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CN105790626B - 谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法 - Google Patents

谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法 Download PDF

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CN105790626B CN201410825911.8A CN201410825911A CN105790626B CN 105790626 B CN105790626 B CN 105790626B CN 201410825911 A CN201410825911 A CN 201410825911A CN 105790626 B CN105790626 B CN 105790626B
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Abstract

一种谐振型功率转换电路，其包含至少两个结构相同的变换器、电流采样电路、均流控制器及控制电路。两个变换器包含第一变换器及第二变换器，第一变换器及第二变换器各自包含全桥逆变单元及谐振单元。全桥逆变单元均包含至少包括四个开关管，第一变换器的输出端与第二变换器的输出端并联于共同输出端。控制电路至少输出控制两个变换器的第一组驱动控制信号及第二组驱动控制信号，第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号各至少包括四个驱动控制信号用于驱动四个开关管。

Description

谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法
技术领域
本发明关于一种变换电路及其控制方法，且特别是关于一种谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法。
背景技术
随着科技的进展，能源的转换与运用也日趋重要。在众多能源转换技术中，由于谐振变换器可以实现零电压开关(Zero Voltege Switching,ZVS)和零电流开关(ZeroCurrent Switching,ZCS)，因而使装置工作于较低的关断电流和高频，因此，谐振变换器已被广泛应用于高效率、高功率密度电源。
然而，当单相谐振变换器应用于低电压大电流输出时，其输出电容的电流应力较大，需要较多的电容并联才能满足要求，因而存有缺陷。为了克服此种缺陷，可以将N个相同的谐振变换器交错并联，如此，相对于单相变换器而言，并联N相谐振变换器可以减小整体电流纹波和电压纹波，从而减小电磁干扰，使电感电容无源器件体积减小，进而提高动态回应速度，尚且，并联的N相谐振变换器可同时交错运行以提高变换器效率和功率密度。
于实际应用上，交错并联的变换器电路的参数不可避免地存在偏差，因此，如何采用主动均流控制以使每个变换器输出功率均衡，成为业界面临的一个主要问题。一般而言，传统脉冲宽度调变(Pulse Width Modulation,PWM)变换器，基于其开关频率固定，是可以通过调节占空比来实现并联模组的均流。虽然谐振变换器是通过控制开关频率来控制其输出功率，然而，于实现谐振变换器时，并联的变换器为了实现最好的电流纹波相抵效果，要求变换器开关管驱动信号频率相等且相位相差180°/N，因此，变换器的开关频率必须同时调节，导致谐振变换器无法如脉冲宽度调变变换器调整其占空比来实现均流一般，通过调整其信号频率以实现均流的目的。
由此可见，上述现有的方式，显然仍存在不便与缺陷，而有待改进。为了解决上述问题，相关领域莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来仍未发展出适当的解决方案。
发明内容
发明内容旨在提供本揭示内容的简化摘要，以使阅读者对本揭示内容具备基本的理解。此发明内容并非本揭示内容的完整概述，且其用意并非在指出本发明实施例的重要/关键元件或界定本发明的范围。
本发明内容的一目的是在于提供一种功率转换电路，借以改善现有技术的缺陷。
为达上述目的，本发明内容的一方面是关于一种控制谐振型功率转换电路的方法。前述谐振型功率转换电路包含至少两个结构相同的变换器及控制器。前述两个变换器包含第一变换器及第二变换器。第一变换器包含第一全桥逆变单元及第一谐振单元，第一全桥逆变单元至少包括四个开关管。第二变换器包含第二全桥逆变单元及第二谐振单元，第二全桥逆变单元至少包括四个开关管。第一变换器的输出端与第二变换器的输出端并联于共同输出端。控制器至少输出控制两个变换器的第一组驱动控制信号及第二组驱动控制信号，第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号各至少包括四个驱动控制信号用于驱动四个开关管。在谐振型功率转换电路正常工作期间，控制谐振型功率转换电路的方法包括：
控制第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号频率相等；
在当前频率相等的条件下，控制第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号之间以预设相位差移相交错运行以控制第一全桥逆变单元和第二全桥逆变单元；
当两个变换器的电流出现不均等时，第二组驱动控制信号于维持当前频率下，控制第二全桥逆变单元中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号错位一预设角度，以降低第二变换器的输出，使得第二变换器的输出与第一变换器的输出趋近相等。
为达上述目的，本发明内容的另一方面是关于一种谐振型功率转换电路。前述谐振型功率转换电路包括至少两个结构相同的变换器、电流采样电路、均流控制器及控制器。前述两个变换器包含第一变换器及第二变换器。第一变换器包含第一全桥逆变单元及第一谐振单元，第一全桥逆变单元至少包括四个开关管。第二变换器包含第二全桥逆变单元及第二谐振单元，第二全桥 逆变单元至少包括四个开关管。第一变换器的输出端与第二变换器的输出端并联于共同输出端。控制器用以至少输出控制两个变换器的第一组驱动控制信号及第二组驱动控制信号，第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号各至少包括四个驱动控制信号用于驱动四个开关管。电流采样电路用以采样第一变换器和第二变换器的输出电流以对应输出第一电流采样信号和第二电流采样信号。均流控制器用以接收第一电流采样信号和第二电流采样信号，若判定第二变换器的电流较大，则输出第二组驱动控制信号中同一逆变回路中两个开关管对应的两个驱动控制信号错位的预设角度至控制器。
因此，根据本发明的技术内容，本发明实施例通过提供一种谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法，借以改善谐振变换器无法通过调整其信号频率以实现均流的问题。
在参阅下文实施方式后，本发明本领域技术人员当可轻易了解本发明的基本精神及其他发明目的，以及本发明所采用的技术手段与实施方式。
附图说明
为让本发明的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附图式的说明如下：
图1是依照本发明一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图2是依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路的驱动信号示意图。
图3是依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的驱动信号示意图。
图4是依照本发明又一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图5是依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图6是依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图7是依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图8是依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图9是依照本发明又一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图10是依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图11是依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图12是依照本发明又一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图13是依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路的示意图。
