是上述的实施方式2的结构，则与后述的实施方式3的结构相比，具有下述的效果。

即，将实施方式2与实施方式3相比，在得到相同的噪声降低效果的情况下，在实施方式3中，与实施方式2相比，流过第一开关元件S1和第二开关元件S2的电流的变化率变大。第二电感L2越小，实施方式3中的流过第一开关元件S1和第二开关元件S2的电流的变化率越大。因此，实施方式3中，若第二电感L2变得过小，则有可能第一开关元件S1的占空比不如所控制的那样从而作为功率因数改善电路的功能受损。因而，在实施方式2中，与实施方式3相比，作为第二电感L2，能够使用较小的电感。因此，从将第二电感L2小型化的观点来看，实施方式2与实施方式3相比也有利。

此外，在得到相同的噪声降低效果的情况下，随着减小第二电感L2，在实施方式3中，与实施方式2相比，流过旁路B1的电流变大。因此，在实施方式2中，作为第二电感L2的绕线，能够使用较细的绕线。因而，从将第二电感L2小型化的观点来看，实施方式2与实施方式3相比也有利。

此外，当成为高频时电容的允许电流减小。因此，在流过旁路B1的电流大的情况下，为了确保允许电流，作为第二电容C2，有可能必须将多个电容并联使用。从这一点来看，实施方式2与实施方式3相比也有利。

此外，在实施方式2中，与实施方式3相比，对第二电容C2施加的端子间电压的开关频率成分较小。鉴于当成为高频时电容的允许电压减小这一情况，从这一点来看实施方式2与实施方式3相比也有利。

另外，作为比较例，使用上述的图13中示出的功率因数改善电路。

此外，作为实施方式2和比较例中的第一电感L1，使用200uH的电感。

此外，实施方式2和比较例中的第一开关元件S1的开关频率设为100kHz。

此外，作为实施方式2和比较例中的输入电压，输入了频率为50Hz、电压有效值为200V的交流电压。

此外，作为实施方式2中的第二电感L2，使用50uH的电感。

此外，实施方式2中的第一电感L1与第二电感L2的互感设为37.3uH。

此外，实施方式2与比较例中的输出电压是约400V的直流电压。

如图12所示，在比较例中，通过伴随第一开关元件S1的开关动作而产生的三角波状脉动，波形看起来呈粗的正弦波状。

另一方面，在实施方式2中，从旁路供给开关频率成分。因此，如图12所示，实施方式2中，实现脉动非常小的电源电流。

在比较例中，功率因数是99.68％。

在实施方式2中，功率因数是99.96％。

这样，在实施方式2中，能够通过脉动的抑制来提高功率因数。

另外，在图1所示的结构中，示出了使用二极管作为第二开关元件S2的结构。

即，在实施方式2中，第二开关元件S2可以是二极管。此时，第二开关元件S2的第1端是二极管的阴极。此外，第二开关元件S2的第2端是二极管的阳极。

或者，第二开关元件S2也可以是晶体管。此时，第二开关元件S2的第1端例如是漏极端子。此外，第二开关元件S2的第2端例如是源极端子。

此外，在图1所示的结构中，示出了利用整流部10的结构。

即，实施方式2中的功率因数改善电路1000可以具备整流部10。此时，可以将整流部10的第1输出端与第1输入端子3a相连接。此外，可以将整流部10的第2输出端与第2输入端子3b相连接。

整流部10将交流电压整流。例如，整流部10将作为向整流部10的输入端子间(第1输入端2a与第2输入端2b之间)输入的输入电压的交流电压整流。作为输入电压的交流电压例如被从交流电压源1输出。

在实施方式2中，整流部10可以由利用4个二极管的二极管桥构成。

或者，在实施方式2中，也可以使用无桥(bridgeless)方式、或图腾柱(totem pole)方式等结构。

图2及图3所示的变形例的功率因数改善电路，具备上述的功率因数改善电路1000的结构，并且具备第三开关元件S3和第四开关元件S4。

第三开关元件S3设在将第2输入端子3b和第2连接点4b相连的路径内。

第三开关元件S3的第2端与第2连接点4b相连接。

第三开关元件S3的第1端与第四开关元件S4的第2端相连接。

第四开关元件S4的第1端被连接到将第二开关元件S2的第1端和第3连接点4c相连的路径。

图2所示的功率因数改善电路1100中，第二开关元件S2是第1二极管。此时，第二开关元件S2的第1端是第1二极管的阴极。此外，第二开关元件S2的第2端是第1二极管的阳极。

