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CN105576950B - 用于驱动信号的动态调节装置及其驱动方法和驱动系统 - Google Patents

用于驱动信号的动态调节装置及其驱动方法和驱动系统 Download PDF

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CN105576950B CN201511031761.4A CN201511031761A CN105576950B CN 105576950 B CN105576950 B CN 105576950B CN 201511031761 A CN201511031761 A CN 201511031761A CN 105576950 B CN105576950 B CN 105576950B
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Hangzhou Silan Microelectronics Co Ltd
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Abstract

本发明提供了一种用于驱动信号的动态调节装置，该驱动信号用于驱动MOS开关管的开关，该动态调节装置包括上拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的上拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电源电压端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端，下拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的下拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电路地端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端，以及受控电压源模块，在该下拉MOS管在被该下拉控制信号开启时，向该下拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该下拉MOS管的栅‑源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的关断。

Description

用于驱动信号的动态调节装置及其驱动方法和驱动系统
技术领域
本发明涉及开关电源中的驱动技术，尤其涉及用于驱动信号的动态调节装置及其驱动方法和驱动系统。
背景技术
目前，在中小等输出功率离线式AC-DC变换电路中，原边控制(primary sideregulation，PSR)反激式变化器采用初级反馈控制技术，消除光隔离的反馈和在传统的设计所需的二次调节电路，简化设计，在家电等领域被广泛的应用。
图1为典型的原边控制反激式AC-DC变换电路系统结构图。如图1所示，变化电路包括离线式AC-DC驱动控制电路以及外围电路。
参见图1，一般的驱动电路101包括输出检测模块和Ton(导通时间)/Toff(关断时间)控制模块。输出检测模块主要通过检测辅助绕组的反馈信号，得到输出电压、退磁时间、导通时间、输入电压等信息。Ton/Toff控制模块根据输出检测模块对输出电压和输出电流分析，通过改变Ton和Toff时间，产生驱动MOSFET开关管M1的驱动信号，来实现输出恒压、输出恒流的功能。
该离线式AC-DC转换器电路包括整流桥电路(二极管VD1，二极管VD2，二极管VD3，二极管VD4组成)、滤波电容C1、变压器(Np为初级电感匝数，Ns为次级电感匝数，Naux为辅助绕组电感匝数)、输出整流二极管VD5、输出滤波电容C2、反馈分压电阻R3和R2、采样电阻RS、MOSFET开关管(下文简称为MOS开关管)M1以及驱动电路101。
图2为典型的BUCK型开关电路，主要包括电感、电容、电阻等外围器件和驱动电路。具体而言，如图2所示BUCK转换器电路包括励磁电感L1、输入滤波电容C1，整流二极管D1、输出滤波电容C2、采样电阻R1、R2和驱动电路102。驱动电路102一般包括输出检测模块和Ton/Toff控制模块。输出检测模块通过R1和R2对输出电压采样得到输出信息。Ton/Toff控制模块过改变Ton和Toff时间，产生驱动MOS开关管M1的驱动信号，来实现输出恒压、输出恒流的功能。
在上述开关电源变换电路系统中，MOS开关管M1作为开关器件，存在变化较快的电压变化，以及较大的开关损耗。没有对MOS开关管M1的驱动做优化处理，会导致较难处理的EMI(电磁干扰)，较低的平均效率，以及较大的待机功耗。
发明内容
以下给出一个或多个方面的简要概述以提供对这些方面的基本理解。此概述不是所有构想到的方面的详尽综览，并且既非旨在指认出所有方面的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有方面的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个方面的一些概念以为稍后给出的更加详细的描述之序。
根据本发明的一方面，提供了一种用于驱动信号的动态调节装置，该驱动信号用于驱动MOS开关管的开关，该动态调节装置包括：
上拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的上拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电源电压端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端，
下拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的下拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电路地端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端，以及
受控电压源模块，在该下拉MOS管在被该下拉控制信号开启时，向该下拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该下拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的关断。
在一实例中，负载条件越重，则该受控电压源模块向该下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻，该受控电压源模块向该下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快该下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
在一实例中，该受控电压源电路包括：
下拉充放电电容，耦接在该下拉MOS管的栅极端与源极端之间；以及
动态电流生成模块，用于基于该MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，该动态电流生成模块的输出端耦接至该下拉MOS管的栅极端，以在该下拉MOS管开启时，通过对该下拉充放电电容的充放电，向该下拉MOS管的栅极提供受控电压。
在一实例中，该动态电流生成模块在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢该下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
在一实例中，该下拉MOS管的栅极端与该动态电流生成模块之间设有下拉电流开关管以控制该充放电电流的通断，该下拉电流开关管的栅极端耦接至该下拉控制信号，以在该下拉控制信号控制该下拉MOS管导通时，使该下拉电流开关管导通以向该下拉MOS管的栅极端提供充放电电流。
在一实例中，该受控电压源电路还包括下拉复位开关管，该下拉复位开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至该下拉MOS开关管的栅极端，另一端在该下拉MOS管为PMOS管时耦接至电源电压端而在该下拉MOS管为NMOS管时耦接至电路地端，该下拉复位开关管具有与该下拉电流开关管相反的导通或关断状态。
在一实例中，该下拉电流开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至该动态电流生成模块的输出端，另一端耦接至该下拉MOS管的栅极端。
在一实例中，该受控电压源电路还包括下拉电流镜电路，该动态电流生成模块经由该下拉电流镜电路耦接至该下拉MOS管的栅极端，该下拉电流开关管耦接至该下拉电流镜电路以控制该下拉电流镜电路的通断。