图14A是依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的部分电路示意图。
图14B是依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的部分电路示意图。
图15是依照本发明一实施例的一种控制谐振型功率转换电路的方法的流程示意图。
根据惯常的作业方式，图中各种特征与元件并未依比例绘制，其绘制方式是为了以最佳的方式呈现与本发明相关的具体特征与元件。此外，在不同图式间，以相同或相似的元件符号来指称相似的元件/部件。
其中，附图标记说明如下：
1000：功率转换电路
1000A～1000K：功率转换电路
1100：第一变换器
1110：第一全桥逆变单元
1120：第一谐振单元
1200：第二变换器
1210：第二全桥逆变单元
1220：第二谐振单元
1300：第N变换器
1310：第N全桥逆变单元
1320：第N谐振单元
1500：控制电路
1510：电压处理单元
1511：第一检测滤波器
1512：逻辑运算器
1513：电压误差补偿器
1514：电压控制振荡器
1520：第一电流处理单元
1521：第二检测滤波器
1521A～1521N：第二检测滤波器
1522：第一逻辑运算器
1522A～1522N：逻辑运算器
1523：第一均流误差补偿器
1523A～1523N：第一均流误差补偿器
1526：最小值比较器
1527A～1527N：补偿角度产生器
1524：第一比例常数转换器
1525：第三逻辑单元
1528：补偿角度产生器
1528A：正限幅单元
1528B：负限幅单元
1528C：反向单元
1530：第二电流处理单元
1531：第三检测滤波器
1531A～1531B：第三检测滤波器
1532：第二逻辑运算器
1533：第二均流误差补偿器
1534：第二比例常数转换器
1535：第四逻辑单元
1536：运算电路
1540：脉波频率调变单元
1541：第一脉冲宽度调变信号产生器
1541A～1541N：脉冲宽度调变信号产生器
1542：第二脉冲宽度调变信号产生器
1543：相位移位器
1543A～1543N：相位移位器
1550：驱动单元
具体实施方式
为了使本发明内容的叙述更加详尽与完备，下文针对了本发明的实施方式与具体实施例提出了说明性的描述；但这并非实施或运用本发明具体实施例的唯一形式。实施方式中涵盖了多个具体实施例的特征以及用以建构与操作这些具体实施例的方法步骤与其顺序。然而，也可利用其他具体实施例来实现相同或均等的功能与步骤顺序。
除非本说明书另有定义，此处所用的科学与技术词汇的含义与本发明本领域技术人员所理解与惯用的意义相同。此外，在不和上下文冲突的情形下，本说明书所用的单数名词涵盖该名词的复数型；而所用的复数名词时也涵盖该名词的单数型。
图1是依照本发明一实施例的一种谐振型功率转换电路1000的示意图。如图所示，功率转换电路1000包含第一变换器1100、第二变换器1200及控制电路1500。第一变换器1100的输出端与第二变换器1200的输出端并联于一共同输出端N1。第一变换器1100包含第一全桥逆变单元1110及第一谐振单元1120，第一全桥逆变单元1110包含相互并联的第一桥臂及第二桥臂，第一桥臂包含相互串联的第一开关及一第二开关Q11、Q12，第二桥臂包含相互串联的第三开关及第四开关Q13、Q14。第二变换器1200包含一第二全桥逆变单元1210及一第二谐振单元1220，第二全桥逆变单元1210包含相互并联的第三桥臂及第四桥臂，第三桥臂包含相互串联的第五开关及第六开关Q21、Q22，第四桥臂包含相互串联的第七开关及第八开关Q23、Q24。
于操作上，控制电路1500用以输出一第一组驱动信号及一第二组驱动信号以分别驱动第一全桥逆变单元1110及第二全桥逆变单元1210内的上述开关。为了达到减小电流纹波的效果，第一组驱动信号及第二组驱动信号内的多个驱动信号的频率相同，另外，为了保证同一桥臂中的两个开关不会同时导通，同一桥臂中串联的两开关的驱动信号互补且有一定死区，其驱动占空比近似为0.5。此外，控制电路1500更用以取得共同输出端N1的输出电压Vo、第一谐振单元1120的电流及第二谐振单元1220的电流，并将共同输出端N1的输出电压Vo、第一谐振单元1120的电流及第二谐振单元1220的电流分别与参考电压Vref、一第一参考电流及一第二参考电流进行比较以产生一比较结果。
举例而言，若第一谐振单元1120的电流及第二谐振单元1220的电流存有误差，于进行上述比较流程后，其比较结果能够显示上述误差，则控制电路1500根据比较结果以调整第一组驱动信号及第二组驱动信号的其中一组驱动信号内的该些驱动信号的相位，使得第一变换器1100的输出与第二变换器1200的输出相等。如此一来，虽然功率转换电路1000无法通过调整其信号频率而实现均流，然而，功率转换电路1000通过调整第一变换器1100及第二变换器1200其中至少一个的驱动信号之间错相角度，同样能达到均流的效果。
在一实施例中，第一组驱动信号包含第一驱动信号至第四驱动信号Vgs11～Vgs14，第二组驱动信号包含第五驱动信号至第八驱动信号Vgs21～Vgs24。在本实施例中，控制电路1500是通过第一至第四驱动信号Vgs11～Vgs14而分别驱动第一至第四开关Q11～Q14，并通过第五至第八驱动信号Vgs21～Vgs24而分别驱动第五至第八开关Q21～Q24。请一并参阅图2，其绘示依照本发明另一实施例的一种功率转换电路的驱动信号的示意图，如图所示，于第一变换器1100及第二变换器1200中相应位置上的开关的驱动信号具有一定错相，例如第一与第五驱动信号Vgs11、Vgs21相位不同，第二与第六驱动信号Vgs12、Vgs22相位不同，第三与第七驱动信号Vgs13、Vgs23相位不同，第四与第八驱动信号Vgs14、Vgs24相位不同。再者，控制电路1500用以根据比较结果以决定调整第一至第四驱动信号Vgs11～Vgs14的相位，或者调整第五至第八驱动信号Vgs21～Vgs24的相位，抑或同时调整第一至第八驱动信号Vgs11～Vgs24，以使第一变换器1100的输出与第二变换器1200的输出相等。
在另一实施例中，请参阅图2，第七驱动信号Vgs23的相位落后第三驱动信号Vgs13的相位90度，第八驱动信号Vgs24的相位落后第四驱动信号Vgs14的相位90度，若比较结果为第一谐振单元1120的电流与第二谐振单元1220的电流不同，例如第二谐振单元1220的电流大于第一谐振单元1120的电流，则控制电路1500将第五驱动信号Vgs21的相位调整为超前第八驱动信号Vgs24的相位一预设角度θ，且控制电路1500将第六驱动信号Vgs22的相位调整为超前第七驱动信号Vgs23的相位预设角度θ。简言之，控制电路1500可使某相变换器的全桥逆变单元中第一桥臂的上开关超前或滞后第二桥臂的下开关一预设角度θ，并使第一桥臂中的下开关超前或滞后第二桥臂的上开关一预 设角度θ。在一实施例中，上述预设角度为大于0且小于180度然而对于谐振型功率转换电路中不同谐振电路参数以及谐振型功率转换电路工作时的轻重载的情况预设角度的变化范围会有所不同。一般来说，轻载时预设角度的变化范围会大于重载时预设角度的变化范围。在一具体谐振电路参数条件下，此谐振功率转换电路在轻载时预设角度为大于0且小于等于3/10π。然而，如前所述，由于随着谐振电路参数的变化，预设角度的变化范围可能会大于3/10π。
如此一来，请参阅图2下方经调整后的第一谐振单元1120的电压Vabsin1与第二谐振单元1220的电压Vabsin2，由图中得以看出经调整后的第二谐振单元1220的电压Vabsin2变小，因此，第二谐振单元1220的电流相应地变小，且其输出功率也随之变小。据此，原本第二谐振单元1220的电流大于第一谐振单元1120的电流，然经由本发明实施例的控制电路1500对其进行适应性地调整后，第二谐振单元1220的电流相应地变小，使得第一谐振单元1120的电流与第二谐振单元1220的电流趋于一致，而达到均流的效果。然本发明并不以上述实施例为限，其仅用以例示性地说明本发明的实现方式之一，在其它实施例中，若比较结果为第一谐振单元1120的电流大于第二谐振单元1220的电流，则控制电路1500可调整第一组驱动信号的相位，以降低第一谐振单元1120的电流，而达到均流效果，或者，在某些实施例中，控制电路1500也可视状况一并调整第一组及第二组驱动信号的相位，而达到均流效果。