此外，图2所示的功率因数改善电路1100中，第四开关元件S4是第2二极管。第四开关元件S4的第1端是第2二极管的阴极。此外，第四开关元件S4的第2端是第2二极管的阳极。

此外，图2所示的功率因数改善电路1100中，第三开关元件S3是晶体管。此时，第三开关元件S3的第1端例如是漏极端子。此外，第三开关元件S3的第2端例如是源极端子。

图3所示的功率因数改善电路1200中，第三开关元件是第1二极管。此时，第三开关元件的第1端是第1二极管的阴极。此外，第三开关元件的第2端是第1二极管的阳极。

此外，图3所示的功率因数改善电路1200中，第四开关元件是第2二极管。此时，第四开关元件的第1端是第2二极管的阴极。此外，第四开关元件的第2端是第2二极管的阳极。

此外，图3所示的功率因数改善电路1200中，第二开关元件S2是晶体管。此时，第二开关元件S2的第1端例如是漏极端子。此外，第二开关元件S2的第2端例如是源极端子。

图2所示的变形例的功率因数改善电路1100中，通过下述的动作，进行功率因数的变换。

即，在交流电源1的输出电压为正的期间，第三开关元件S3接通，第四开关元件S4断开。此时，第一开关元件S1和第二开关元件S2交替地通断。

此外，在交流电源1的输出电压为负的期间，第一开关元件S1接通，第二开关元件S2断开。此时，第三开关元件S3和第四开关元件S4交替地通断。

图3所示的变形例的功率因数改善电路1200中，通过下述的动作，进行功率因数的变换。

此外，在交流电源1的输出电压为负的期间，第三开关元件S3断开，第四开关元件S4接通。此时，第一开关元件S1和第二开关元件S2交替地通断。

另外，在实施方式的功率因数改善电路中，可以使用一般公知的控制方法。因此，详细的说明省略。

图4所示的功率因数改善电路1300除了上述的功率因数改善电路1000的结构以外还具备第三电感L3。

图4所示的功率因数改善电路1300中，第三电感L3在将第二电感L2的第2端和第二电容C2的第1端相连的路径间，与第二电感L2和第二电容C2串联连接。

根据以上的结构，即使第一电感L1与第二电感L2的耦合系数接近于1，通过第三电感L3，耦合系数也等价地呈现得较小。因而，不需要为了得到所希望的耦合系数而改变第一电感L1的磁性体芯的形状，而能够通过第三电感L3等价地设计所希望的耦合系数。具体而言，例如仅对在环形芯上卷绕漆包线(enameled wire)得到的电抗器(reactor)从漆包线之上卷绕追加的包覆线即可。由此，例如，能够不需要为了制作绕线间的耦合系数小的扼流线圈而使用具有磁路分支的形状的磁性体芯等的设计。即，能够使磁部件的设计简易化。通常，弱耦合的磁部件使用EI芯或EE芯等具有分支磁路的磁性体芯。但是，它们由于卷绕绕线的部分被限制，所以与使用单纯的环形芯的情况相比大型化。即，如果是图4所示的功率因数改善电路1300的结构，则能够伴随着磁部件的设计的简易化而将磁部件小型化。另外，用旁路部分将电感分割具有较大的意义。在旁路部分中仅流过比电源线(power line)小的电流。因此，第三电感L3的电流额定可以较小，部件的尺寸也可以使用较小的尺寸。同样，第二电感L2用的绕线也可以使用线径小的导线。这也对小型化做出较大贡献。此外，可以使用电流额定小的电感意味着部件选择的自由度高。这也能够使设计简易化。此外，通过第三电感L3，能够调整等价的耦合系数、旁路部分的电感量(L2+L3)。因此，不需要为了用磁部件单体表现正确的特性而重复磁部件的设计和试制。即，能够使磁部件的设计、制作简易化。

另外，除了上述的功率因数改善电路1100的结构、或上述的功率因数改善电路1200的结构以外还与上述同样地具备第三电感L3也能够得到同样的效果。

另外，通过实施方式2的电源电路，也可以构成斩波电路。

图11是表示实施方式2的斩波电路1400的概略结构的电路图。

如图11所示，实施方式2的斩波电路1400的第1输入端子3a和第2输入端子3b与直流电源100连接。

另外，实施方式2的斩波电路1400例如可以作为升压斩波电路进行动作。

(实施方式3)