在一实例中，该下拉电流镜电路包括：
第一电流镜单元，该第一电流镜单元的镜像输入端耦接该动态电流生成模块的输出端；以及
第二电流镜单元，该第二电流镜单元的镜像输入端经由该下拉电流开关管耦接至该第一电流镜单元的镜像输出端，该第二电流镜单元的镜像输出端耦接至该下拉MOS管的栅极端。
在一实例中，该受控电压源电路还包括：
补充电流生成模块，用于生成补充电流；
补充电流开关管，该补充电流生成模块的输出端经由该补充电流开关管耦接至该下拉MOS管的栅极端，该补充电流开关管在该下拉MOS管的开启过程中当该MOS开关管的栅极电压变化时导通以向该下拉MOS管的栅极端提供补充电流，以加速该下拉MOS管的栅-源电压的变化。
在一实例中，该补充电流开关管和该下拉MOS管皆为NMOS管，该补充电流开关管的栅极端经由反相器耦接至该下拉MOS管的栅极端，以控制该补充电流开关管的通断。
在一实例中，该动态调节装置还包括：
关断分析电路，其输入端耦接至该MOS开关管的栅极端，以检测该MOS开关管的栅极电压，输出端耦接至该补充电流开关管的栅极端，以在该MOS开关管的栅极电压变化时开启该补充电流开关管，而在该MOS开关管的栅极电压不变时关断该补充电流开关管。
在一实例中，该关断分析电路包括：
比较器，该比较器的第一输入端耦接至该MOS开关管的栅极端，第二输入端经由电阻耦接至该MOS开关管的栅极端同时经由电容接地，输出端耦接至该补充电流开关管的栅极端。
在一实例中，该补充电流生成模块包括：
镜像电路，用于将该动态电流生成模块生成的该充放电电流的镜像至该下拉MOS管的栅极端以提供该补充电流。
在一实例中，该受控电压源模块在该上拉MOS管在被该上拉控制信号开启时，向该上拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该上拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的开启。
在一实例中，负载条件越重，则该受控电压源模块向该上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻，该受控电压源模块向该上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快该上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
在一实例中，该受控电压源电路包括：
上拉充放电电容，耦接在该上拉MOS管的栅极端与源极端之间；以及
动态电流生成模块，用于基于该MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，该动态电流生成模块的输出端耦接至该上拉MOS管的栅极端，以在该上拉MOS管开启时，通过对该上拉充放电电容的充放电，向该上拉MOS管的栅极提供受控电压。
在一实例中，该动态电流生成模块在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢该上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
在一实例中，该上拉MOS管的栅极端与该动态电流生成模块之间设有上拉电流开关管以控制该充放电电流的通断，该上拉电流开关管的栅极端耦接至该上拉控制信号，以在该上拉控制信号控制该上拉MOS管导通时，使该上拉电流开关管导通以向该上拉MOS管的栅极端提供充放电电流。
在一实例中，该受控电压源电路还包括上拉复位开关管，该上拉复位开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至该上拉MOS开关管的栅极端，另一端在该上拉MOS管为PMOS管时耦接至电源电压端而在该上拉MOS管为NMOS管时耦接至电路地端，该上拉复位开关管具有与该上拉电流开关管相反的导通或关断状态。
在一实例中，该上拉电流开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至该动态电流生成模块的输出端，另一端耦接至该上拉MOS管的栅极端。
在一实例中，该受控电压源电路还包括上拉电流镜电路，该动态电流生成模块经由该上拉电流镜电路耦接至该上拉MOS管的栅极端，该上拉电流开关管耦接至该上拉电流镜电路以控制该上拉电流镜电路的通断。
在一实例中，该上拉电流镜电路包括：
第三电流镜单元，该第三电流镜单元的镜像输入端耦接该动态电流生成模块的输出端；以及
第四电流镜单元，该第四电流镜单元的镜像输入端经由该上拉电流开关管耦接至该第三电流镜单元的镜像输出端，该第四电流镜单元的镜像输出端耦接至该上拉MOS管的栅极端。
在一实例中，该动态电流生成模块包括：
误差放大器，其一输入端接收COMP电压，另一输入端耦接至其输出端，输出端通过电阻接地，其中该COMP电压与负载轻重条件成反比；以及
电流镜电路，该误差放大器的输出端耦接至该电流镜电路的输入端以从该电流镜电路输出该充放电电流。
根据本发明的另一方面，提供了一种驱动系统，包括：
MOS开关管；
如上所述的用于驱动信号的动态调节装置；以及
驱动电路，用于生成该上拉控制信号和下拉控制信号。
根据本发明的再一方面，提供了一种用于驱动信号的动态调节装置的驱动方法，该驱动信号用于驱动MOS开关管的开关，该动态调节装置包括：上拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的上拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电源电压端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端；以及下拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的下拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电路地端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端，
该驱动方法包括：
在该下拉MOS管被该下拉控制信号开启时，向该下拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该下拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的关断。
在一实例中，当负载条件越重时，向该下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻时，向该下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快该下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
在一实例中，该下拉MOS管的栅极端与源极端之间设有下拉充放电电容，其中该向该下拉MOS管的栅极端提供受控电压包括：
基于该MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，以在该下拉MOS管开启时，通过对该下拉充放电电容的充放电，向该下拉MOS管的栅极提供受控电压。
在一实例中，在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢该下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
在一实例中，该方法还包括：
在该下拉MOS管的开启过程中当该MOS开关管的栅极电压变化时向该下拉MOS管的栅极端提供补充电流，以加速该下拉MOS管的栅-源电压的变化。
在一实例中，该方法还包括：
在该上拉MOS管被该上拉控制信号开启时，向该上拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该上拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的开启。
在一实例中，当负载条件越重时，向该上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻时，向该上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快该上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
在一实例中，在该上拉MOS管的栅极端与源极端之间设有上拉充放电电容，其中该向该上拉MOS管的栅极端提供受控电压包括：
基于该MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，以以在该上拉MOS管开启时，通过对该上拉充放电电容的充放电，向该上拉MOS管的栅极提供受控电压。