在又一实施例中，请参阅图3，其是绘示依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路的驱动信号示意图。预设的驱动信号状况为，第五与第八驱动信号Vgs21、Vgs24的相位落后第一与第四驱动信号Vgs11、Vgs14的相位90度，第六与第七驱动信号Vgs22、Vgs23的相位落后第二与第三驱动信号Vgs12、Vgs13的相位90度。
经上述比较流程后，若比较结果为第一谐振单元1120的电流与第二谐振单元1220的电流不同，例如第二谐振单元1220的电流大于第一谐振单元1120的电流，则控制电路1500将第五驱动信号Vgs21的相位由原本落后第一驱动信号Vgs11的相位90度处向前调整预设角度的一半值θ/2，控制电路1500将第八驱动信号Vgs24的相位由原本落后第四驱动信号Vgs14的相位90度处向 后调整预设角度的一半值θ/2，控制电路1500将第六驱动信号Vgs22的相位由落后第二驱动信号Vgs12的相位90度处向前调整预设角度的一半值θ/2，且控制电路1500将第七驱动信号Vgs23的相位由落后第三驱动信号Vgs13的相位90度处向后调整预设角度的一半值θ/2。
如此一来，请参阅图3下方经调整后的第一谐振单元1120的电压Vabsin1与第二谐振单元1220的电压Vabsin2，由图中得以看出经调整后的第二谐振单元1220的电压Vabsin2变小，因此，第二谐振单元1220的电流相应地变小，且其输出功率也随之变小。据此，原本第二谐振单元1220的电流大于第一谐振单元1120的电流，然经由本发明实施例的控制电路1500对其进行适应性地调整后，第二谐振单元1220的电流相应地变小，使得第一谐振单元1120的电流与第二谐振单元1220的电流趋于一致，而达到均流的效果。然本发明并不以上述实施例为限，其仅用以例示性地说明本发明的实现方式之一，在其它实施例中，若比较结果为第一谐振单元1120的电流大于第二谐振单元1220的电流，则控制电路1500可调整第一组驱动信号的相位，以降低第一谐振单元1120的电流，而达到均流效果，或者，在某些实施例中，控制电路1500也可视状况一并调整第一组及第二组驱动信号的相位，而达到均流效果。
在一实施例中，以该谐振型转换器仅包括两个变换器进行说明，请参阅图3所示其对应的控制示意图，控制电路1500可以同时调节超前和滞后桥臂的开关，使第五开关和第六开关Q21、Q22分别相对第一开关和第二开关Q11、Q12错相(90°-θ/2)，使第七开关和第八开关Q23、Q24分别相对第三开关和第四开关Q13和Q14错相(90°+θ/2)(θ大小由两相电流差值决定，使第二谐振电路的电压Vab2占空比为D＝(π-θ)/π)，同样能达到减小电压Vab2，进而减小Io2，使Io2＝Io1的目的。在此实施例中，第二变换器中第二谐振单元的电流相对第一谐振单元较大，因此可调整预设角度θ2来降低第二谐振单元的电流。然而在其他情况下，第一谐振单元中电流大于第二谐振单元的电流，此时可对应调节第一谐振单元中预设角度θ1，以降低第一谐振单元中电流。实际应用中两相变换器的参数偏差一般比较小，预设角度θi(i可为1或2)会比较小。当轻载运行时，θi相对重载增大，可能会影响开关的零电压开通(ZVS)实现，所以实际应用时可以限定0≤θi≤3/10π，使得谐振网络两端电压Vabi的占 空比0.7≤Di≤1。在以下内容描述中，预设角度θ1也可称之为第一补偿角度，预设角度θ2也可称之为第二补偿角度。
图4是绘示依照本发明又一实施例的一种谐振型功率转换电路1000A的示意图。相较于图1所示的功率转换电路1000，在此的功率转换电路1000A还包含第三变换器至第N变换器，N为正整数。类似于第一变换器1100及第二变换器1200，第三变换器至第N变换器也分别包含第三全桥逆变单元至第N全桥逆变单元及第三谐振单元至第N谐振单元，第三全桥逆变单元至第N全桥逆变单元中的每一个也包含两桥臂，两桥臂也各自包含两开关。
于操作上，控制电路1500相应地输出第三组驱动信号至第N组驱动信号以分别驱动第三全桥逆变单元至第N全桥逆变单元内的多个开关，上述第三组驱动信号至第N组驱动信号内的多个驱动信号的频率相同。再者，控制电路1500还用以取得共同输出端N1的输出电压Vo、第一谐振单元1120的电流至第N谐振单元的电流，并将共同输出端N1的输出电压Vo及第一谐振单元1120的电流至第N谐振单元1320的电流分别与参考电压Vref及第一参考电流至第N参考电流进行比较以产生另一比较结果。依据比较结果，控制电路1500除第一谐振单元1120至第N谐振单元1320的电流中的最小电流所对应的变换器的驱动信号不调整外，控制电路1500调整其余驱动信号内的多个驱动信号的相位，以使第一变换器1100的输出至第N变换器的输出相等。然本发明并不以上述实施例为限，其仅用以例示性地说明本发明的实现方式之一，在其它实施例中，控制电路1500也可视状况而一并调整第一组驱动信号至第N组驱动信号的相位，以使功率转换电路1000A的所有变换器的输出均流。
图5是绘示依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路1000B的示意图。相较于图1所示的功率转换电路1000，在此的功率转换电路1000B详细绘示了谐振电路及控制电路1500的电路结构，如图所示，谐振单元各包含电容Cr1、电感Lr1、变压器T1及二极管D11、D12。此外，图1的控制电路1500可由图5的均流控制器1700及控制器1800来实现，但不限于此。其实现方式说明如后。
请参阅图5，谐振型功率转换电路1000B包括至少两个结构相同的变换器、电流采样电路1600、均流控制器1700及控制器1800。前述两个变换器 为第一变换器1100及第二变换器1200。第一变换器1100包含第一全桥逆变单元及第一谐振单元，第一全桥逆变单元至少包括四个开关管(如：Q11～Q14)。第二变换器包含第二全桥逆变单元及第二谐振单元，第二全桥逆变单元至少包括四个开关管(如：Q21～Q24)。第一谐振单元包含电容Cr1、电感Lr1、变压器T1及二极管D11、D12。第二谐振单元包含电容Cr2、电感Lr2、变压器T2及二极管D21、D22。第一变换器1100的输出端与第二变换器1200的输出端并联于共同输出端N1。
再者，控制器1800用以至少输出控制两个变换器的第一组驱动控制信号及第二组驱动控制信号，第一组驱动控制信号至少包括四个驱动控制信号(如：Vgs11～Vgs14)用于驱动四个开关管(如：Q11～Q14)，第二组驱动控制信号也至少包括四个驱动控制信号(如：Vgs21～Vgs24)用于驱动四个开关管(如：Q21～Q24)。电流采样电路1600用以采样第一变换器1100和第二变换器1200的输出电流Io1、Io2以对应输出第一电流采样信号和第二电流采样信号。均流控制器1700用以接收第一电流采样信号和第二电流采样信号，若判定第二变换器1200的电流较大，则输出第二组驱动控制信号(如：Vgs21～Vgs24)中同一逆变回路中两个开关管对应的两个驱动控制信号错位的预设角度至控制器1800。
在一实施例中，均流控制器1700为软件模块嵌入控制器1800的软件内。在另一实施例中，均流控制器1700为硬件模块，置于控制器1800之外。在又一实施例中，均流控制器1700部分为软件模块，部分为硬件模块，均流控制器1700的软件模块部分嵌入控制器1800之内，均流控制器1700的硬件模块部分置于控制器1800之外。
请参阅图5，均流控制器1700包含信号处理判断单元1710及均流误差调整单元1720。信号处理判断单元1710用以接收参考信号Sref和第一电流采样信号和第二采样信号以输出第一差值信号和第二差值信号。均流误差调整单元1720用以接收第一差值信号和第二差值信号以输出预设角度信号至控制器1800。
在一实施例中，信号处理判断单元1710包含检测滤波功能块1712及误差判断比较功能块1714。检测滤波功能块1712用以接收第一电流采样信号和第二电流采样信号进行预处理，输出第一电流采样处理信号和第二电流采 样处理信号。误差判断比较功能块1714用以接收参考信号Sref、第一电流采样处理信号和第二电流采样处理信号，输出第一差值信号和第二差值信号。
在另一实施例中，均流误差调整单元1720包含均流误差补偿功能块1722及补偿角度系数转换功能块1724。均流误差补偿功能块1722用以接收第一差值信号和第二差值信号输出第一补偿信号和第二补偿信号。补偿角度系数转换功能块1724用以分别接收第一补偿信号和第二补偿信号以输出对应于第一组驱动控制信号的预设角度信号和第二组驱动控制信号的预设角度信号至控制器1800。在又一实施例中，参考信号为第一电流采样信号和第二电流采样信号或者谐振型转换电路的输出电流的二分之一。