以下，说明实施方式3。与上述的实施方式1及实施方式2重复的说明被适当省略。

首先，表示通过实施方式3的电源电路构成功率因数改善电路的例子。

第一电感L1和第二电感L2磁耦合。

另外，在图5所示的结构例中，第一电感L1和第二电感L2在图中标记的点●表示的朝向上耦合。

这里，更具体而言，在实施方式3中，第二电感L2的第1端被连接到将第一电感L1的第2端和第1连接点4a相连的路径上。

根据以上的结构，能够从包括第二电感L2和第二电容C2的旁路B1供给流过第一开关元件S1和第二开关元件S2的电流的脉动成分的一部分。由此，向输入电压的电源侧流出的正常模式噪声降低。

另外，最有效地降低噪声的条件与在上述的实施方式2中说明的条件式相同。

此外，如果是上述的实施方式3的结构，则与实施方式2的结构相比，具有下述的效果。

在实施方式2中，流过第一电感L1的电流包含开关频率的三角波状脉动。相对于此，在实施方式3中，利用旁路B1从流过第一电感L1的电流中已将开关频率成分去除。因而，在实施方式3中，由第一电感L1的磁性体芯具有的磁滞特性引起的铁损得以缓和。在这一点上，实施方式3与实施方式2相比也有利。

另外，实施方式3的功率因数改善电路也可以与上述的功率因数改善电路1100或功率因数改善电路1200的结构同样地，是不具备整流部10的结构(例如，图6或图7)。

另外，实施方式3的功率因数改善电路，也可以与上述的功率因数改善电路1300的结构同样地，还具备第三电感L3。

即，在实施方式3的功率因数改善电路中，可以是，第三电感L3在将第二电感L2的第2端和第二电容C2的第1端相连的路径间与第二电感L2和第二电容C2串联连接。

根据以上的结构，如在实施方式2中说明的那样，能够使磁部件的设计简易化。

另外，通过实施方式3的电源电路，也可以构成斩波电路。

(实施方式4)

以下，说明实施方式4。与上述的实施方式1、实施方式2以及实施方式3重复的说明被适当省略。

首先，表示通过实施方式4的电源电路构成功率因数改善电路的例子。

更具体而言，实施方式4的功率因数改善电路3000，除了上述的实施方式2的功率因数改善电路1000的结构以外，还具备第四电感L4和第三电容C3。

第四电感L4的第1端被连接到将第一电感L1的第2端和第1连接点4a相连的路径上。

第四电感L4的第2端与第三电容C3的第1端相连接。

第三电容C3的第2端被连接到将第2输入端子3b和第2连接点4b相连的路径上。

第一电感L1与第二电感L2与第四电感L4磁耦合。

另外，在图8所示的结构例中，第一电感L1与第二电感L2与第四电感L4在图中标记的点●所示的朝向上耦合。

如以上那样，实施方式4的功率因数改善电路3000是将上述的实施方式2和实施方式3组合得到的结构。

即，实施方式4的功率因数改善电路3000，具备上述的实施方式2的功率因数改善电路1000的旁路B1，并且具备上述的实施方式3的功率因数改善电路2000的旁路B1作为旁路B2。

根据以上的结构，能够实现用实施方式2及实施方式3说明的效果。即，用实施方式2以及实施方式3说明的效果相辅相成。由此，能够更有效地降低正常模式噪声。

另外，实施方式4的功率因数改善电路也可以与上述的功率因数改善电路1100或功率因数改善电路1200的结构同样地，是不具备整流部10的结构(例如，图9或图10)。

另外，实施方式4的功率因数改善电路也可以与上述的功率因数改善电路1300的结构同样地还具备第三电感L3。

即，在实施方式4的功率因数改善电路中，也可以是，第三电感L3在将第二电感L2的第2端和第二电容C2的第1端相连的路径间与第二电感L2和第二电容C2串联连接。

此时，实施方式4的功率因数改善电路3000也可以还具备第五电感L5。

即，在实施方式4的功率因数改善电路3000中，也可以是，第五电感L5在将第四电感L4的第2端和第三电容C3的第1端相连的路径间与第四电感L4和第三电容C3串联连接。

根据以上的结构，即使第一电感L1与第四电感的耦合系数接近于1，通过第五电感L5，耦合系数也等价地呈现得较小。因而，不需要为了得到所希望的耦合系数而改变第一电感的磁性体芯的形状，而能够通过第五电感L5等价地设计所希望的耦合系数。即，能够使磁部件的设计简易化。