在一实例中，在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢该上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
根据本发明的方案，在不同的输出状态，由于动态电流IbiasD的变化，受控的线性电压源的变化速率也发生变化。在较高频率的时候，动态电流IbiasD较小，受控的线性电压源的变化速率小，上拉和下拉MOSFET的导通电阻变化慢，在开关过程中dv/dt变化慢，EMI性能好。在频率较低的时候，动态电流IbiasD较大。受控线性电压源的变化率大，上拉和下拉MOSFET的导通电阻变化快，延迟小，交越损耗减少。
附图说明
在结合以下附图阅读本公开的实施例的详细描述之后，能够更好地理解本发明的上述特征和优点。在附图中，各组件不一定是按比例绘制，并且具有类似的相关特性或特征的组件可能具有相同或相近的附图标记。
图1是示出了典型的离线式AC-DC转换电路的电路图；
图2是示出了典型的BUCK转换电路的电路图；
图3是示出了传统的栅极驱动方案的示意图；
图4是示出了传统的另一栅极驱动方案的示意图；
图5是示出了典型的MOSFET管的等效分析电路示意图；
图6是示出了传统的固定驱动能力的MOS开关管打开时候的开关波形的示意图；
图7是示出了传统的固定驱动能力的MOS开关管关断时候的开关波形的示意图；
图8是示出了根据本发明一方面的的栅极动态驱动的示意图；
图9是示出了根据本发明一方面的的栅极动态驱动的示意图；
图10是示出了根据本发明一方面的具有动态驱动能力的MOS开关管打开时候的开关波形的示意图；
图11是示出了根据本发明一方面的具有动态驱动能力的MOS开关管关断时候的开关波形的示意图；
图12是示出了根据本发明一方面的根据频率负载进行动态驱动的示意图；
图13是示出了根据本发明一方面的用于上拉PMOS管的动态驱动电路图；
图14是示出了根据本发明一方面的用于上拉NMOS管的动态驱动电路图；
图15是示出了根据本发明一方面的用于下拉NMOS管的动态驱动电路图；
图16是示出了根据本发明的一实施例的用于上拉PMOS管的动态驱动电路图；
图17是示出了根据本发明的一实施例的用于下拉NMOS管的动态驱动电路图；
图18是示出了根据本发明的一实施例的用于上拉NMOS管和下拉NMOS管的动态驱动电路图；
图19是示出了根据一实施例的具有动态驱动能力的MOS开关管关断时候的开关波形的示意图；
图20是示出了根据本发明的另一实施例的用于上拉NMOS管和下拉NMOS管的动态驱动电路图；
图21是示出了根据另一实施例的具有动态驱动能力的MOS开关管关断时候的开关波形的示意图；以及
图22是示出了根据本发明的动态电流与负载频率关系的示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明作详细描述。注意，以下结合附图和具体实施例描述的诸方面仅是示例性的，而不应被理解为对本发明的保护范围进行任何限制。
传统的栅极驱动方案在电磁干扰EMI和驱动效率方面难以平衡。EMI随着负载的加重逐渐严重。此时，往往需要降低驱动能力以改善EMI。然而，具有较低驱动能力的驱动方案在负载较重的情况下固然能够减轻EMI，然而当负载较轻时EMI问题本身并不严重，此时较低的驱动能力影响了驱动效率。另一方面，如果为了追求效率而提高驱动能力，则在负载较重的情况下，会使得EMI问题更加突出。
图3和图4是示出了传统的栅极驱动方案的示意图。图3中所示的驱动方案包含上拉MOS管和下拉MOS管，图中的上拉MOS管为PMOS管(简称为上拉PMOS管)，下拉MOS管为NMOS管(简称为下拉NMOS管)。上拉PMOS管连接到电源电压VCC，下拉NMOS管连接到电路地(GND)。驱动电路401产生控制信号SP和SN来驱动MOS开关管M1。
当上拉PMOS管导通、下拉NMOS管关断时，打开MOS开关管M1；当上拉PMOS管关断、下拉NMOS管导通时，关断MOS开关管M1。
驱动电路的驱动能力与上拉MOS管和下拉MOS管导通时的驱动电流有关，换言之，与上拉MOS管和下拉MOS管的导通电阻有关，因为导通电阻越大，驱动电流越小，驱动能力越弱，反之导通电阻越小，驱动电流越大，驱动能力越大。
由于PMOS管和NMOS管的导通电阻随工艺变化较大，会采用较大尺寸的上拉PMOS管和下拉NMOS管。为了改善EMI，需要降低驱动能力，因此增加了Rp和Rn两个电阻来增大导通电阻，以减小驱动电流进而实现降低驱动能力的目的。图4示出了这种方案。这种方案通过固定的电阻Rp和Rn来提高上拉MOS管和下拉MOS管的导通电阻。然而如上所述，当负载较轻，EMI问题不突出时，较高的导通电阻导致了较低的驱动能力。
图5示出了典型的MOSFET等效分析电路。在优化开关电源中，MOSFET的优化主要从自身的寄生结构开始，寄生参数决定了MOSFET的开关性能。图6的寄生主要包括如下内容：栅级电阻RG，栅端和源端的寄生电容CGS，栅端和漏端的寄生电容CGD，漏端电阻RD，源端电阻RSR，漏端和源端的寄生电容CDS，以及寄生二极管D。MOSFET的寄生参数RG、CGD、CGS的大小决定了其开关速度。在寄生参数一定的时候，栅级的驱动电流决定MOSFET的开关速度，这正是图4中通过导通电阻来调节驱动电流进而调节驱动能力的理论基础。
以图3中的传统栅极驱动方案为例，下面结合图6和图7来说明MOS开关管的开关特性。图6示出了断续模式下的反激式变化器的工作波形，用以说明MOS开关管的开关导通特性。图6中的IL为MOS开关管从漏端到源端的电流，SN和SP分别为下拉NMOS管和上拉PMOS管的控制信号，VGS为驱动端的电压波形，VDS为MOS开关管的漏端和源端的波形，Rds_PMOS为上拉PMOS管的导通电阻。导通时候上拉PMOS管阻抗很小，关闭时候很大。
在t0时刻，可通过逻辑产生开启信号，下拉控制信号SN由高到低，SN控制下拉NMOS管关断。通过一定的开启死区时间(t0～t1)，在t1时上拉控制信号SP控制上拉PMOS管，使其导通。由于导通的PMOS管存在固定的导通电阻Rds_PMOS，所以存在一定的开启过程。
典型的MOS开关管导通分为3个阶段，t1～t2(开启延迟)为VGS从0到Vth阶段，驱动电流主要给寄生电容CGS充电。该MOS开关管仍处于关断状态，VDS和IL波形不变。VDS电压值由变压器的匝比，输入电压等参数决定，可以为300V。IL由于未导通电流为0。t2～t3为VGS保持不变阶段，驱动电流主要给寄生电容CDS充电。该阶段也叫米勒平台，由于MOS开关管的导通，VDS开始从高电压变化为低电压，VDS下降的斜率dv/dt主要由寄生电容CDS和Rds_PMOS决定。该过程由于漏端对地寄生电容的存在，IL形成尖峰电流，对于峰值电流控制的变化器，由于容易对峰值电流产生误判一般会屏蔽该尖峰电流。t3～t4阶段为开启最后阶段，驱动电流继续给CGS充电，MOS开关管电压从vth附近变化为VCC，峰值电流以固定的斜率上升，其斜率由输入电压和变压器电感决定。
经过如上三个阶段，MOS开关管开始导通。在t2～t3阶段，由于电压从VDS(例如300V)变化到接近为0的速度很快，一般100ns左右，所以会导致EMI问题。在开启阶段，可以看见MOS开关管的电压VDS和和流过MOS开关管的电流IL交越的面积基本为0，所以损耗较少，此时主要问题是EMI的问题。
由图6可知，由于驱动能力受固定的导通电阻Rds_PMOS的约束，为了得到较好的EMI，只有采用较大的导通电阻，例如图4中所示地增加电阻Rp。此时，虽然可以减少EMI，但是有较大的开启延迟。虽然损耗较少，但是也会增加该部分损耗。而且在负载较轻，EMI问题不突出的情况下，较大的开启延迟是没有必要的。
MOS开关管的开关关断特性可以通过图7来阐述说明。在t5时刻，峰值电流IL达到理想的峰值电流，在t6时刻，上拉控制信号SP控制上拉PMOS管，使其关断，下拉控制信号SN控制下拉NMOS管，使其打开。由于导通的NMOS管存在固定的导通电阻Rds_NMOS，所以存在一定的关断过程。
在t5时刻，当电流达到峰值电流，在t6时刻MOS开关管开始关断，t5～t6为关断死区时间。典型的MOS开关管的关断分为4个时间段，t6～t7属于关断延迟，为MOS开关管栅级电压VGS第一次下降阶段。该阶段的MOS开关管的VGS电压从VCC下降到过驱动(Vth+IMOSFET/gMOSFET)，所需要的时间由栅极电容和驱动电阻Rds_NMOS决定，可以简化为一级的RC电路。该阶段由于寄生电容CGS的存在，耦合到电流采样端的VCS波形也会发生一点小的下降。t7～t8为VGS保持不变阶段，也被称为关断米勒平台，此时驱动电流主要给寄生电容CDS充电。该阶段与t2～t3类似，由于NMOS管的导通，VDS开始从低电压变化为高电压，VDS上升的斜率dv/dt主要由寄生电容CDS和Rds_NMOS决定。t8～t9为VGS的第二段下降时间，是关断最后阶段，从过驱动电压下降为阈值电压vth，该阶段峰值电流IL电流下降到零。t9以后VGS从vth变化为0。可以分析得到交越损耗在t7～t9时间段存在。