图6是绘示依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路1000C的示意图。相较于图1所示的功率转换电路1000，在此的功率转换电路1000C详细绘示了谐振电路及控制电路1500的电路结构，如图所示，第一谐振单元包含电容Cr1、电感Lr1、变压器T1及二极管D11、D12。第二谐振单元包含电容Cr2、电感Lr2、变压器T2及二极管D21、D22。此外，图1的控制电路1500可由图6的均流控制器1700及控制器1800来实现，但不限于此。其实现方式说明如后。
如图6所示，均流控制器1700包含信号处理判断单元1710及均流误差调整单元1720。信号处理判断单元1710用以接收第一电流采样信号和第二电流采样信号输出差值信号。均流误差调整单元1720用以接收差值信号以输出第二组驱动控制信号的预设角度至控制器1800，第一组驱动控制信号的预设角度为零。在一实施例中，上述第二变换器为两个变换器中输出电流较大的变换器。
在另一实施例中，信号处理判断单元1710包含检测滤波功能块1712及误差比较功能块1714。检测滤波功能块1712用以接收第一电流采样信号和第二电流采样信号进行预处理，输出第一电流采样处理信号和第二电流采样处理信号。误差比较功能块1714用以接收第一电流采样处理信号和第二电流采样处理信号，输出差值信号。
于再一实施例中，均流误差调整单元1720包括均流误差补偿功能块1722及第二变换器判断角度补偿功能块1726。均流误差补偿功能块1722用以接收差值信号输出补偿信号。第二变换器判断角度补偿功能块1726用以接收补 偿信号，转换成预设角度信号输出至控制器1800中对应的第二组驱动控制信号。
图7是绘示依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路1000D的示意图。图7所示的功率转换电路1000D可为图5所示的功率转换电路1000B的实现方式之一。举例而言，图5的检测滤波功能块1712可由图7的第二检测滤波器1521、第三检测滤波器1531A及第三检测滤波器1531B来实现。图5的误差判断比较功能块1714可由图7的第一逻辑运算器1522及第二逻辑运算器1532来实现。图5的均流误差补偿功能块1722可由图7的第一均流误差补偿器1523及第二均流误差补偿器1533来实现。图5的补偿角度系数转换功能块1724可由图7的第一比例常数转换器1524、第二比例常数转换器1534及脉波频率调变单元1540来实现。
请参阅图7，第二检测滤波器1521用以对第一变换器1100的输出电流Io1进行滤波。第三检测滤波器1531A用以对第二变换器1200的输出电流Io2进行滤波。第三检测滤波器1531B用以对第一变换器1100及第二变换器1200的输出电流Io进行滤波。随后，第一逻辑运算器1522用以接收经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1及第一参考电流Iref1，并将第一参考电流Iref1减去经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1以产生第一差值信号。第二逻辑运算器1532用以接收经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2及第二参考电流Iref2，并将第二参考电流Iref2减去经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2以产生第二差值信号。
接着，第一均流误差补偿器1523用以接收第一差值信号以产生第一补偿信号vc1。第二均流误差补偿器1533用以接收第二差值信号以产生第二补偿信号vc2。然后，第一比例常数转换器1524用以接收并转换第一补偿信号vc1以产生第一补偿角度θ1。第二比例常数转换器1534用以接收并转换第二补偿信号vc2以产生第二补偿角度θ2。再由脉波频率调变单元1540接收第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2，并根据第一补偿角度θ1以输出第一脉冲宽度调变信号至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14，且根据第二补偿角度θ2以输出第五脉冲宽度调变信号至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。
另一方面，相较于图1所示的功率转换电路1000，图7的功率转换电路 1000D详细绘示了谐振电路及控制电路1500的电路结构。控制电路1500包含电压处理单元1510、第一电流处理单元1520、第二电流处理单元1530及相位调整单元。上述电压处理单元1510用以接收并比较共同输出端N1的输出电压Vo及参考电压Vref以产生一电压比较结果，并根据电压比较结果以输出频率f。
此外，上述第一电流处理单元1520用以接收并比较第一谐振单元1120的电流与第一参考电流Iref1以产生一第一电流比较结果，并根据第一电流比较结果以输出一第一补偿角度θ1。上述第二电流处理单元1530，用以接收并比较第二谐振单元1220的电流与第二参考电流Iref2以产生一第二电流比较结果，并根据第二电流比较结果以输出一第二补偿角度θ2。上述相位调整单元用以接收频率f、第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2，并根据频率f及第一补偿角度θ1以调整第一至第四驱动信号Vgs11～Vgs14的相位，或根据频率f及第二补偿角度θ2以调整第五至第八驱动信号Vgs21～Vgs24的相位。如此一来，功率转换电路1000D可通过调整第一变换器1100及第二变换器1200其中至少一个的驱动信号的相位，而能达到均流的效果。
在一实施例中，驱动信号的频率是由电压处理单元1510所决定，上述电压处理单元1510包含逻辑运算器1512、电压误差补偿器1513及电压控制振荡器1514。逻辑运算器1512用以接收实际检测到的共同输出端N1的输出电压Vo及参考电压Vref，并将参考电压Vref减去共同输出端N1的输出电压Vo以产生一电压差信号。电压误差补偿器1513用以接收电压差信号以产生电压补偿信号Vea。电压控制振荡器1514用以接收并转换电压补偿信号Vea以产生频率f。于实现本发明时，电压误差补偿器1513为带有补偿网络的运算放大器或相应的数位实现，用于实现输出电压相对于参考电压Vref的无静差调节。
在另一实施例中，上述第一电流处理单元1520包含第一逻辑运算器1522、第一均流误差补偿器1523及第一比例常数转换器1524。第一逻辑运算器1522用以接收第一谐振单元1120的电流及第一参考电流Iref1，并将第一参考电流Iref1减去第一谐振单元1120的电流以产生一第一电流差信号。第一均流误差补偿器1523用以接收第一电流差信号以产生一第一电流补偿信号vc1。第一比例常数转换器1524用以接收并转换第一电流补偿信号vc1以产生第一补偿角度θ1。
在又一实施例中，上述第二电流处理单元1530包含第二逻辑运算器1532、第二均流误差补偿器1533及第二比例常数转换器1534。第二逻辑运算器1532用以接收第二谐振单元1220的电流及第二参考电流Iref2，并将第二参考电流Iref2减去第二谐振单元1220的电流以产生一第二电流差信号。第二均流误差补偿器1533用以接收第二电流差信号以产生一第二电流补偿信号vc2。第二比例常数转换器1534用以接收并转换第二电流补偿信号vc2以产生第二补偿角度θ2。
于再一实施例中，上述第一逻辑运算器1522及第二逻辑运算器1532接收的第一参考电流Iref1及第二参考电流Iref2可为共同输出端N1的输出电流Io值的一半。第二电流处理单元1530可包含一运算电路1536，运算电路1536用以接收并将共同输出端N1的输出电流Io的值减半，以产生第一参考电流Iref1及第二参考电流Iref2。
于实现本发明时，第一均流误差补偿器1523及第二均流误差补偿器1533为带有补偿网络的运算放大器或相应的数位实现，用于实现输出电流Ioi(i＝1,2)相对于参考电流的无静差调节。
在又一实施例中，请参阅图7，为了保持交错(interleaving)效果，此时可以保持第七开关和第八开关Q23、Q24相位不变，调节第五开关和第六开关Q21、Q22分别超前第八开关和第七开关Q24、Q23一定预设角度(θ大小由两相电流差值决定)，如此，第二谐振电路的电压Vab2减小，占空比为D＝(π-θ)/π，iLr2将减小，对应Io2减小，接近Io1，输出电压将通过调节开关频率进行调节，最终达到两相电流均衡。