此外，实施方式4的功率因数改善电路3000也可以具备磁性体芯。

此时，第一电感L1的绕线和第二电感L2的绕线和第四电感L4的绕线可以卷绕在磁性体芯上。

根据以上的结构，第一电感L1和第二电感L2和第四电感L4在同一磁性体芯上具有绕线。由此，得到大的互感。由此，容易得到大的噪声降低效果。

另外，通过实施方式4的电源电路，也可以构成斩波电路。

工业实用性

本申请的电源电路例如能够被用作开关电源装置等中的电源电路。

Claims

1.一种电源电路，

具备第1输入端子、第2输入端子、第一电感、第二电感、第三电感、第一开关元件、第二开关元件、第一电容、第二电容、第1输出端子、以及第2输出端子；

上述第1输入端子与上述第一电感的第1端相连接；

上述第一电感的第2端与上述第二开关元件的第2端相连接；

上述第二开关元件的第1端与上述第1输出端子相连接；

上述第2输入端子与上述第2输出端子相连接；

上述第一开关元件的第1端与将上述第一电感的第2端和上述第二开关元件的第2端相连的路径上的第1连接点相连接；

上述第一开关元件的第2端与将上述第2输入端子和上述第2输出端子相连的路径上的第2连接点相连接；

上述第一电容的第1端与将上述第二开关元件的第1端和上述第1输出端子相连的路径上的第3连接点相连接；

上述第一电容的第2端与将上述第2连接点和上述第2输出端子相连的路径上的第4连接点相连接；

上述第二电感的第1端被连接到将上述第1输入端子和上述第1连接点相连的路径上；

上述第二电感的第2端与上述第二电容的第1端相连接；

上述第二电容的第2端被连接到将上述第2输入端子和上述第2连接点相连的路径上；

上述第一电感与上述第二电感磁耦合；

上述第三电感，在将上述第二电感的第2端和上述第二电容的第1端相连的路径间，与上述第二电感和上述第二电容串联连接。

2.如权利要求1记载的电源电路，

具备第三开关元件和第四开关元件；

上述第三开关元件设在将上述第2输入端子和上述第2连接点相连的路径内；

上述第三开关元件的第2端与上述第2连接点相连接；

上述第三开关元件的第1端与上述第四开关元件的第2端相连接；

上述第四开关元件的第1端被连接到将上述第二开关元件的第1端和上述第3连接点相连的路径上。

3.如权利要求2记载的电源电路，

上述第二开关元件是第1二极管；

上述第二开关元件的第1端是上述第1二极管的阴极；

上述第二开关元件的第2端是上述第1二极管的阳极；

上述第四开关元件是第2二极管；

上述第四开关元件的第1端是上述第2二极管的阴极；

上述第四开关元件的第2端是上述第2二极管的阳极。

4.如权利要求2记载的电源电路，

上述第三开关元件是第1二极管；

上述第三开关元件的第1端是上述第1二极管的阴极；

上述第三开关元件的第2端是上述第1二极管的阳极；

上述第四开关元件是第2二极管；

上述第四开关元件的第1端是上述第2二极管的阴极；

上述第四开关元件的第2端是上述第2二极管的阳极。

5.如权利要求1记载的电源电路，

具备将交流电压进行整流的整流部；

上述整流部的第1输出端与上述第1输入端子相连接；

上述整流部的第2输出端与上述第2输入端子相连接。

6.如权利要求5记载的电源电路，

上述第二开关元件是二极管；

上述第二开关元件的第1端是上述二极管的阴极；

上述第二开关元件的第2端是上述二极管的阳极。

7.如权利要求1记载的电源电路，

上述第二电感的第1端被连接到将上述第1输入端子和上述第一电感的第1端相连的路径上。

8.如权利要求1记载的电源电路，

上述第二电感的第1端被连接到将上述第一电感的第2端和上述第1连接点相连的路径上。

9.如权利要求1记载的电源电路，

具备磁性体芯；

上述第一电感的绕线和上述第二电感的绕线卷绕在上述磁性体芯上。

10.如权利要求7记载的电源电路，

具备第四电感和第三电容；

上述第四电感的第1端被连接到将上述第一电感的第2端和上述第1连接点相连的路径上；

上述第四电感的第2端与上述第三电容的第1端相连接；

上述第三电容的第2端被连接到将上述第2输入端子和上述第2连接点相连的路径上；

上述第一电感与上述第四电感磁耦合。

11.如权利要求10记载的电源电路，

具备第三电感和第五电感；

上述第三电感，在将上述第二电感的第2端和上述第二电容的第1端相连的路径间，与上述第二电感和上述第二电容串联连接；

上述第五电感，在将上述第四电感的第2端和上述第三电容的第1端相连的路径间，与上述第四电感和上述第三电容串联连接。

12.如权利要求10记载的电源电路，

具备磁性体芯；

上述第一电感的绕线和上述第二电感的绕线和上述第四电感的绕线卷绕在上述磁性体芯上。