类似地，在MOS开关管的关断阶段，由于驱动能力受固定的导通电阻Rds_NMOS的约束，为了得到较好的EMI，只有采用较大的导通电阻，例如如图4所示地增加电阻Rn。虽然可以减少EMI，但是有较大的开启延迟，交越损耗增加，同时较大的延迟在轻载时是完全没有必要的，因为带来较大的峰值电流，使得待机功耗增加。
在本发明中，提供了一种动态地驱动方案，在负载较重的情况下，降低驱动能力，以降低EMI问题，另一方面，当负载较轻的情况下，提高驱动能力，以提高开关速度减小开关延迟。如上所述，在MOS开关管的参数一定的情况下，驱动能力与上拉MOS管和下拉MOS管的导通电阻有关。因此，在开启上拉MOS管和下拉MOS管时，通过使栅-源电压绝对值|VGS|从0逐渐变为VCC来使导通电阻逐渐降低，例如对于PMOS管，使栅极端电压从VCC渐变至0，对于NMOS管，使栅极端电压从0渐变至VCC。
以NMOS管为例，当负载较重，需要降低驱动能力时，可以使栅极端电压以较慢的速度从0升至VCC，从而在此过程中使导通电阻逐渐变低，以使NMOS管在打开过程中维持较高的导通电阻，起到降低驱动电流，降低驱动能力的作用。当负载较轻，EMI问题不突出，因此希望具有较快的开关速度时，可以使栅极端电压以较快的速度从0升至VCC，从而使导通电阻更快地降低到最低值，以使NMOS管在打开过程中具有较低的导通电阻，起到增大驱动电流，提升驱动能力的作用。
因此，通过调节上拉MOS管和/或下拉MOS管的栅极电压的变化速度，动态地调节驱动能力的大小。
图8是示出了根据本发明的栅极动态驱动的示意图，具体示出了上拉MOS管为PMOS管的情形。如图所示，相比于传统的栅极驱动，在上拉PMOS管与驱动电路之间增加了受控电压源模块，该受控电压源模块用于在上拉PMOS管在被上拉控制信号SP开启时，向上拉PMOS管的栅极端提供受控电压以使上拉PMOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动MOS开关管M1的开启。
负载条件越重，该受控电压源模块向该上拉NMOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉NMOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻，受控电压源模块向上拉NMOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。这里的受控电压源、上拉管、下拉管构成了本发明的用于驱动信号的动态调节装置。
如图8所示，该受控电压源包括两个开关S1和S2，充放电电容C，以及动态电流源I。S2控制对电容C的充电，S1控制对电容C的放电。放电过程C1电压从VCC变化到0，在上拉PMOS管的栅极端产生线性变化的电压源VDRIVER_P，上拉PMOS管的电阻接近线性的从大电阻变化为小电阻。
这里，通过调节动态电流源I提供的电流IbiasD的大小，就可以控制上拉PMOS管从大电阻变为小电阻的速率，即控制MOS开关管M1的开启时的驱动能力。
注意，这里的电容C可以是外加的电容，也可以是上拉PMOS管的寄生电容。
图9是示出了根据本发明的栅极动态驱动的示意图，具体示出了上拉MOS管为NMOS管的情形。如图所示，相比于传统的栅极驱动，在上拉NMOS管与驱动电路之间增加了受控电压源模块，该受控电压源模块用于在上拉NMOS管在被上拉控制信号SP开启时，向上拉NMOS管的栅极端提供受控电压以使上拉NMOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动MOS开关管1的开启。
负载条件越重，该受控电压源模块向该上拉NMOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉NMOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻，受控电压源模块向上拉NMOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。这里的受控电压源、上拉管、下拉管构成了本发明的用于驱动信号的动态调节装置。
如图9所示，该受控电压源包括两个开关S1和S2，充放电电容C，以及动态电流源I。S2控制对电容C的充电，S1控制对电容C的放电。充电过程C1电压从0变化到VCC，在上拉NMOS管的栅极端产生线性变化的电压源VDRIVER_N，上拉NMOS管的电阻接近线性的从大电阻变化为小电阻。
这里，通过调节动态电流源I提供的电流IbiasD的大小，就可以控制上拉NMOS管从大电阻变为小电阻的速率，即控制MOS开关管M1的开启时的驱动能力。
注意，这里的电容C可以是外加的电容，也可以是上拉NMOS管的寄生电容。
图8和图9仅示出了对于上拉MOS管的动态驱动，对于下拉MOS管的动态驱动原理与上拉MOS管完全相同，因此未示出。动态驱动可以仅应用于上拉MOS管以动态驱动MOS开关管的开启、仅用于下拉MOS管以动态驱动MOS开关管的关断、或者同时应用于上拉MOS管和下拉MOS管两者以动态驱动MOS开关管的开启和关断两者。
图10和图11示出了根据本发明的一方面具有动态驱动能力的MOS开关管开启时的开关波形和关断时的开关波形。
图10为本发明的一个动态驱动能力的开关打开时候的波形示意图，VCS波形为电流采样电阻RS的电压波形，VGS为驱动端的电压波形，VDS为MOS开关管漏端和源端的波形，SN和SP分别为下拉NMOS管和上拉PMOS管的控制信号。Rds_PMOS为上拉PMOS管的导通电阻，与图6不同的是，该导通电阻非固定值，而是线性变化的，即导通电阻由大逐渐变小，可以发现与固定的导通电阻(图6)相比，在t2～t3阶段，由于电阻较大，产生缓慢的dv/dt，从而可以有效的减少EMI。
图11为本发明的一个动态驱动能力的开关关断时候的开关波形示意图，其中Rds_NMOS为下拉NMOS管的导通电阻，与图7不同的是，该导通电阻非固定值，而是线性变化的，导通电阻由大逐渐变小。可以发现与固定的导通电阻相比，在t7～t8阶段，由于电阻较大，产生缓慢的dv/dt，从而可以有效的减少EMI。
图12为本发明的一个根据频率负载进行动态驱动的示意图。该图阐述了上拉MOS管电阻和下拉MOS管电阻如何根据负载来改变驱动能力。SP为上拉控制信号，动态驱动的电流IbiasD可以通过VCC的电压信号、COMP(补偿)电压信号、线损电流信号、Ton信号、占空比信号得到。
在轻载的时候，有较低的VCC、较高COMP电压、较大的线损电流、较小的Ton和占空比。在重载的时候，有较高的VCC电压、较小的COMP电压、较小的线损电流、较大的Ton和占空比。
随着负载的逐渐变小，频率和峰值电流也会相应的变小，产生的EMI也会逐渐的变小，所以动态驱动的优点之一就是满足EMI要求的同时，根据负载情况，逐渐的加快驱动能力，减少MOS开关管的交越损耗。同时在空载的时候，有最强的驱动能力，可以有效的减少关断延迟而增加的峰值电流，从而起到降低待机功耗的作用。
因此，可基于COMP电压等能够反映负载情况的指标来提供IbiasD，以调节驱动能力。例如，提供的IbiasD可与COMP电压成正比，负载越重，COMP电压越小，IbiasD越小，驱动能力越小，从而减轻EMI，反之，负载越轻，COMP电压越大，Ibias越大，驱动能力越强，从而提升开关速度，降低功耗。下文给出了基于COMP电压来提供IbiasD的实施例，但是也可基于任何与负载条件有关的指标来提供IbiasD。
图13是示出了根据本发明一方面的用于上拉PMOS管的动态驱动电路图。在图中，上拉MOS管采用PMOS管。如图所示，上拉PMOS管的源极耦接至VCC，漏极耦接至MOS开关管(未示出)的栅极端，同时耦接至下拉MOS管的源极端或漏极端中的一端(图中为NMOS管的漏极端)。
受控电压源模块由充放电电容C和动态电流生成模块1302来实现。上拉PMOS管的栅极端与源极端之间具有充放电电容C。该充放电电容C可以是PMOS管原生的源-栅寄生电容，也可以是额外附加的电容。
上拉PMOS管的栅极端接收来自驱动电路1301的上拉控制信号SP以控制上拉PMOS管的导通和关断。例如，当SP为低电平时，上拉PMOS管导通。
特别地动态电流生成模块1302用以动态地生成大小变化的充放电电流。动态电流生成模块1302的输出端耦接至上拉PMOS管的栅极端，以在上拉PMOS管需要开启时，提供该充放电电流，以使上拉PMOS管的栅-源电压以预定速度升至电源电压。这里的上拉MOS管为PMOS管，因此，在需要开启时，动态电流生成模块1302实际上提供的是放电电流，从而使上拉PMOS管的栅极端从VCC降到0，即栅-源压差的绝对值为VCC。