图8是绘示依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路1000E的示意图。图8所示的功率转换电路1000E可为图5所示的功率转换电路1000B的实现方式之一。举例而言，图5的检测滤波功能块1712可由图8的第二检测滤波器1521及第三检测滤波器1531来实现。图5的误差判断比较功能块1714可由图8的第一逻辑运算器1522及第二逻辑运算器1532来实现。图5的均流误差补偿功能块1722可由图8的第一均流误差补偿器1523及第二均流误差补偿器1533来实现。图5的补偿角度系数转换功能块1724可由图8的第一比例常数转换器1524、第二比例常数转换器1534及脉波频率调变单 元1540来实现。
请参阅图8，第二检测滤波器1521用以对第一变换器1100的输出电流Io1进行滤波。第三检测滤波器1531用以对第二变换器1200的输出电流Io2进行滤波。随后，第一逻辑运算器1522用以接收经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1及第一参考电流Iref1，并将第一参考电流Iref1减去经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1以产生第一差值信号。第二逻辑运算器1532用以接收经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2及第二参考电流Iref2，并将第二参考电流Iref2减去经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2以产生第二差值信号。
接着，第一均流误差补偿器1523用以接收第一差值信号以产生第一补偿信号vc1。第二均流误差补偿器1533用以接收第二差值信号以产生第二补偿信号vc2。然后，第一比例常数转换器1524根据第一补偿信号vc1以产生第一补偿角度θ1。第二比例常数转换器1534根据第二补偿信号vc2以产生第二补偿角度θ2。再由脉波频率调变单元1540接收第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2，并根据第一补偿角度θ1以输出第一脉冲宽度调变信号至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14，且根据第二补偿角度θ2以输出第五脉冲宽度调变信号至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。
在一实施例中，相较于图7所示的功率转换电路1000D，图8的功率转换电路1000E的第一电流处理单元1520更包含第三逻辑单元1525，而功率转换电路1000E的第二电流处理单元1530中更包含第四逻辑单元1535。上述第三逻辑单元1525用以接收第一补偿信号vc1及第二补偿信号vc2，并将第二补偿信号vc2减去第一补偿信号vc1以产生第一电流补偿差信号，第一比例常数转换器1524则相应地接收并转换第一电流补偿差信号以产生第一补偿角度θ1。再者，第四逻辑单元1535用以接收第一补偿信号vc1及第二补偿信号vc2，并将第一补偿信号vc1减去第二补偿信号vc2以产生第二电流补偿差信号，第二比例常数转换器1534则相应地接收并转换第二电流补偿差信号以产生第二补偿角度θ2。如此一来，由于在功率转换电路1000E中增加了第三逻辑单元1525及第四逻辑单元1535，因而得以增进功率转换电路1000E的均流调节速度。
于再一实施例中，请参阅图8，上述第一逻辑运算器1522接收的第一参 考电流可为第二谐振单元1220的电流，第二逻辑运算器1532接收的第二参考电流可为第一谐振单元1120的电流。如此一来，相较于图7所示的功率转换电路1000D，在此的功率转换电路1000E不需检测共同输出端N1的输出电流Io，因而得以进一步增进功率转换电路1000E的均流调节速度。此外，第一电流处理单元1520接收的第一谐振单元1120的电流可为第一谐振单元1120的输出电流Io1，而第二电流处理单元1530接收的第二谐振单元1220的电流为第二谐振单元1220的输出电流Io2。
图9是绘示依照本发明又一实施例的一种谐振型功率转换电路1000F的示意图。图9所示的功率转换电路1000F可为图5所示的功率转换电路1000B的实现方式之一。举例而言，图5的检测滤波功能块1712可由图9的第二检测滤波器1521及第三检测滤波器1531来实现。图5的误差判断比较功能块1714可由图9的第一逻辑运算器1522及第二逻辑运算器1532来实现。图5的均流误差补偿功能块1722可由图9的第一均流误差补偿器1523及第二均流误差补偿器1533来实现。图5的补偿角度系数转换功能块1724可由图9的第一比例常数转换器1524、第二比例常数转换器1534及脉波频率调变单元1540来实现。
请参阅图9，第二检测滤波器1521用以对第一变换器1100的电流is1(如：第一谐振单元的变压器原边电流(谐振电流)、变压器副边电流或副边整流电流)进行滤波。第三检测滤波器1531用以对第二变换器1200的电流is2(如：第二谐振单元的变压器原边电流(谐振电流)、变压器副边电流或副边整流电流)进行滤波。随后，第一逻辑运算器1522用以接收经滤波的第一变换器1100的电流is1及第二变换器1200的电流is2，并将第二变换器1200的电流is2减去经滤波的第一变换器1100的电流is1以产生第一差值信号。第二逻辑运算器1532用以接收经滤波的第二变换器1200的电流is2及第一变换器1100的电流is1，并将第一变换器1100的电流is1减去经滤波的第二变换器1200的电流is2以产生第二差值信号。
接着，第一均流误差补偿器1523用以接收第一差值信号以产生第一补偿信号vc1。第二均流误差补偿器1533用以接收第二差值信号以产生第二补偿信号vc2。然后，第一比例常数转换器1524根据第一补偿信号vc1以产生第一补偿角度θ1。第二比例常数转换器1534根据第二补偿信号vc2以产生第 二补偿角度θ2。再由脉波频率调变单元1540用以接收第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2，并根据第一补偿角度θ1以输出第一脉冲宽度调变信号至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14，且根据第二补偿角度θ2以输出第五脉冲宽度调变信号至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。
另一方面，相较于图8所示的功率转换电路1000E，图9的功率转换电路1000F的第一电流处理单元1520接收的第一谐振单元1120的电流为第一谐振单元1120的变压器原边电流(谐振电流)、变压器副边电流或副边整流电流，然而本发明并不以此为限，第一谐振单元1120的电流也可为与输出电流成比例的其它电流。第二电流处理单元1530接收的第二谐振单元1220的电流可为第二谐振单元1220的变压器原边电流(谐振电流)、变压器副边电流或副边整流电流，然而本发明并不以此为限，第二谐振单元1220的电流也可为与输出电流成比例的其它电流。
请一并参阅图7、图8及图9，相位调整单元包含脉波频率调变单元1540及驱动单元1550。脉波频率调变单元1540用以接收频率f、第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2，并根据频率f及第一补偿角度θ1以输出一第一脉冲宽度调变信号至一第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14，且根据频率f及第二补偿角度θ2以输出一第五脉冲宽度调变信号至一第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。驱动单元1550用以接收并根据第一至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14以调整第一至第四驱动信号Vgs11～Vgs14的相位，或接收并根据第五至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24以调整第五至第八驱动信号Vgs21～Vgs24的相位。
在一实施例中，请一并参阅图7、图8及图9，脉波频率调变单元1540包含第一脉冲宽度调变信号产生器1541、第二脉冲宽度调变信号产生器1542及相位移位器1543。第一脉冲宽度调变信号产生器1541用以根据频率f及第一补偿角度θ1以输出第一至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14。第二脉冲宽度调变信号产生器1542用以根据频率及第二补偿角度θ2以输出第五至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。相位移位器1543用以使第一至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14的相位与第五至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24的相位相差90度。