为了控制充放电电流IbiaD的通断，可在动态电流生成模块1302与上拉PMOS管之间设有上拉电流开关管P1，这里为PMOS管。上拉电流开关管P1的栅极端耦接至驱动电路1301以接收上拉控制信号，从而通过上拉控制信号SP来控制开关，进而控制IbiasD的通断。例如，在SP为低电平以打开上拉PMOS管时，SP低电平首先使上拉电流开关管P1导通，从而使得动态电流生成模块1302向上拉PMOS管提供充放电电流(具体为放电电流)，以使上拉PMOS管的栅极电压从VCC逐渐降为0，变为打开。
值得注意的是，在打开上拉PMOS管时，希望其栅极电压从VCC逐渐降为0，以逐渐打开上拉PMOS管。然而，在关断上拉PMOS管时，则不希望如此，而是关断越快越好。因此，该受控电压源模块还可设计有上拉复位开关管P2，这里为P管。
上拉复位开关管P2的源极端耦接至VCC，漏极端耦接至上拉PMOS管的栅极端，栅极端耦接至驱动电路1301以接收上拉控制信号的反相信号，从而使得上拉复位开关管P2具有与上拉电流开关管P1相反的导通或关断状态。
在需要关断上拉PMOS管时，上拉控制信号SP变为高电平，上拉电流开关管P1被关断，而上拉复位开关管P2被打开，从而使得上拉PMOS管的栅极端直接接至电源电压VCC，从而立即关断上拉PMOS管。
图14是示出了根据本发明一方面的用于上拉NMOS管的动态驱动电路图。在图中，上拉MOS管采用NMOS管。如图所示，上拉NMOS管的漏极耦接至VCC，源极耦接至MOS开关管(未示出)的栅极端，同时耦接至下拉MOS管的源极端或漏极端中的一端(图中为NMOS管的漏极端)。
受控电压源模块由充放电电容C和动态电流生成模块1402来实现。上拉NMOS管的栅极端与源极端之间具有充放电电容C。该充放电电容C可以是NMOS管原生的源-栅寄生电容，也可以是额外附加的电容。
上拉NMOS管的栅极端接收来自驱动电路1301的上拉控制信号以控制上拉NMOS管的导通和关断。例如，当为高电平时，上拉NMOS管导通。
特别地，动态电流生成模块1402用以动态地生成大小变化的充放电电流。动态电流生成模块1402的输出端耦接至上拉NMOS管的栅极端，以在上拉NMOS管需要开启时，提供该充放电电流，以使上拉NMOS管的栅-源电压以预定速度升至电源电压。这里的上拉MOS管为NMOS管，因此，在需要开启时，动态电流生成模块1402实际上提供的是充电电流，从而使上拉NMOS管的栅极端从0升到VCC，即栅-源压差的绝对值为VCC。
为了控制充放电电流IbiaD的通断，可在动态电流生成模块1402与上拉NMOS管之间设有上拉电流开关管N1，这里为NMOS管。上拉电流开关管N1的栅极端耦接至驱动电路1401以接收上拉控制信号从而通过上拉控制信号来控制开关，进而控制IbiasD的通断。例如，在为高电平以打开上拉NMOS管时，高电平首先使上拉电流开关管N1导通，从而使得动态电流生成模块1402向上拉NMOS管提供充放电电流(具体为充电电流)，以使上拉NMOS管的栅极电压从0逐升为VCC，变为打开。
值得注意的是，在打开上拉NMOS管时，希望其栅极电压从0逐渐升为VCC，以逐渐打开上拉NMOS管。然而，在关断上拉NMOS管时，则不希望如此，而是关断越快越好。因此，受控电压源模块还可设计有上拉复位开关管N2，这里为NMOS管。
上拉复位开关管N2的源极端耦接至电路地端，漏极端耦接至上拉NMOS管的栅极端，栅极端耦接至驱动电路1401以接收上拉控制信号的反相信号，从而使得上拉复位开关管N2具有与上拉电流开关管N1相反的导通或关断状态。
在需要关断上拉NMOS管时，上拉控制信号变为低电平，上拉电流开关管N1被关断，而上拉复位开关管N2被打开，从而使得上拉NMOS管的栅极端直接接至电路地端，从而立即关断上拉NMOS管。
图15是示出了根据本发明一方面的用于下拉NMOS管的动态驱动电路图。在图中，下拉MOS管采用NMOS管。如图所示，下拉NMOS管的源极耦接至电路地端，漏极耦接至MOS开关管(未示出)的栅极端，同时耦接至上拉MOS管的源极端或漏极端中的一端(图中为PMOS管的漏极端)。
受控电压源模块由充放电电容C和动态电流生成模块1502来实现。下拉NMOS管的栅极端与源极端之间具有充放电电容C。该充放电电容C可以是NMOS管原生的源-栅寄生电容，也可以是额外附加的电容。
下拉NMOS管的栅极端接收来自驱动电路1501的上拉控制信号SN以控制下拉NMOS管的导通和关断。例如，当SN为高电平时，下拉NMOS管导通。
特别地，动态电流生成模块1502用以动态地生成大小变化的充放电电流。动态电流生成模块1502的输出端耦接至下拉NMOS管的栅极端，以在下拉NMOS管需要开启时，提供该充放电电流，以使下拉NMOS管的栅-源电压以预定速度升至电源电压。这里的下拉MOS管为NMOS管，因此，在需要开启时，动态电流生成模块1502实际上提供的是充电电流，从而使下拉NMOS管的栅极端从0升到VCC，即栅-源压差的绝对值为VCC。
为了控制充放电电流IbiaD的通断，可在动态电流生成模块1502与下拉NMOS管之间设有下拉电流开关管N1，这里为NMOS管。下拉电流开关管N1的栅极端耦接至驱动电路1501以接收下拉控制信号，从而通过下拉控制信号SN来控制开关，进而控制IbiasD的通断。例如，在SN为高电平以打开下拉NMOS管时，SN高电平首先使下拉电流开关管N1导通，从而使得动态电流生成模块1502向下拉NMOS管提供充放电电流(具体为充电电流)，以使下拉NMOS管的栅极电压从0逐渐升为VCC，变为打开。
值得注意的是，在打开下拉NMOS管时，希望其栅极电压从0逐渐升为VCC，以逐渐打开下拉NMOS管。然而，在关断下拉NMOS管时，则不希望如此，而是关断越快越好。因此，该受控电压源模块还可设计有下拉复位开关管N2，这里为NMOS管。
下拉复位开关管N2的源极端耦接至电路地端，漏极端耦接至下拉NMOS管的栅极端，栅极端耦接至驱动电路1501以接收下拉控制信号的反相信号，从而使得下拉复位开关管N2具有与下拉电流开关管N1相反的导通或关断状态。
在需要关断下拉NMOS管时，下拉控制信号SN变为低电平，下拉电流开关管N1被关断，而下拉复位开关管N2被打开，从而使得下拉NMOS管的栅极端直接接至电路地端，从而立即关断下拉NMOS管。
由于下拉MOS管为PMOS管的情形仅在双电压供电的情况下使用，而且原理与为NMOS管的原理相同，因此，不再赘述。
图16示出了根据本发明的一实施例的动态驱动电路图。图16中的所示的动态驱动方案与图13中所示的动态驱动方案的区别在于添加了电流镜电路，以通过电流镜电路来传递动态电流生成模块生成的充放电电流。
如图16所示，上拉MOS管采用PMOS管。上拉PMOS管的源极耦接至VCC，漏极耦接至MOS开关管(未示出)的栅极端，同时耦接至下拉MOS管的源极端或漏极端中的一端(图中为NMOS管的漏极端)。上拉PMOS管的栅极端与源极端之间具有充放电电容C。该充放电电容C可以是PMOS管原生的源-栅寄生电容，也可以是额外附加的电容。
与图13中类似，图16中也包括动态电流生成模块1602以生成充放电电流IbiasD，另外，也设置了上拉电路开关管P1用以控制充放电电流的通断。此外，图16中也设置了上拉复位开关管P2。
在实施例中，在图16中设置了上拉电流镜电路来将动态电流生成模块1602生成的电流镜像至上拉PMOS管的栅极端，上拉电流镜电路可通过上拉电流开关管P1来控制通断，进而控制充放电电流的提供。
在图16所示的实施例中，所示的电流镜电路包括两个电流镜单元。第一电流镜单元由PMOS管P3和P4构成，第二电流镜单元由NMOS管N1和N2构成。动态电流生成模块1602的输出端耦接至第一电流镜单元的镜像输入端，即P3的漏极端，第一电流镜单元的镜像输出端即P4的漏极端经由上拉电流开关管P1耦接至第二电流镜单元的镜像输入端即N1的漏极端，第二电流镜单元的镜像输出端即N2的漏极端耦接至上拉PMOS管的栅极端。
这里的第一电流镜单元和第二电流镜单元的镜像比可以等于1，也可以大于1以对IbiasD进行适当放大。
上拉电流开关管P1的栅极端耦接至驱动电路1601以接收上拉控制信号，从而通过上拉控制信号SP来控制开关，进而控制镜像电路的通断，即IbiasD的通断。例如，在SP为低电平以打开上拉PMOS管时，SP低电平首先使上拉电流开关管P1导通，此时电流镜电路被开启，从而使得动态电流生成模块1602的IbiasD被镜像至上拉PMOS管的栅极端，以使上拉PMOS管的栅极电压从VCC逐渐降为0，变为打开。由于这里是放电电流，所以可以认为动态电流生成模块1602生成的电路为负电流，如图中的箭头所示。
上拉复位开关管P2具有与上拉电流开关管P1相反的导通或关断状态。在需要关断上拉PMOS管时，上拉控制信号SP变为高电平，上拉电流开关管P1被关断，而上拉复位开关管P2被打开，从而使得上拉PMOS管的栅极端直接接至电源电压VCC，从而立即关断上拉PMOS管。
图17示出了根据本发明的一实施例的动态驱动电路图。图17中的所示的动态驱动方案与图15中所示的动态驱动方案的区别在于添加了电流镜电路，以通过电流镜电路来传递动态电流生成模块生成的充放电电流。