在又一实施例中，请一并参阅图7、图8及图9，电压处理单元1510包 含第一检测滤波器1511，第一检测滤波器1511用以对共同输出端N1的输出电压Vo进行滤波。第一电流处理单元1520包含第二检测滤波器1521，第二检测滤波器1521用以对第一谐振单元1120的输出电流或第一谐振单元1120的变压器的原边电流、副边电流或副边整流电流进行滤波。第二电流处理单元1530包含一第三检测滤波器1531，第三检测滤波器1531用以对第二谐振单元1220的输出电流或第二谐振单元1220的变压器的原边电流、副边电流或副边整流电流进行滤波。于实现本发明时，上述第一检测滤波器1511可为分压电阻接电阻电容(RC)滤波电路，另外，上述第二检测滤波器1521及第三检测滤波器1531可为电阻采样接电阻电容(RC)滤波电路或霍尔采样接电阻电容(RC)滤波电路等。另外，于图7中的第二电流处理单元1530可包含两个第三检测滤波器1531A、1531B。再者，图9中的第二检测滤波器1521可为整流检测滤波器，且第三检测滤波器1531可为整流检测滤波器。
图10是绘示依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路1000G的示意图。图10所示的功率转换电路1000G可为图6所示的功率转换电路1000C的实现方式之一。举例而言，图6的检测滤波功能块1712可由图10的第二检测滤波器1521A及第二检测滤波器1521B来实现。图6的误差判断比较功能块1714可由图10的逻辑运算器1522来实现。图6的均流误差补偿功能块1722可由图10的第一均流误差补偿器1523来实现。图6的第二变换器判断角度补偿功能块1726可由图10的补偿角度产生器1528及脉波频率调变单元1540来实现。
请参阅图10，第二检测滤波器1521A用以对第一变换器1100的输出电流Io1进行滤波。第二检测滤波器1521B用以对第二变换器1200的输出电流Io2进行滤波。随后，第一逻辑运算器1522用以接收经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1及经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2，并将经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1减去经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2以产生差值信号。
接着，第一均流误差补偿器1523用以接收差值信号以产生补偿信号vc。然后，补偿角度产生器1528根据补偿信号Vc以产生第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2。再由脉波频率调变单元1540用以接收第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2，并根据第一补偿角度θ1以输出第一脉冲宽度调变信号至第 四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14，且根据第二补偿角度θ2以输出第五脉冲宽度调变信号至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。
另一方面，相较于图7～9所示的功率转换电路1000D～1000F，图10的功率转换电路1000G的控制电路包含电压处理单元1510、电流处理单元1520及相位调整单元。电压处理单元1510用以接收并比较共同输出端N1的输出电压Vo及参考电压Vref以产生一电压比较结果，并根据电压比较结果以输出频率f。电流处理单元1520用以接收并比较第一谐振单元1120的电流与第二谐振单元1220的电流以产生一电流比较结果，并根据电流比较结果以输出第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2。相位调整单元用以接收频率f，且一并接收第一补偿角度θ1或第二补偿角度θ2，并根据频率f及第一补偿角度θ1以调整第一至第四驱动信号Vgs11～Vgs14的相位，或根据频率f及第二补偿角度θ2以调整第五至第八驱动信号Vgs21～Vgs24的相位。
在一实施例中，请参阅图10，电压处理单元1510包含逻辑运算器1512、电压误差补偿器1513及电压控制振荡器1514。逻辑运算器1512用以接收共同输出端N1的输出电压Vo及参考电压Vref，并将参考电压Vref减去共同输出端N1的输出电压Vo以产生一电压差信号。电压误差补偿器1513用以接收电压差信号以产生一电压补偿信号Vea。电压控制振荡器1514用以接收并转换电压补偿信号Vea以产生频率f。
在又一实施例中，请参阅图10，电流处理单元1520包含逻辑运算器1522、均流误差补偿器1523及补偿角度产生器1528。逻辑运算器1522用以接收第一谐振单元1120的电流及第二谐振单元1220的电流，并将第一谐振单元1120的电流减去第二谐振单元1220的电流以产生一电流差信号。均流误差补偿器1523用以接收电流差信号以产生一电流补偿信号Vc。补偿角度产生器1528用以接收并根据电流补偿信号Vc以产生一第一补偿角度θ1或一第二补偿角度θ2。
于再一实施例中，请参阅图10，补偿角度产生器1528包含正限幅单元1528A、负限幅单元1528B及反向单元1528C。若电流补偿信号Vc的值为正，则正限幅单元1528A输出第一补偿角度θ1。若电流补偿信号Vc的值为负，则电流补偿信号Vc经负限幅单元1528B及反向单元1528C而输出第二补偿角度θ2。
举例而言，两相变换器的输出电流差值Io1-Io2送入均流误差补偿器1523，均流误差补偿器1523输出电流补偿信号Vc，当Io1-Io2>0时，Vc≥0，电流补偿信号Vc经正限幅单元1528A得到第一补偿角度θ1≥0，第一变换器1100按照第一补偿角度θ1微调驱动相位。另一方面，电流补偿信号Vc经负限幅单元1528B及反向单元1528C后输出θ2＝0，第二变换器1200驱动不调节。当Io1-Io2<0时,Vc≤0，电流补偿信号Vc经正限幅单元1528A输出θ1＝0，第一变换器1100驱动不调节，而电流补偿信号Vc经负限幅单元1528B及反向单元1528C后输出第二补偿角度θ2≥0，第二变换器1200按照第二补偿角度θ2微调驱动相位。最终得到第一补偿角度及第二补偿角度θ1、θ2来实现移相均流控制。
图11是绘示依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路1000H的示意图。图11所示的功率转换电路1000H可为图5所示的功率转换电路1000B的实现方式之一。举例而言，图5的检测滤波功能块1712可由图11的第二检测滤波器1521A及第二检测滤波器1521B来实现。图5的误差判断比较功能块1714可由图11的第一逻辑单元1522A及第二逻辑单元1522B来实现。图5的均流误差补偿功能块1722可由图11的第一均流误差补偿器1523A及第二均流误差补偿器1523B来实现。图5的补偿角度系数转换功能块1724可由图11的第一补偿角度产生器1527A、第二补偿角度产生器1527B及脉波频率调变单元来实现。
请参阅图11，第二检测滤波器1521A用以对第一变换器1100的输出电流Io1进行滤波。第二检测滤波器1521B用以对第二变换器1200的输出电流Io2进行滤波。随后，第一逻辑运算器1522A用以接收经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1及最小电流Imin，并将最小电流Imin减去经滤波的第一变换器1100的输出电流Io1以产生第一差值信号。第二逻辑运算器1522B用以接收经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2及最小电流Imin，并将最小电流Imin减去经滤波的第二变换器1200的输出电流Io2以产生第二差值信号。
接着，第一均流误差补偿器1523A根据第一差值信号以产生第一补偿角度θ1。第二均流误差补偿器1533根据第二差值信号以产生第二补偿角度θ2。再由脉波频率调变单元1540用以接收第一补偿角度θ1及第二补偿角度θ2， 并根据第一补偿角度θ1以输出第一脉冲宽度调变信号至第四脉冲宽度调变信号PWM11～PWM14，且根据第二补偿角度θ2以输出第五脉冲宽度调变信号至第八脉冲宽度调变信号PWM21～PWM24。