如图17所示，下拉MOS管采用NMOS管。下拉NMOS管的源极耦接至电路地端，漏极耦接至MOS开关管(未示出)的栅极端，同时耦接至上拉MOS管的源极端或漏极端中的一端(图中为PMOS管的漏极端)。下拉NMOS管的栅极端与源极端之间具有充放电电容C。该充放电电容C可以是NMOS管原生的源-栅寄生电容，也可以是额外附加的电容。
与图15中类似，图17中也包括动态电流生成模块1702以生成充放电电流IbiasD，另外，也设置了下拉电路开关管N1用以控制充放电电流的通断。此外，图17中也设置了下拉复位开关管N2。
在实施例中，在图17中设置了下拉电流镜电路来将动态电流生成模块1702生成的电流镜像至下拉NMOS管的栅极端，下拉电流镜电路可通过下拉电流开关管N1来控制通断，进而控制充放电电流的提供。
在图17所示的实施例中，所示的电流镜电路包括两个电流镜单元。第一电流镜单元由NMOS管N3和N4构成，第二电流镜单元由PMOS管P1和P2构成。动态电流生成模块1702的输出端耦接至第一电流镜单元的镜像输入端，即N3的漏极端，第一电流镜单元的镜像输出端即N4的漏极端经由下拉电流开关管N1耦接至第二电流镜单元的镜像输入端即P1的漏极端，第二电流镜单元的镜像输出端即P2的漏极端耦接至下拉NMOS管的栅极端。
这里的第一电流镜单元和第二电流镜单元的镜像比可以等于1，也可以大于1以对IbiasD进行适当放大。
下拉电流开关管N1的栅极端耦接至驱动电路1701以接收下拉控制信号，从而通过下拉控制信号SN来控制开关，进而控制镜像电路的通断，即IbiasD的通断。例如，在SN为高电平以打开下拉NMOS管时，SN高电平首先使下拉电流开关管N1导通，此时电流镜电路被开启，从而使得动态电流生成模块1702的IbiasD被镜像至下拉NMOS管的栅极端，以使下拉NMOS管的栅极电压从0逐渐升为VCC，变为打开。由于这里是充电电流，所以可以认为动态电流生成模块1702生成的电路为正电流，如图中的箭头所示。
下拉复位开关管N2具有与下拉电流开关管N1相反的导通或关断状态。在需要关断下拉NMOS管时，下拉控制信号SN变为低电平，下拉电流开关管N1被关断，而下拉复位开关管N2被打开，从而使得下拉NMOS管的栅极端直接接至电路地端，从而立即关断下拉NMOS管。
图18示出了根据本发明的一实施例的动态驱动电路图。在图18中，对上拉MOS管和下拉MOS管皆使用了本发明的动态驱动技术。对于上拉PMOS管动态驱动的方案在图16中已经进行了描述，这里的上拉MOS管尽管是NMOS管，但是原理与图16中相同，因此不再赘述。
对于下拉NMOS管，其动态驱动与图17大致相同，区别仅在于受控电压源模块又包括了一个补充电流生成模块用于引入了一个补充电流，以在开启下拉NMOS管即关闭MOS开关管M1(未示出)时加快关闭过程。
回到图11，在MOS开关管M1关断的过程中，VDS变化的时间段为t7-t8，这段时间vd/vt越慢，EMI越小。然而，在t6-t7时间段内，VDS为0，EMI问题较轻，此时希望有较快的关断速度，因此，若在此时段内能够加快Rds_NMOS的变化速度可以缩短关断时间，同时不会影响EMI性能。
为此，受控电压源模块可通过补充电流开关管来控制补充电流的通断，该补充电流生成模块的输出端经由该补充电流开关管耦接至下拉NMOS管的栅极端，该补充电流开关管在下拉NMOS管的开启过程中当MOS开关管的栅极电压变化时导通以向下拉NMOS管的栅极端提供补充电流，以加速下拉NMOS管的栅-源电压的变化。
该补充电流生成模块包括镜像电路，用于将动态电流生成模块生成的充放电电流镜像至下拉NMOS管的栅极端以提供该补充电流。例如，根据图18的实施例，第二电流镜单元还设置了PMOS管P23与P21、P22一起构成并列的镜像结构。即除了作为第二电流镜单元的第一镜像输出端即P22的漏极向下拉NMOS管的栅极端提供镜像IbiasD电流之外，P23的漏极作为第二电流镜单元的第二镜像输出端通过补充电流开关管(这里是NMOS管N25)耦接至下拉NOMS管的栅极端。
在此配置下，当下拉NMOS管的栅极端电压较低的时候，非门I1的输出为高，则开启补充电流开关管N25，通过P23额外地增加一路充电电流，下拉NMOS管的栅极端的受控电压源变化较快。当下拉NMOS管的栅极电压高于阈值电压vth后，非门I1的输出为低，关闭该补充的充电电流。
图19示出了该补充电流的效果。如图19所示，t6-t7时间段内，Rds_NMOS分为两个阶段，起先阶段下降速度更快，这段时间正是补充电流开关管开启提供补充电流的时段，当补充电流关闭后再以稍慢的速度下降。
图20示出了根据本发明的一实施例的动态驱动电路图。图20与图18的区别在于，图18中通过非门I1控制补充电流开关管N25的通断。然而，这种方式并不精确，如图19所示，在t6-t7时间段内，仅有前一段时间是提供补充电流的，但是理想地是在整个t6-t7时间段内都提供补充电流以加快速度，而在t7时刻之后立刻停止补充电流。
为此，将补充电流开关管的栅极端设计成接收直接与MOS开关管的栅极电压相关联的补充电流开关信号，以使得当MOS开关管的栅极电压缓慢变化时，补充电流开关信号控制补充电流开关管N25关断以截断补充电流，而当MOS开关管的栅极电压不变时，补充电流开关信号控制补充电流开关管N25导通以开启补充电流。
图20中采用了关断分析电路2003分析MOS开关管M1的栅极电压。如图20所示，关断分析电流2003的输入端耦接至MOS开关管M1的栅极端，以检测栅极电压，输出端耦接至补充电流开关管N25的栅极端，以提供上述补充电流开关信号。
在图20所示的实例中，该关断分析电路2003可包括比较器COM，该比较器的第一输入端耦接至MOS开关管M1的栅极端，第二输入端经由电阻R2耦接至MOS开关管M1的栅极端，同时经由电容C3接地，输出端耦接至补充电流开关管N25的栅极端。
比较器COM的第二输入端输入的信号实际上是第一输入端输入信号的延迟的版本，通过这两者的比较可以分析得出MOS开关管M1的栅极电压是否在缓慢变化。
由于在米勒平台阶段，GATE(栅极)电压基本不变。通过比较器COM以及电阻R2和C3，在迅速变化的时间的比较器翻转输出高电平，打开提供补充电流的补充电流开关管N25，在基本不变的阶段，比较器翻转输出低电平，再关断N25，从而减少了整个关断时间，同时增加米勒平台时间。
图21示出了该补充电流的效果。如图21所示，Rds_NMOS在t6-t7和t8-t9时间段内由于提供了补充电流，因此相比于t7-t8时间段具有更快的电阻变化速度，减小了关断延迟，同时由于该时段出现在VDS发生变化的时刻t7之前和t8之后，因此不会影响EMI性能。
图20还示出了动态电流生成模块2002的实施例。在图20中，动态电流生成模块2002可包括误差放大器EA和由PMOS管P31、P32构成的电流镜电路。该误差放大器EA的第一输入端接收COMP电压，第二输入端耦接至其输出端，另外输出端再通过电阻R1接地。根据误差放大器EA的知识可知，误差放大器EA的输出端的电压即等于COMP电压，从而在电流镜电路的镜像输入端得到COMP/R1的电流，该电流经由电流镜电路的镜像，从电流镜电路的镜像输出端即P32的漏极输出，以得到IbiasD。
如前所述地，这里IbiasD实在是应该与电路负载成反比，负载越重，Ibias越小，例如这里电路的环路补偿电压COMP正好与负载成反比，因此，只要将IbiasD设计成与COMP电压成正比即可。以COMP电压生成IbiasD仅是一个示例，还可根据任何能够反映负载的指标生成IbiasD，例如IbiasD电流可以是线损电流的镜像电流，也可用是和VCC成比例的电流，也可以是和退磁占空比、导通时间、周期成比例的电流。图22示出了动态电流与负载频率关系的示意图。
根据本发明的方案，在不同的输出状态，由于动态电流IbiasD的变化，受控的线性电压源的变化速率也发生变化。在较高频率的时候，动态电流IbiasD较小，受控的线性电压源的变化速率小，上拉和下拉MOSFET的导通电阻变化慢，在开关过程中dv/dt变化慢，EMI性能好。在频率较低的时候，动态电流IbiasD较大。受控线性电压源的变化率大，上拉和下拉MOSFET的导通电阻变化快，延迟小，交越损耗减少。
本发明另外还提供了一种用于驱动信号的动态调节装置的驱动方法。该驱动信号用于驱动MOS开关管的开关。该动态调节装置包括：上拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的上拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电源电压端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端；以及下拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的下拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电路地端，另一端耦接至该MOS开关管的栅极端。