另一方面，相较于图10所示的功率转换电路1000G，图11的功率转换电路1000H更包含最小值比较器1526，另外，为因应最小值比较器1526，功率转换电路1000H包含第一逻辑单元1522A、第一均流误差补偿器1523A、第二逻辑单元1522B及第二均流误差补偿器1523B。最小值比较器1526用以接收并比较第一谐振单元1120的电流与第二谐振单元1220的电流，且设定第一谐振单元1120的电流或第二谐振单元1220的电流中电流值较小者为最小电流。第一逻辑单元1522A用以接收第一谐振单元1120的电流与最小电流，并将最小电流减去第一谐振单元1120的电流以产生一第一电流差信号。若第一电流差信号的值为负，则第一均流误差补偿器1523A输出第一补偿角度θ1。再者，第二逻辑单元1522B用以接收第二谐振单元1220的电流与最小电流，并将最小电流减去第二谐振单元1220的电流以产生一第二电流差信号。若第二电流差信号的值为负，则第二均流误差补偿器1523B输出第二补偿角度θ2。
于再一实施例中，电流处理单元1520包含第一补偿角度θ1产生器1527A及第二补偿角度θ2产生器1527B。若第一电流差信号的值为零，则第一补偿角度θ1产生器1527A输出第一补偿角度θ1，且第一补偿角度θ1的值为零。若第二电流差信号的值为零，则第二补偿角度θ2产生器1527B输出第二补偿角度θ2，且第二补偿角度θ2的值为零。
在图11所示的功率转换电路1000H的技术思想为，保持一相驱动相位不变，只对另外一相进行移相微调，如此，意味着可以对电流小的变换器不进行移相调节，只对电流大的变换器进行移相微调，减小其谐振网络两端电压，使其电流减小，接近较小电流的目标值，这个小电流目标值是即时变化的，最终会近似等于Io/2，进而实现系统的均流运行稳态。举例而言，检测输出电压Vo、两相输出电流Io1、Io2，电压处理单元控制开关频率f。电流Io1、Io2经检测滤波后经最小值比较器1526得到最小值Imin，对于每一相，输出电流Ioi(i＝1,2)将分别与最小值Imin进行比较，如果Ioi＝Imin，则θi＝0，不进行移相微调；如果Ioi>Imin，则对相进行移相微调，θi由第一均流误差 补偿器1523A及第二均流误差补偿器1523B决定，减小谐振网络电压，进而使得Ioi＝Imin。控制电路1500的调节，使Imin即时增加，最终近似等于Io/2，使Ioi＝Io/2，实现均流。
图12是绘示依照本发明又一实施例的一种谐振型功率转换电路1000I的示意图。相较于其余功率转换电路的输入端采用并联的结构，在此的功率转换电路1000I的第一变换器1100的输入端及第二变换器1200的输入端各自独立。
图13是绘示依照本发明另一实施例的一种谐振型功率转换电路1000J的示意图。相较于其余功率转换电路的输入端采用并联或各自独立的结构，在此的功率转换电路1000J的第一变换器1100的输入端及第二变换器1200的输入端串联。总结而论，本发明实施例的功率转换电路的第一变换器1100的输入端及第二变换器1200的输入端可视状况而采用并联、串联或各自独立的方式来实现。
图14A是绘示依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路1000K的部分电路示意图，图14B是绘示依照本发明再一实施例的一种谐振型功率转换电路1000K的部分电路示意图。相较于图11所示的功率转换电路1000H，在此的功率转换电路1000K拓展至N个变换器，控制电路1500的相应元件也随之拓展至N个。关于功率转换电路1000K拓展至N个变换器的电路结构已于图4中描述，为使本发明说明简洁，在此不作赘述。
于图14B所示的功率转换电路1000K中，其电流处理单元1520包含最小值比较器1526、第一逻辑单元1522A至一第N逻辑单元1522N及第一均流误差补偿器1523A至一第N均流误差补偿器1523N。最小值比较器1526用以接收并比较第一谐振单元1120的电流至第N谐振单元的电流，且设定第一谐振单元1120的电流至第N谐振单元的电流中电流值较小者为一最小电流。第一逻辑单元1522A至第N逻辑单元1522N分别用以接收第一至第N谐振单元的电流且接收最小电流。第一至第N逻辑单元1522A～1522N将最小电流分别减去第一至第N谐振单元的电流以产生一第一电流差信号至一第N电流差信号，或者第一至第N谐振单元的电流分别减去最小电流以产生一第一电流差信号至一第N电流差信号。若该些电流差信号的其中一者的值为负，例如若第三逻辑单元1522C产生的第三电流差信号的值为负，相应的第三均流误差补偿器1523C输出一相应补偿角度θ3。此外，相位调整单元更用以接收频率f及相应补偿角度(如θ3)，并根据频率f及相应补偿角度(如θ3)以相应地调整第三组驱动信号的驱动信号的相位。然本发明并不以上述实施例为限，其仅用以例示性地阐释本发明的实现方式之一，在其它实施例中，也有可能是其它类别逻辑单元1522产生的电流差信号的值为负，而由其它均流误差补偿器1523A～N输出相应补偿角度θ1～θN。
图15是绘示依照本发明一实施例的一种控制谐振型功率转换电路的方法的流程示意图。为使本发明的上述方法易于理解，请一并参阅图1及图15。在谐振型功率转换电路1000正常工作期间，上述控制谐振型功率转换电路的方法包括：
步骤2010：控制第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号频率相等；
步骤2020：在当前频率相等的条件下，控制第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号之间以预设相位差移相交错运行以控制第一全桥逆变单元和第二全桥逆变单元；以及
步骤2030：当两个变换器的电流出现不均等时，第二组驱动控制信号于维持当前频率下，控制第二全桥逆变单元中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号错位一预设角度，以降低第二变换器的输出，使得第一变换器的输出与第二变换器的输出趋近相等。
在步骤2010中，可由控制电路1500以控制第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号频率相等。在步骤2020中，在当前频率相等的条件下，可由控制电路1500以控制第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号之间以预设相位差移相交错运行以控制第一全桥逆变单元1110和第二全桥逆变单元1210。在步骤2030中，当两个变换器1100、1200的电流出现不均等时，第二组驱动控制信号于维持当前频率下，控制第二全桥逆变单元1210中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号错位一预设角度，以降低第二变换器1200的输出，使得第一变换器1100的输出与第二变换器1200的输出趋近相等。
在一实施例中，上述预设角度为大于0且小于或等于3/10π。在另一实施例中，第一组驱动控制信号(如：Q11～Q14)及第二组驱动控制信号(如：Q21～Q24)的移相角度预设相位差为180/m，m为谐振型功率转换电路包含的变换器的 数目；预设角度为θ度。第一全桥逆变单元和第二全桥逆变单元中功能相应的开关管之间的驱动控制信号相差的相位为：零度和180/m-θ；或者180/m-θ/2和180/m+θ/2。在又一实施例中，上述m等于2，例如图1所示的谐振型功率转换电路1000A包含两个变换器，因此，m的数目为2。于再一实施例中，控制器1800为脉冲频率调制型控制器。
在另一实施例中，请一并参阅图1及图15，上述控制谐振型功率转换电路的方法包括：由控制电路1500以控制第二全桥逆变单元1210中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号错位一预设角度的同时，控制当前第一全桥逆变单元1110中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号的相位差维持不变。
于再一实施例中，参阅图1及图15，上述控制谐振型功率转换电路的方法包括：控制控制器根据谐振型功率转换电路的输出电压，而维持或调整当前第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号的频率。
由上述本发明实施方式可知，应用本发明具有下列优点。本发明实施例通过提供一种谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法，借以改善谐振变换器无法通过调整其信号频率以实现均流的问题。该均流问题的改善有利于缓解谐振型功率转换电路输出端共接电容的问题。例如，输出端的共接电容可为原来的陶瓷电容改为电解电容，当使用电解电容作为谐振型功率转换电路输出端电容时，此均流方法和装置有利于降低所使用的电解电容的个数，从而利于减小整个装置的体积。