该驱动方法包括在该下拉MOS管被该下拉控制信号开启时，向该下拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该下拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的关断。
当负载条件越重时，向该下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻时，向该下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快该下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
该下拉MOS管的栅极端与源极端之间设有下拉充放电电容，可基于该MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，以在该下拉MOS管开启时，通过对该下拉充放电电容的充放电，向该下拉MOS管的栅极提供受控电压。
在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢该下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
该方法还包括在该下拉MOS管的开启过程中当该MOS开关管的栅极电压变化时向该下拉MOS管的栅极端提供补充电流，以加速该下拉MOS管的栅-源电压的变化。
该方法还包括在该上拉MOS管被该上拉控制信号开启时，向该上拉MOS管的栅极端提供受控电压以使该上拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动该MOS开关管的开启。
当负载条件越重时，向该上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻时，向该上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快该上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
在该上拉MOS管的栅极端与源极端之间设有上拉充放电电容，可基于该MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，以以在该上拉MOS管开启时，通过对该上拉充放电电容的充放电，向该上拉MOS管的栅极提供受控电压。
在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢该上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
提供对本公开的先前描述是为使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员来说都将是显而易见的，且本文中所定义的普适原理可被应用到其他变体而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例和设计，而是应被授予与本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广范围。

Claims (32)

1.一种用于驱动信号的动态调节装置，所述驱动信号用于驱动MOS开关管的开关，所述动态调节装置包括：
上拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的上拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电源电压端，另一端耦接至所述MOS开关管的栅极端，
下拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的下拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电路地端，另一端耦接至所述MOS开关管的栅极端，以及
受控电压源模块，在所述下拉MOS管在被所述下拉控制信号开启时，向所述下拉MOS管的栅极端提供受控电压以使所述下拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动所述MOS开关管的关断；
其中负载条件越重，则所述受控电压源模块向所述下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻，所述受控电压源模块向所述下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快所述下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
2.如权利要求1所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路包括：
下拉充放电电容，耦接在所述下拉MOS管的栅极端与源极端之间；以及
动态电流生成模块，用于基于所述MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，所述动态电流生成模块的输出端耦接至所述下拉MOS管的栅极端，以在所述下拉MOS管开启时，通过对所述下拉充放电电容的充放电，向所述下拉MOS管的栅极提供受控电压。
3.如权利要求2所述的动态调节装置，其特征在于，所述动态电流生成模块在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢所述下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
4.如权利要求2所述的动态调节装置，其特征在于，所述下拉MOS管的栅极端与所述动态电流生成模块之间设有下拉电流开关管以控制所述充放电电流的通断，所述下拉电流开关管的栅极端耦接至所述下拉控制信号，以在所述下拉控制信号控制所述下拉MOS管导通时，使所述下拉电流开关管导通以向所述下拉MOS管的栅极端提供充放电电流。
5.如权利要求4所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路还包括下拉复位开关管，所述下拉复位开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至所述下拉MOS开关管的栅极端，另一端在所述下拉MOS管为PMOS管时耦接至电源电压端而在所述下拉MOS管为NMOS管时耦接至电路地端，所述下拉复位开关管具有与所述下拉电流开关管相反的导通或关断状态。
6.如权利要求4所述的动态调节装置，其特征在于，所述下拉电流开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至所述动态电流生成模块的输出端，另一端耦接至所述下拉MOS管的栅极端。
7.如权利要求4所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路还包括下拉电流镜电路，所述动态电流生成模块经由所述下拉电流镜电路耦接至所述下拉MOS管的栅极端，所述下拉电流开关管耦接至所述下拉电流镜电路以控制所述下拉电流镜电路的通断。
8.如权利要求7所述的动态调节装置，其特征在于，所述下拉电流镜电路包括：
第一电流镜单元，所述第一电流镜单元的镜像输入端耦接所述动态电流生成模块的输出端；以及
第二电流镜单元，所述第二电流镜单元的镜像输入端经由所述下拉电流开关管耦接至所述第一电流镜单元的镜像输出端，所述第二电流镜单元的镜像输出端耦接至所述下拉MOS管的栅极端。
9.如权利要求2所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路还包括：
补充电流生成模块，用于生成补充电流；
补充电流开关管，所述补充电流生成模块的输出端经由所述补充电流开关管耦接至所述下拉MOS管的栅极端，所述补充电流开关管在所述下拉MOS管的开启过程中当所述MOS开关管的栅极电压变化时导通以向所述下拉MOS管的栅极端提供补充电流，以加速所述下拉MOS管的栅-源电压的变化。
10.如权利要求9所述的动态调节装置，其特征在于，所述补充电流开关管和所述下拉MOS管皆为NMOS管，所述补充电流开关管的栅极端经由反相器耦接至所述下拉MOS管的栅极端，以控制所述补充电流开关管的通断。
11.如权利要求9所述的动态调节装置，其特征在于，还包括：
关断分析电路，其输入端耦接至所述MOS开关管的栅极端，以检测所述MOS开关管的栅极电压，输出端耦接至所述补充电流开关管的栅极端，以在所述MOS开关管的栅极电压变化时开启所述补充电流开关管，而在所述MOS开关管的栅极电压不变时关断所述补充电流开关管。
12.如权利要求11所述的动态调节装置，其特征在于，所述关断分析电路包括：
比较器，所述比较器的第一输入端耦接至所述MOS开关管的栅极端，第二输入端经由电阻耦接至所述MOS开关管的栅极端同时经由电容接地，输出端耦接至所述补充电流开关管的栅极端。
13.如权利要求9所述的动态调节装置，其特征在于，所述补充电流生成模块包括：
镜像电路，用于将所述动态电流生成模块生成的所述充放电电流镜像至所述下拉MOS管的栅极端以提供所述补充电流。
14.如权利要求1所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源模块在所述上拉MOS管在被所述上拉控制信号开启时，向所述上拉MOS管的栅极端提供受控电压以使所述上拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动所述MOS开关管的开启。
15.如权利要求14所述的动态调节装置，其特征在于，负载条件越重，则所述受控电压源模块向所述上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻，所述受控电压源模块向所述上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快所述上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
16.如权利要求14所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路包括：
上拉充放电电容，耦接在所述上拉MOS管的栅极端与源极端之间；以及
动态电流生成模块，用于基于所述MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，所述动态电流生成模块的输出端耦接至所述上拉MOS管的栅极端，以在所述上拉MOS管开启时，通过对所述上拉充放电电容的充放电，向所述上拉MOS管的栅极提供受控电压。
17.如权利要求16所述的动态调节装置，其特征在于，所述动态电流生成模块在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢所述上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
18.如权利要求16所述的动态调节装置，其特征在于，所述上拉MOS管的栅极端与所述动态电流生成模块之间设有上拉电流开关管以控制所述充放电电流的通断，所述上拉电流开关管的栅极端耦接至所述上拉控制信号，以在所述上拉控制信号控制所述上拉MOS管导通时，使所述上拉电流开关管导通以向所述上拉MOS管的栅极端提供充放电电流。
19.如权利要求18所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路还包括上拉复位开关管，所述上拉复位开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至所述上拉MOS开关管的栅极端，另一端在所述上拉MOS管为PMOS管时耦接至电源电压端而在所述上拉MOS管为NMOS管时耦接至电路地端，所述上拉复位开关管具有与所述上拉电流开关管相反的导通或关断状态。
20.如权利要求18所述的动态调节装置，其特征在于，所述上拉电流开关管的源极端和漏极端中的一端耦接至所述动态电流生成模块的输出端，另一端耦接至所述上拉MOS管的栅极端。
21.如权利要求18所述的动态调节装置，其特征在于，所述受控电压源电路还包括上拉电流镜电路，所述动态电流生成模块经由所述上拉电流镜电路耦接至所述上拉MOS管的栅极端，所述上拉电流开关管耦接至所述上拉电流镜电路以控制所述上拉电流镜电路的通断。
22.如权利要求21所述的动态调节装置，其特征在于，所述上拉电流镜电路包括：
第三电流镜单元，所述第三电流镜单元的镜像输入端耦接所述动态电流生成模块的输出端；以及
第四电流镜单元，所述第四电流镜单元的镜像输入端经由所述上拉电流开关管耦接至所述第三电流镜单元的镜像输出端，所述第四电流镜单元的镜像输出端耦接至所述上拉MOS管的栅极端。
23.如权利要求2或16所述的动态调节装置，其特征在于，所述动态电流生成模块包括：
误差放大器，其一输入端接收COMP电压，另一输入端耦接至其输出端，输出端通过电阻接地，其中所述COMP电压与负载轻重条件成反比；以及
电流镜电路，所述误差放大器的输出端耦接至所述电流镜电路的输入端以从所述电流镜电路输出所述充放电电流。
24.一种驱动系统，包括：
MOS开关管；
如权利要求1-23中任一项所述的用于驱动信号的动态调节装置；以及
驱动电路，用于生成所述上拉控制信号和下拉控制信号。
25.一种用于驱动信号的动态调节装置的驱动方法，所述驱动信号用于驱动MOS开关管的开关，所述动态调节装置包括：上拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的上拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电源电压端，另一端耦接至所述MOS开关管的栅极端；以及下拉MOS管，栅极端接收用于控制其导通或关断的下拉控制信号，源极端和漏极端中的一端耦接至电路地端，另一端耦接至所述MOS开关管的栅极端，
所述驱动方法包括：
在所述下拉MOS管被所述下拉控制信号开启时，向所述下拉MOS管的栅极端提供受控电压以使所述下拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动所述MOS开关管的关断；
当负载条件越重时，向所述下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻时，向所述下拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快所述下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
26.如权利要求25所述的驱动方法，其特征在于，所述下拉MOS管的栅极端与源极端之间设有下拉充放电电容，其中所述向所述下拉MOS管的栅极端提供受控电压包括：
基于所述MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，以在所述下拉MOS管开启时，通过对所述下拉充放电电容的充放电，向所述下拉MOS管的栅极提供受控电压。
27.如权利要求26所述的驱动方法，其特征在于，在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢所述下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快下拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
28.如权利要求26所述的驱动方法，其特征在于，还包括：
在所述下拉MOS管的开启过程中当所述MOS开关管的栅极电压变化时向所述下拉MOS管的栅极端提供补充电流，以加速所述下拉MOS管的栅-源电压的变化。
29.如权利要求25所述的驱动方法，其特征在于，还包括：
在所述上拉MOS管被所述上拉控制信号开启时，向所述上拉MOS管的栅极端提供受控电压以使所述上拉MOS管的栅-源电压以动态可调的速度升至电源电压，从而以可变的驱动能力驱动所述MOS开关管的开启。
30.如权利要求29所述的驱动方法，其特征在于，当负载条件越重时，向所述上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越缓，以减慢上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而降低驱动能力，而负载条件越轻时，向所述上拉MOS管的栅极端提供的受控电压变化越快，以加快所述上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，从而提高驱动能力。
31.如权利要求29所述的驱动方法，其特征在于，在所述上拉MOS管的栅极端与源极端之间设有上拉充放电电容，其中所述向所述上拉MOS管的栅极端提供受控电压包括：
基于所述MOS开关管的负载条件动态地生成大小变化的充放电电流，以以在所述上拉MOS管开启时，通过对所述上拉充放电电容的充放电，向所述上拉MOS管的栅极提供受控电压。
32.如权利要求31所述的驱动方法，其特征在于，在越重的负载条件下生成越小的充放电电流，以减慢所述上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度，而在越轻的负载条件下生成越大的充放电电流，以加快上拉MOS管的栅-源电压升至电源电压的速度。
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