虽然上文实施方式中揭露了本发明的具体实施例，然其并非用以限定本发明，本发明本领域技术人员，在不悖离本发明的原理与精神的情形下，当可对其进行各种更动与修饰，因此本发明的保护范围当以附随权利要求所界定的范围为准。

Claims (20)

1.一种控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，该谐振型功率转换电路包含：
至少两个结构相同的变换器，该两个结构相同的变换器包含：
一第一变换器，包含一第一全桥逆变单元及一第一谐振单元，该第一全桥逆变单元至少包括四个开关管；
一第二变换器，包含一第二全桥逆变单元及一第二谐振单元，该第二全桥逆变单元至少包括四个开关管；
其中该第一变换器的输出端与该第二变换器的输出端并联于一共同输出端，以及
一控制器，至少输出控制该两个结构相同的变换器的一第一组驱动控制信号及一第二组驱动控制信号，该第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号各至少包括四个驱动控制信号用于驱动四个开关管；
在该谐振型功率转换电路正常工作期间，该控制谐振型功率转换电路的方法包括：
控制该第一组驱动控制信号和该第二组驱动控制信号频率相等；
在当前频率相等的条件下，控制该第一组驱动控制信号和该第二组驱动控制信号之间以预设相位差移相交错运行以控制该第一全桥逆变单元和该第二全桥逆变单元；
当该两个结构相同的变换器的电流出现不均等时，该第二组驱动控制信号于维持当前频率下，控制该第二全桥逆变单元中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号错位一预设角度，以降低该第二变换器的输出，使得该第二变换器的输出与该第一变换器的输出趋近相等。
2.如权利要求1所述的控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，其中该预设角度为大于0且小于180度。
3.如权利要求1所述的控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，其中该第一组驱动控制信号及该第二组驱动控制信号的移相角度预设相位差为180/m，m为该谐振型功率转换电路包含的变换器的数目；该预设角度为θ度；
该第一全桥逆变单元和该第二全桥逆变单元中功能相应的开关管之间的驱动控制信号相差的相位为：零度和180/m-θ；或者180/m-θ/2和180/m+θ/2。
4.如权利要求3所述的控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，其中，m等于2。
5.如权利要求1所述的控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，其中，该控制器为脉冲频率调制型控制器。
6.如权利要求1所述的控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，其中还包括:控制第二全桥逆变单元中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号错位一预设角度的同时，控制当前该第一全桥逆变单元中位于同一逆变回路中的两个开关管对应的两个驱动控制信号的相位差维持不变。
7.如权利要求1所述的控制谐振型功率转换电路的方法，其特征在于，其中还包括：控制该控制器根据该谐振型功率转换电路的输出电压，而维持或调整当前该第一组驱动控制信号和该第二组驱动控制信号的频率。
8.一种谐振型功率转换电路，其特征在于，包括：
至少两个结构相同的变换器，该两个结构相同的变换器包含：
一第一变换器，包含一第一全桥逆变单元及一第一谐振单元，该第一全桥逆变单元至少包括四个开关管；
一第二变换器，包含一第二全桥逆变单元及一第二谐振单元，该第二全桥逆变单元至少包括四个开关管；
其中该第一变换器的输出端与该第二变换器的输出端并联于一共同输出端，以及
一控制器，用以至少输出控制该两个结构相同的变换器的一第一组驱动控制信号及一第二组驱动控制信号，该第一组驱动控制信号和第二组驱动控制信号各至少包括四个驱动控制信号用于驱动四个开关管；
一电流采样电路，用以采样该第一变换器和该第二变换器的输出电流以对应输出一第一电流采样信号和一第二电流采样信号；以及
一均流控制器，用以接收该第一电流采样信号和该第二电流采样信号，若判定该第二变换器的电流较大，则输出该第二组驱动控制信号中同一逆变回路中两个开关管对应的两个驱动控制信号错位的预设角度至该控制器。
9.如权利要求8所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，所述均流控制器为软件模块嵌入该控制器的软件内。
10.如权利要求8所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，所述均流控制器为硬件模块，置于该控制器之外。
11.如权利要求8所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，所述均流控制器部分为软件模块，部分为硬件模块，该均流控制器的软件模块部分嵌入该控制器之内，该均流控制器的硬件模块部分置于该控制器之外。
12.如权利要求8所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，所述预设角度范围为大于0且小于或等于180度。
13.如权利要求8所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该均流控制器包括：
信号处理判断单元，用以接收一参考信号和该第一电流采样信号和该第二电流采样信号以输出一第一差值信号和一第二差值信号；以及
均流误差调整单元，用以接收该第一差值信号和该第二差值信号以输出该预设角度至该控制器。
14.如权利要求13所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该信号处理判断单元包括：
检测滤波功能块，用以接收该第一电流采样信号和第二电流采样信号进行预处理，输出一第一电流采样处理信号和一第二电流采样处理信号；以及
误差判断比较功能块，用以接收该参考信号、该第一电流采样处理信号和该第二电流采样处理信号，输出该第一差值信号和该第二差值信号。
15.如权利要求14所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该均流误差调整单元包括：
均流误差补偿功能块，用以接收该第一差值信号和该第二差值信号输出一第一补偿信号和一第二补偿信号；以及
补偿角度系数转换功能块，用以分别接收该第一补偿信号和该第二补偿信号以输出一对应于该第一组驱动控制信号的该预设角度和该第二组驱动控制信号的该预设角度至该控制器。
16.如权利要求13所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该参考信号为该第一电流采样信号和该第二电流采样信号或者该谐振型功率转换电路的输出电流的二分之一。
17.如权利要求8所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该均流控制器包括：
信号处理判断单元，用以接收该第一电流采样信号和该第二电流采样信号输出一差值信号；以及
均流误差调整单元，用以接收该差值信号以输出该第二组驱动控制信号的该预设角度至控制器，该第一组驱动控制信号的该预设角度为零。
18.如权利要求17所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该第二变换器为两个结构相同的变换器中输出电流较大的变换器。
19.如权利要求18所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该信号处理判断单元包括：
检测滤波功能块，用以接收该第一电流采样信号和该第二电流采样信号进行预处理，输出一第一电流采样处理信号和一第二电流采样处理信号；以及
误差比较功能块，用以接收该第一电流采样处理信号和该第二电流采样处理信号，输出该差值信号。
20.如权利要求19所述的谐振型功率转换电路，其特征在于，该均流误差调整单元包括：
均流补偿功能块，用以接收该差值信号输出一补偿信号；以及
第二变换器判断角度补偿功能块，用以接收该补偿信号，转换成该预设角度输出至该控制器中对应的该第二组驱动控制信号。
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